JP2019195242A - 昇圧コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の短絡故障発生直後に、バッテリに流れる過電流を抑制してバッテリの過電流破損の危険性を低減した昇圧コンバータを提供する。【解決手段】低圧側に設けられたバッテリ５０の電圧を昇圧して、高圧側に設けられた出力コンデンサＣに出力する昇圧コンバータであって、前記出力コンデンサＣの正、負極間にスイッチング素子Ｓ１およびＳ２を直列接続し、一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回された一次巻線１１および二次巻線１２を有した結合リアクトル１０を設け、前記バッテリの正極５０を、機械遮断器６０および結合リアクトル１０の一次巻線１１を介してスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点に接続し、スイッチング素子Ｓ１および出力コンデンサＣの正極の共通接続点を、結合リアクトル１０の二次巻線１２およびスイッチング素子Ｓ３を介して、出力コンデンサＣの負極とバッテリ５０の負極に接続した。【選択図】 図１

Description

本発明は、低圧側にバッテリ等の直流電圧源が、高圧側に出力コンデンサと負荷が接続される非絶縁型昇圧コンバータの、スイッチング素子短絡故障時の保護方式に関する。

従来の非絶縁型昇圧コンバータの構成例を図７、図８に示す。図７、図８の昇圧コンバータは、低圧側に鉛蓄電池やリチウムイオン電池といったバッテリが接続され、高圧側に負荷と出力コンデンサが接続される構成をとり、スイッチング素子のオン、オフ動作を制御することでバッテリ電圧から昇圧された所定の出力電圧を負荷に印加する機能を有する。

図７は単相昇圧コンバータの構成例を示し、負荷１００が並列に接続された出力コンデンサＣの正、負極間には、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が直列に接続されている。

バッテリ５０の正極は、遮断器／ヒューズ５５および直流リアクトル７０を介して、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続点に接続されている。バッテリの負極は、スイッチング素子Ｓ２および出力コンデンサＣの共通接続点に接続されている。

図７の回路では、通常動作時は遮断器／ヒューズ５５がオン状態にあり、スイッチング素子Ｓ１をオフ、Ｓ２をオンにすることでバッテリ５０から直流リアクトル７０に電流を流して直流リアクトル７０にエネルギーを蓄積させ、次にスイッチング素子Ｓ１をオン、Ｓ２をオフにすることで、直流リアクトル７０に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｓ１を介して出力コンデンサＣに放出する。

そして前記スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオン、オフ動作を繰り返すことによって、バッテリ５０の電圧を昇圧した電圧を出力コンデンサＣに得るようにしている。

図８は二相インターリーブ昇圧コンバータの構成例を示し、負荷１００が並列に接続された出力コンデンサＣの正、負極間には、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を直列接続した第１直列回路と、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を直列接続した第２直列回路とが並列に接続されている。

バッテリ５０の正極は遮断器／ヒューズ５５を介して、一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回された結合リアクトル８０の一次巻線８１、二次巻線８２の各一端に接続されている。

結合リアクトル８０の一次巻線８１の他端はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続点に接続され、結合リアクトル８０の二次巻線８２の他端はスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の共通接続点に接続されている。

バッテリ５０の負極はスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４および出力コンデンサＣの共通接続点に接続されている。

図８の回路の通常動作時は、遮断器／ヒューズ５５がオンされている状態において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン、オフ制御を繰り返し実行することによって、結合リアクトル８０に蓄積されたエネルギーを出力コンデンサＣに放出させて、バッテリ５０の電圧を昇圧した電圧を出力コンデンサＣに得るようにしている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン、オフの制御パターンは、例えば、Ｓ１オフ、Ｓ２オン、Ｓ３オン、Ｓ４オフとするモード１、Ｓ１オン、Ｓ２オフ、Ｓ３オフ、Ｓ４オンとするモード２、Ｓ１オン、Ｓ２オフ、Ｓ３オン、Ｓ４オフとするモード３、Ｓ１オフ、Ｓ２オン、Ｓ３オフ、Ｓ４オンとするモード４とを備え、スイッチングのデューティ比が０．５より小さい場合はモード１→モード３→モード２→モード３のパターンを繰り返し、デューティ比が０．５よりも大きくなるとモード１→モード４→モード２→モード４のパターンを繰り返し、デューティ比が０．５のときはモード１とモード２を交互に繰り返すものである。

結合リアクトル８０では一つのコアに巻回された二相の巻線（一次巻線８１、二次巻線８２）のインダクタンスが磁気的に相互結合され、相互誘導によって電流リプルが低減される。

上記構成において、昇圧コンバータに用いるスイッチング素子は短絡故障を起こす場合がある。例えば、図７に示す単相昇圧コンバータの下アームスイッチング素子Ｓ２が短絡故障した場合、バッテリ５０が直流リアクトル７０を介して短絡された状態となる。

短絡状態が継続すると、短絡電流が増加してバッテリ５０に過電流が流れ、バッテリ５０が破損する危険がある。そのため、下アームスイッチング素子Ｓ２が短絡故障した場合には、直流遮断器やヒューズ（５５）やスイッチング素子などの開閉装置を用いて、バッテリ５０を開放して昇圧コンバータ装置を停止する必要がある。

図８に示す二相インターリーブ昇圧コンバータも同様に、下アームのスイッチング素子Ｓ２又はＳ４が短絡故障した場合には、遮断器／ヒューズ５５などの開閉装置を用いて、バッテリ５０を開放して昇圧コンバータ装置を停止する必要がある。

尚、従来の、昇圧コンバータを用いた車載用回転電機の駆動装置は特許文献１に記載され、スイッチング電源装置は特許文献２に記載され、結合インダクタを用いた車載用昇圧チョッパ回路は非特許文献１に記載されている。

特開２０１１−９７７２１号公報 特許第６０９９５８１号公報

今岡淳、山本真義、川島崇宏、「結合インダクタを用いた車載用昇圧チョッパ回路の特性解析と設計」、パワーエレクトロニクス学会誌、２０１４年３月、Ｖｏｌ．３９，ｐｐ．５５−６４

昇圧コンバータのスイッチング素子の短絡故障に対処するため、例えば特許文献１では、図７、図８に示すようにバッテリと直流リアクトルの間に遮断器などの開閉装置を設置している。

開閉装置が、機械接点を用いた機械遮断器の場合、遮断に数百ｍｓ以上の時間が必要である。さらに開極時に電流が流れていると機械接点間でアーク放電が発生し、これにより機械接点が磨耗する問題もある。また、ヒューズを用いる場合にも溶断までの遅延は熱時定数に依存する。これらの遮断方式では遮断までの遅延が大きく、その遅延時間中に短絡電流が増大してバッテリが破損する可能性がある。

開閉装置としてスイッチング素子（ＩＧＢＴなど）を用いる場合、高速な遮断を実現できるが、短絡故障のない通常動作時には常に遮断用スイッチング素子を導通状態とする必要があり、スイッチング素子に定常損失が発生する。この損失によって、昇圧コンバータの効率が低下する。

図９に、類似の先行発明である特許文献２の実施例を示す。図９において、図７と異なる点は、前記直流リアクトル７０に代えて、直列接続され、Ｌ１，Ｌ２の自己インダクタンスを持つ２つの巻線９１、９２を有した直流リアクトル９０を設け、バッテリ５０の正極を開閉装置５６および直流リアクトル９０の巻線９１、９２を介してスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続点に接続し、巻線９１に切替スイッチ９３を並列に接続した点にあり、その他の部分は図７と同一に構成されている。

この図９では、スイッチング素子Ｓ２の短絡故障発生時に切替スイッチ９３をターンオフすることで、短絡電流経路のインダクタンスを「Ｌ２」から「Ｌ１＋Ｌ２」に増大させ、短絡電流の増加率を抑制している。しかし、インダクタンス増大後も短絡電流は単調増加を続け、開閉装置５６の遮断遅延により大電流の流れた状態が継続されるため、上記のバッテリ破損の問題は完全には回避できない。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、スイッチング素子の短絡故障発生直後に、バッテリに流れる過電流を抑制することができ、これによってバッテリの過電流破損の危険性を低減した昇圧コンバータを提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の昇圧コンバータは、
低圧側に設けられたバッテリの電圧を昇圧して、高圧側に設けられた出力コンデンサに出力する昇圧コンバータであって、
前記出力コンデンサの正、負極間に第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を直列接続し、
一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回された一次巻線および二次巻線を有した結合リアクトルを設け、
前記バッテリの正極を、機械遮断器および前記結合リアクトルの一次巻線を介して前記第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の共通接続点に接続し、
前記第１スイッチング素子および出力コンデンサの正極の共通接続点を、前記結合リアクトルの二次巻線および第３スイッチング素子を介して、出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続したことを特徴とする。

また、請求項２に記載の昇圧コンバータは、請求項１において、
前記バッテリの電圧Ｖ_in、前記出力コンデンサの電圧Ｖ_out、前記結合リアクトルの一次巻線と二次巻線の巻数比ｎ、前記結合リアクトルの一次巻線と二次巻線間の結合係数ｋを、Ｖ_out−ｋｎＶ_in＞０なる条件を満たすように設計したことを特徴とする。

また、請求項３に記載の昇圧コンバータは、請求項１又は２において、
前記第２スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第３スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極することを特徴としている。

また、請求項４に記載の昇圧コンバータは、
低圧側に設けられたバッテリの電圧を昇圧して、高圧側に設けられた出力コンデンサに出力する昇圧コンバータであって、
前記出力コンデンサの正、負極間に、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を直列接続した第１直列回路と、第３スイッチング素子および第４スイッチング素子を直列接続した第２直列回路とを並列に接続し、
一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された一次巻線および二次巻線から成る主巻線と、前記２辺に隣接し互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された三次巻線および四次巻線から成る補助巻線とを有した結合リアクトルを設け、
前記バッテリの正極を、機械遮断器を介して前記結合リアクトルの一次巻線および二次巻線の共通接続点に接続し、
前記結合リアクトルの一次巻線の他端を前記第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の共通接続点に接続し、前記結合リアクトルの二次巻線の他端を前記第３スイッチング素子および第４スイッチング素子の共通接続点に接続し、
前記第１スイッチング素子および第３スイッチング素子および出力コンデンサの正極の共通接続点を、前記結合リアクトルの三次巻線および四次巻線の共通接続点に接続し、
前記結合リアクトルの三次巻線の他端を、第５スイッチング素子を介して前記出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続し、
前記結合リアクトルの四次巻線の他端を、第６スイッチング素子を介して前記出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続したことを特徴とする。

また、請求項５に記載の昇圧コンバータは、請求項４において、
前記結合リアクトルの主巻線と補助巻線の巻数比ｎ、前記結合リアクトルの主巻線の一次巻線と二次巻線間の結合係数ｋ₁₂、前記結合リアクトルの主巻線と補助巻線間の結合係数ｋ₁₃を、

なる条件を満たすように設計したことを特徴とする。

また、請求項６に記載の昇圧コンバータは、請求項４又は５において、
前記第２スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第５スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極し、
前記第４スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第６スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極することを特徴としている。

（１）請求項１〜６に記載の発明によれば、スイッチング素子の短絡故障発生直後に、バッテリに流れる過電流を抑制することができ、これによってバッテリの過電流破損の危険性を低減することができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、通常動作時に結合リアクトルの二次巻線側を開放状態にすることができ、結合リアクトルの相互インダクタンスの影響を受けることが無い。
（３）請求項５に記載の発明によれば、通常動作時に結合リアクトルの補助巻線側を開放状態にすることができ、結合リアクトルの相互インダクタンスの影響を受けることが無い。
（４）請求項３、６に記載の発明によれば、機械遮断器のアーク放電を抑制することができ、これによって機械遮断器の磨耗が低減され、昇圧コンバータを長寿命化することができる。

本発明の実施例１による単相昇圧コンバータの回路構成図。 本発明の実施例１の要部の構成図。 図１のスイッチング素子Ｓ２短絡故障時の等価回路図。 本発明の実施例１における、短絡故障時の電流波形図。 本発明の実施例２による二相インターリーブ昇圧コンバータの回路構成図。 本発明の実施例２の要部の構成図。 従来の単相昇圧コンバータの一例を示す構成図。 従来の二相インターリーブ昇圧コンバータの一例を示す構成図。 特許文献２の実施例を示す構成図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

図１に本実施例１による単相昇圧コンバータの回路構成を示す。図１において、一般的な単相昇圧コンバータを示す図７と異なる点は、遮断器／ヒューズ５５および直流リアクトル７０に代えて、機械遮断器６０、結合リアクトル１０、スイッチング素子Ｓ３を設け、バッテリ５０の正極を機械遮断器６０および結合リアクトル１０の一次巻線１１を介してスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続点に接続し、出力コンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓ１の共通接続点を、結合リアクトル１０の二次巻線１２およびスイッチング素子Ｓ３を介してバッテリ５０の負極と、出力コンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓ２の共通接続点に接続した点にあり、その他の部分は図７と同一に構成されている。

尚、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は、各々帰還ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチングデバイスで構成されている。

図１において、Ｖ_inは低圧側のバッテリ電圧、Ｖ_outは高圧側の出力コンデンサ電圧、Ｖ_L1は結合リアクトル１０の一次側電圧（一次巻線１１の電圧）、Ｖ_L2は二次側電圧（二次巻線１２の電圧）を表している。また、Ｉ_L1、Ｉ_L2はそれぞれ結合リアクトル１０の一次側電流、二次側電流を表している。

前記結合リアクトル１０は図２に示すように、中空を囲む４辺を有したコア１５の、互いに対向する２辺に一次巻線１１、二次巻線１２を各々巻回して構成されている。

結合リアクトル１０の一次巻線１１および二次巻線１２の自己インダクタンスをそれぞれＬ₁、Ｌ₂、結合係数をｋ（＜１）、巻数比をｎとする。この際、相互インダクタンスＭは、Ｍ＝ｋ（Ｌ₁Ｌ₂）^1/2＝ｋｎＬ₁で表される。図１、図２において、結合リアクトル１０の二次側を開放とすることで、一次側から見たインダクタンスは一次巻線の自己インダクタンスＬ₁と一致し、相互インダクタンスＭの影響を受けない。そのため、図７に示す一般的な単相昇圧コンバータと同一の挙動を達成できる。

スイッチング素子Ｓ３をオフ状態とし、スイッチング素子Ｓ３に印加される電圧が常に正であれば、スイッチング素子Ｓ３の逆並列ダイオードもターンオフし、結合リアクトル１０の二次側を開放とすることができる。

結合リアクトル１０の一次側に印加される電圧Ｖ_L1は、通常運転時にはスイッチング素子Ｓ１およびＳ２のスイッチングにより式（１）の範囲で変動する。

このとき、結合リアクトル１０の一次側から二次側に誘導される電圧Ｖ_L2は式（２）で表される。

スイッチング素子Ｓ３に印加される電圧Ｖ_S3＝Ｖ_out−Ｖ_L2は、式（１）、式（２）から、式（３）の範囲となる。

この最小電圧について、「Ｖ_out−ｋｎＶ_in＞０」となるよう、Ｖ_in、Ｖ_out、ｎ、ｋを設計すれば、スイッチング素子Ｓ３のオフ時にはスイッチング素子Ｓ３に印加される電圧が常に正となり、結合リアクトル１０の二次側を開放できる。

図１の回路では、通常動作時は機械遮断器６０がオン状態にあり、スイッチング素子Ｓ１をオフ、Ｓ２をオンにすることでバッテリ５０から結合リアクトル１０の一次巻線１１に電流を流して一次巻線１１にエネルギーを蓄積させ、次にスイッチング素子Ｓ１をオン、Ｓ２をオフにすることで、一次巻線１１に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｓ１を介して出力コンデンサＣに放出する。

そして前記スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフ動作を繰り返すことによって、バッテリ５０の電圧を昇圧した電圧が出力コンデンサＣに得られる。

次に、スイッチング素子Ｓ２短絡故障時の動作を、短絡故障時の等価回路を示す図３および短絡故障時の電流波形を示す図４とともに説明する。

図４の時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｓ２の短絡故障が発生すると、一次巻線１１に流れる短絡電流Ｉ_L1が図４上段の実線で示す波形のように増加する。短絡電流Ｉ_L1が過電流判定しきい値を超過すると、スイッチング素子Ｓ１とＳ２をオフすると同時に、出力コンデンサＣに接続された負荷１００への給電を停止させる。その後もＩ_L1の電流増加が継続した場合、短絡故障判定しきい値を超過し、例えば図示省略の短絡故障検出部がスイッチング素子Ｓ２の短絡故障を検出する（図４の時刻ｔ２）。

スイッチング素子Ｓ２の短絡故障を検出した時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｓ３をターンオンする。スイッチング素子Ｓ３をターンオンすると、図３の等価回路のように結合リアクトル１０の二次側に、Ｖ_outに充電された出力コンデンサＣが接続され、出力コンデンサＣと結合リアクトル１０による直列共振が発生し、結合リアクトル１０の二次側に図４下段に示すような二次側電流Ｉ_L2が流れる。

スイッチング素子Ｓ３をターンオンした時刻ｔ２から、短絡電流Ｉ_L1には共振電流が重畳され、特に「Ｖ_in＜（ｋ／ｎ）Ｖ_out」を満たす場合、一次側漏れインダクタンスに逆電圧を印加し、短絡電流Ｉ_L1を低減することができる。

そして、機械遮断器６０を流れる短絡電流Ｉ_L1が零又はほぼ零まで低減する時刻ｔ３において機械遮断器６０を開極し、遮断が完了する。

機械遮断器６０は電流がほぼ零のときに開極するため、開極後にアーク放電は発生しない（尚、機械遮断器６０の開極動作には遅延があるため、機械遮断器６０の開極指令は遅延時間を考慮したタイミングで送信する）。

短絡電流遮断完了後も、結合リアクトル１０の二次側には共振電流が流れ続けるため、スイッチング素子Ｓ３をターンオフして共振電流を遮断する。

また、図４に示すように、本発明では時刻ｔ２においてスイッチング素子Ｓ３をターンオンした後では短絡電流Ｉ_L1が減少するため、従来技術と比較して、短絡故障発生直後にバッテリ５０に流れる過電流を抑制できる。よって、バッテリ５０の過電流破損の危険性を低減することができる。

尚、図４上段の破線の電流波形は、本発明を適用しない場合に時刻ｔ２後も短絡電流Ｉ_L1の増加が継続することを表している。

以上のように本実施例１によれば、次のような効果が得られる。

先行技術では、非絶縁型昇圧コンバータの下アームスイッチング素子が短絡故障した場合に、機械遮断器やヒューズ・スイッチング素子などの開閉装置による遮断を行っていた。開閉装置として機械遮断器やヒューズを用いる場合、遮断完了までの遅延が大きく、その間に短絡電流が増大してバッテリが破損する可能性がある。開閉装置としてスイッチング素子を用いる場合、高速な遮断が可能であるが通常動作時に導通損失が発生する。

本実施例１では、図４に示すように短絡故障判定直後（時刻ｔ２直後）に短絡電流を減少させることができるため、バッテリ５０の過電流破損の危険性を低減できる。

さらに、零又はほぼ零電流時（図４の時刻ｔ３）に機械遮断器６０を開極させるため、機械遮断器６０のアーク放電を抑制できる。これにより機械遮断器６０の磨耗が低減され、昇圧コンバータを長寿命化できる。

さらに、開閉装置にスイッチング素子を用いないため、通常動作時に導通損失が発生しない。よって昇圧コンバータの通常動作時の効率も、開閉装置にスイッチング素子を用いる従来技術と比較して向上できる。

本実施例２では、図５に示すように、図８の一般的な二相インターリーブ昇圧コンバータの構成に対し、二相の結合リアクトルを四相の結合リアクトル２０に変更し、追加した三次巻線と四次巻線にそれぞれスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を接続したものである。

図５において、バッテリ５０の正極は機械遮断器６０を介して結合リアクトル２０の一次巻線２１および二次巻線２２の各一端に共通接続されている。

結合リアクトル２０の一次巻線２１の他端はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の共通接続点に接続され、二次巻線２２の他端はスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の共通接続点に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３および出力コンデンサＣの正極の共通接続点は、結合リアクトル２０の三次巻線２３および四次巻線２４の各一端に共通接続されている。

結合リアクトル２０の三次巻線２３の他端はスイッチング素子Ｓ５を介して、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４およびコンデンサＣの負極の共通接続点とバッテリ５０の負極に接続されている。

結合リアクトル２０の四次巻線２４の他端はスイッチング素子Ｓ６を介して、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４およびコンデンサＣの負極の共通接続点とバッテリ５０の負極に接続されている。

尚スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、各々帰還ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチングデバイスで構成されている。

図５において、Ｖ_inは低圧側のバッテリ電圧、Ｖ_outは高圧側の出力コンデンサ電圧、Ｖ_L1は結合リアクトル２０の一次側電圧（一次巻線２１の電圧）、Ｖ_L2は二次側電圧（二次巻線２２の電圧）、Ｖ_L3は三次側電圧（三次巻線２３の電圧）、Ｖ_L4は四次側電圧（四次巻線２４の電圧）を各々表している。また、Ｉ_L1〜Ｉ_L4はそれぞれ結合リアクトル２０の一次側電流〜四次側電流を表している。

前記結合リアクトル２０は図６に示すように、中空を囲む４辺を有したコア２５の、互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された一次巻線２１および二次巻線２２から成る主巻線と、前記２辺に隣接し互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された三次巻線２３および四次巻線２４から成る補助巻線とを有している。

前記一次巻線２１および二次巻線２２から成る主巻線は通常動作時に用い、三次巻線２３および四次巻線２４から成る補助巻線は、下アームのスイッチング素子Ｓ２又はＳ４が短絡故障した場合に用いる。

主巻線に関して、一次巻線２１と二次巻線２２の自己インダクタンスは同一であり（Ｌ₁＝Ｌ₂）、巻線間の結合係数をｋ₁₂とする。同様に補助巻線に関して、三次巻線２３と四次巻線２４の自己インダクタンスは同一であり（Ｌ₃＝Ｌ₄）、主巻線と補助巻線の結合係数をｋ₁₃とする。また、主巻線と補助巻線の巻数比をｎとする。この際、一次巻線−二次巻線間の相互インダクタンスＭ₁₂は、Ｍ₁₂＝ｋ₁₂（Ｌ₁Ｌ₂）^1/2＝ｋ₁₂Ｌ₁で表される。同様に、主巻線−補助巻線間の相互インダクタンスＭ₁₃は、Ｍ₁₃＝ｋ₁₃（Ｌ₁Ｌ₃）^1/2＝ｋ₁₃ｎＬ₁で表される。

図５、図６において、結合リアクトル２の三次側および四次側を開放することで、一次側と二次側の動作は三次側および四次側との相互インダクタンスＭ₁₃の影響を受けない。そのため、図８に示す一般的な二相インターリーブ昇圧コンバータと同一の挙動を達成できる。

スイッチング素子Ｓ５およびＳ６をオフ状態とし、これらに印加される電圧が常に正であれば、これらのスイッチング素子の逆並列ダイオードもターンオフし、結合リアクトル２０の三次側および四次側を開放とすることができる。

通常運転時にはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングを行い、結合リアクトル２０の一次側電圧Ｖ_L1と二次側電圧Ｖ_L2は変動する。この時一次側および二次側から三次側に誘導される電圧Ｖ_L3は式（４）で表される。

以降では、スイッチの状態で四つに場合分けをして、Ｖ_L3を導出する。尚、Ｖ_L3の導出は非特許文献１に基づく。

（１）スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオン状態の場合
非特許文献１より式（５）が得られる。これを式（４）に代入することで、結合リアクトル２０の三次側に誘導される電圧Ｖ_L3は式（６）となる。

（２）スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオン状態の場合
非特許文献１より式（７）が得られる。これを式（４）に代入することで、結合リアクトル２０の三次側に誘導される電圧Ｖ_L3は式（８）となる。

（３）スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオン状態の場合
非特許文献１より式（９）が得られる。これを式（４）に代入することで、結合リアクトル２０の三次側に誘導される電圧Ｖ_L3は式（１０）となる。

（４）スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオン状態の場合
非特許文献１より式（１１）が得られる。これを式（４）に代入することで、結合リアクトル２０の三次側に誘導される電圧Ｖ_L3は式（１２）となる。

スイッチング素子Ｓ５に印加される電圧Ｖ_S5＝Ｖ_out−Ｖ_L3は、式（６）、式（８）、式（１０）、式（１２）から、式（１３）の範囲となる。

この最小電圧について

となるようにｎ、ｋ₁₂、ｋ₁₃を設計すれば、スイッチング素子Ｓ５がオフ状態のときにスイッチング素子Ｓ５に印加される電圧が常に正となり、結合リアクトル２０の三次側を開放できる。

また、結合リアクトル２０の四次側に誘導される電圧Ｖ_L4＝−Ｖ_L3で表される。そのため、スイッチング素子Ｓ６に印加される電圧も同一範囲

となり、同様に

となるようにｎ、ｋ₁₂、ｋ₁₃を設計すればよい。

図５の昇圧コンバータの通常時の動作は、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６をオフしている状態で、図８の場合と同様にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン、オフ制御を繰り返し実行することによって、結合リアクトル２０に蓄積されたエネルギーを出力コンデンサＣに放出させて、バッテリ５０の電圧を昇圧した電圧を出力コンデンサＣに得るようにしている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン、オフの制御パターンは、例えば図８の場合と同様にモード１〜モード４を組み合わせたパターンとなる。

次に、スイッチング素子Ｓ２短絡故障時の動作を説明する。スイッチング素子Ｓ２の短絡故障が発生すると、一次巻線２１に流れる短絡電流Ｉ_L1が増加する。短絡電流Ｉ_L1が過電流判定しきい値を超過すると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフすると同時に、出力コンデンサＣに接続された負荷１００への給電を停止させる。その後もＩ_L1の電流増加が継続した場合、短絡故障判定しきい値を超過し、例えば図示省略の短絡故障検出部がスイッチング素子Ｓ２の短絡故障を検出する。

スイッチング素子Ｓ２の短絡故障を検出すると、スイッチング素子Ｓ５をターンオンする。スイッチング素子Ｓ５をターンオンすると、結合リアクトル２０の三次側に、Ｖ_outに充電された出力コンデンサＣが接続された状態となる。これは図３の等価回路と同等の状態であり、出力コンデンサＣと結合リアクトル２０による直列共振が発生する。そして短絡電流Ｉ_L1にも共振電流が重畳され、特に「Ｖ_in＜（ｋ₁₃／ｎ）Ｖ_out」を満たす場合、一次側漏れインダクタンスに逆電圧を印加し、短絡電流Ｉ_L1を低減することができる。

そして、機械遮断器６０を流れる短絡電流Ｉ_L1が零又はほぼ零まで低減するタイミング時に、機械遮断器６０を開極し、遮断が完了する。

機械遮断器６０は電流がほぼ零のときに開極するため、開極後にアーク放電は発生しない（尚、機械遮断器６０の開極動作には遅延があるため、機械遮断器６０の開極指令は遅延時間を考慮したタイミングで送信する）。

短絡電流遮断完了後も、結合リアクトル２０の三次側には共振電流が流れ続けるため、スイッチング素子Ｓ５をターンオフして共振電流を遮断する。

次に、スイッチング素子Ｓ４が短絡故障した場合の動作を説明する。この場合も前記スイッチング素子Ｓ２短絡故障時と同様の動作となり、まずスイッチング素子Ｓ４の短絡故障が発生すると、二次巻線２２に流れる短絡電流Ｉ_L2が増加する。短絡電流Ｉ_L2が過電流判定しきい値を超過すると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフすると同時に、出力コンデンサＣに接続された負荷１００への給電を停止させる。その後もＩ_L2の電流増加が継続した場合、短絡故障判定しきい値を超過し、例えば図示省略の短絡故障検出部がスイッチング素子Ｓ４の短絡故障を検出する。

スイッチング素子Ｓ４の短絡故障を検出すると、スイッチング素子Ｓ６をターンオンする。スイッチング素子Ｓ６をターンオンすると、結合リアクトル２０の四次側に、Ｖ_outに充電された出力コンデンサＣが接続された状態となる。これは図３の等価回路と同等の状態であり、出力コンデンサＣと結合リアクトル２０による直列共振が発生する。そして短絡電流Ｉ_L2にも共振電流が重畳され、特に「Ｖ_in＜（ｋ₁₃／ｎ）Ｖ_out」を満たす場合、二次側漏れインダクタンスに逆電圧を印加し、短絡電流Ｉ_L2を低減することができる。

そして、機械遮断器６０を流れる短絡電流Ｉ_L2が零又はほぼ零まで低減するタイミング時に、機械遮断器６０を開極し、遮断が完了する。

機械遮断器６０は電流がほぼ零のときに開極するため、開極後にアーク放電は発生しない（尚、機械遮断器６０の開極動作には遅延があるため、機械遮断器６０の開極指令は遅延時間を考慮したタイミングで送信する）。

短絡電流遮断完了後も、結合リアクトル２０の四次側には共振電流が流れ続けるため、スイッチング素子Ｓ６をターンオフして共振電流を遮断する。

尚、実施例２における下アームのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４の短絡故障時の電流波形は図４と同様となる。

以上のように本実施例２によれば、二相インターリーブ昇圧コンバータにおいて、下アームスイッチング素子（Ｓ２、Ｓ４）の短絡故障検出直後に短絡電流を減少させることができるため、バッテリ５０の過電流破損の危険性を低減できる。

さらに、零又はほぼ零電流時に機械遮断器６０を開極させるため、機械遮断器６０のアーク放電を抑制できる。これにより機械遮断器６０の磨耗が低減され、昇圧コンバータを長寿命化できる。

さらに、開閉装置にスイッチング素子を用いないため、通常動作時に導通損失が発生しない。よって昇圧コンバータの通常動作時の効率も、スイッチング素子を用いる従来技術と比較して向上できる。

１０、２０…結合リアクトル
１１、２１…一次巻線
１２、２２…二次巻線
１５、２５…コア
２３…三次巻線
２４…四次巻線
５０…バッテリ
６０…機械遮断器
１００…負荷

Claims (6)

1. 低圧側に設けられたバッテリの電圧を昇圧して、高圧側に設けられた出力コンデンサに出力する昇圧コンバータであって、
   前記出力コンデンサの正、負極間に第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を直列接続し、
   一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回された一次巻線および二次巻線を有した結合リアクトルを設け、
   前記バッテリの正極を、機械遮断器および前記結合リアクトルの一次巻線を介して前記第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の共通接続点に接続し、
   前記第１スイッチング素子および出力コンデンサの正極の共通接続点を、前記結合リアクトルの二次巻線および第３スイッチング素子を介して、出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続したことを特徴とする昇圧コンバータ。
2. 前記バッテリの電圧Ｖ_in、前記出力コンデンサの電圧Ｖ_out、前記結合リアクトルの一次巻線と二次巻線の巻数比ｎ、前記結合リアクトルの一次巻線と二次巻線間の結合係数ｋを、Ｖ_out−ｋｎＶ_in＞０なる条件を満たすように設計したことを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータ。
3. 前記第２スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第３スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極することを特徴とする請求項１又は２に記載の昇圧コンバータ。
4. 低圧側に設けられたバッテリの電圧を昇圧して、高圧側に設けられた出力コンデンサに出力する昇圧コンバータであって、
   前記出力コンデンサの正、負極間に、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を直列接続した第１直列回路と、第３スイッチング素子および第４スイッチング素子を直列接続した第２直列回路とを並列に接続し、
   一つのコアの互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された一次巻線および二次巻線から成る主巻線と、前記２辺に隣接し互いに対向する２辺に各々巻回され、各々の一端が共通接続された三次巻線および四次巻線から成る補助巻線とを有した結合リアクトルを設け、
   前記バッテリの正極を、機械遮断器を介して前記結合リアクトルの一次巻線および二次巻線の共通接続点に接続し、
   前記結合リアクトルの一次巻線の他端を前記第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の共通接続点に接続し、前記結合リアクトルの二次巻線の他端を前記第３スイッチング素子および第４スイッチング素子の共通接続点に接続し、
   前記第１スイッチング素子および第３スイッチング素子および出力コンデンサの正極の共通接続点を、前記結合リアクトルの三次巻線および四次巻線の共通接続点に接続し、
   前記結合リアクトルの三次巻線の他端を、第５スイッチング素子を介して前記出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続し、
   前記結合リアクトルの四次巻線の他端を、第６スイッチング素子を介して前記出力コンデンサの負極とバッテリの負極に接続したことを特徴とする昇圧コンバータ。
5. 前記結合リアクトルの主巻線と補助巻線の巻数比ｎ、前記結合リアクトルの主巻線の一次巻線と二次巻線間の結合係数ｋ₁₂、前記結合リアクトルの主巻線と補助巻線間の結合係数ｋ₁₃を、
   

   

   なる条件を満たすように設計したことを特徴とする請求項４に記載の昇圧コンバータ。
6. 前記第２スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第５スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極し、
   前記第４スイッチング素子の短絡故障を判定したときに前記第６スイッチング素子をターンオンし、その後、前記機械遮断器を流れる短絡電流が零又はほぼ零となるタイミングで機械遮断器を開極することを特徴とする請求項４又は５に記載の昇圧コンバータ。

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