JP6525308B2 - 回路遮断器 - Google Patents

Description

本発明は、地絡や短絡などの事故発生時に電流路を遮断する回路遮断器に関し、特に、機械スイッチ方式と半導体スイッチ方式とを併用したハイブリッド方式の回路遮断器に関する。

近年、直流を用いた給電システムが注目されている。直流給電システムは、既存の交流給電システムと比較して変換器損失、送電損失および設置コストを低減できる利点がある。日本では、例えば、直流３８０［Ｖ］、変換器容量５００［ｋＷ］クラスの直流給電システム、路面電車（６００［Ｖ］、７５０［Ｖ］）や直流電車（１０００［Ｖ］、１５００［Ｖ］）用の直流給電システムなどが実用化されている。また、数１０［ｋＶ］以上の高圧用途では、例えば将来の洋上風力発電システムの大量設置を想定し、電圧形変換器を用いた多端子直流送電システム（ＨＶＤＣ:ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｕｒｒｅｎｔ）の導入が期待されている。

直流給電システムにおいて地絡事故や短絡事故が発生した場合、過電流が発生する。事故発生からの電流の増加率（［Ａ／ｓ］）は、直流給電システムが有する直流インダクタンスに反比例する。例えば電圧形変換器を用いて直流電圧を生成した場合、直流インダクタンスが小さいため、過電流が生じる恐れがあるので、高速に動作可能な直流遮断器を設置する必要がある。

直流遮断器は、機械スイッチ方式、半導体スイッチ方式、およびハイブリッド方式の３種類に分類できる。

このうち、機械スイッチ方式は、例えば、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などの機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）とＬＣ共振回路とを用いて電流を遮断するものである（例えば、非特許文献１参照。）。機械スイッチ方式では、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない。

また、半導体スイッチ方式は、パワーデバイス（電力用半導体素子）を用いて遮断器を構成することで、高速な遮断時間（１［ｍｓ］以下）を実現する（例えば、非特許文献２参照。）。

また、ハイブリッド方式は、高速動作可能な機械的遮断器とパワーデバイスとを併用することで、電流の高速遮断と損失低減を両立する点に特長があり、各種回路が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。図１９は、一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。例えば図１９に示すように、ハイブリッド方式の回路遮断器１００は、電流制限用インダクタ６１、機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）６２、転流補助半導体スイッチ６３、主半導体スイッチ６４、アレスタ（非線形抵抗）６５より主回路を構成する。正常時は電流制限用インダクタ６１、機械的遮断器６２、転流補助半導体スイッチ６３を介して負荷に電力を供給し、地絡や短絡などの事故時には転流補助半導体スイッチ６３をターンオフすることで主半導体スイッチ６４に転流する。転流補助半導体スイッチ６３の必要耐圧は主半導体スイッチ６４の数％程度であるため、半導体スイッチ方式と比較し定常損失を低減できる利点がある。また、転流に必要な時間は０．２［ｍｓ］以下であり、１［ｍｓ］以内に開極可能な機械的遮断器６２を用いることで、遮断時間を２［ｍｓ］以下にすることができる。

Ｂ・バックマン（Ｂ．Ｂａｃｈｍａｎｎ）、Ｇ・モーザ（Ｇ．Ｍａｕｔｈｅ）、Ｅ・ルーオス（Ｅ．Ｒｕｏｓｓ）、Ｈ・Ｐ・リップス（Ｈ．Ｐ．Ｌｉｐｓ）著、「５００ｋＶ風冷式高圧直流給電回路遮断器（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ａ ５００ｋＶ Ａｉｒｂｌａｓｔ ＨＶＤＣ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、電気機器およびシステム（Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ）、Ｖｏｌ.ＰＡＳ−１０４、Ｎｏ．９、ｐｐ．２４６０−２４６６、１９８５年９月 Ｃ・メイヤーズ（Ｃ．Ｍｅｙｅｒ）、Ｓ・シュレーダー（Ｓ．Ｓｃｈｒｏｄｅｒ）、Ｒ・Ｗ・デドンカー（Ｒ．Ｗ．Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ）著、「分散電力システムを有する中電圧システムのためのソリッドステート回路遮断器および電流制限器（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒｓ ａｎｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｉｍｉｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーエレクトロン（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ）、Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．５、ｐｐ．１３３３-１３４０、２００４年９月 Ｍ・シュトイラー（Ｍ．Ｓｔｅｕｒｅｒ）、Ｋ・フレーリッヒ（Ｋ．Ｆｒｏｈｌｉｃｈ）、Ｗ・ホラウス（Ｗ．Ｈｏｌａｕｓ）、Ｋ・カルテネッガー（Ｋ．Ｋａｌｔｅｎｅｇｇｅｒ）著、「新しい中電圧用ハイブリッド電流制限回路遮断器：原理および試験結果（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔａｇｅ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ Ｔｅｓｔ Ｒｅｓｕｌｔｓ」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーデリ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉ）、Ｖｏｌ．１８、Ｎｏ．２、ｐｐ．４６０−４６７、２００３年４月

機械スイッチ方式による回路遮断器は、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない利点があるものの、電流遮断までの所要時間（開極時間）が３０〜１００［ｍｓ］と長いため、直流インダクタンスが大きい電流形変換器には適用できるが、電圧形変換器への適用は困難である。

また、半導体スイッチ方式による回路遮断器は、内部の半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、定常損失が発生する問題がある。また、電流遮断時には内部の半導体スイッチに直流電圧以上の高電圧が印加されるため、複数のパワーデバイスを直列接続することで高耐圧化を図る必要がある。この場合、半導体スイッチのオン電圧増加が問題となる。例えば、直流３２０［ｋＶ］の場合、半導体スイッチのオン電圧は１００［Ｖ］以上となる。半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、オン電圧に起因する損失低減が課題となる。

また、上述のハイブリッド方式の回路遮断器は、転流補助半導体スイッチの必要耐圧は主半導体スイッチの数％程度であるため半導体スイッチ方式と比較して定常損失を低減でき、また、機械スイッチ方式と比較しても遮断時間を短縮することができる利点がある。しかしながら、転流補助半導体スイッチには正常時に依然として定常電流が流れるため、定常損失をゼロにはできない。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明においては、回路遮断器は、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、１次巻線の第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、一端に第２の外部接続端子を有し、第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組と１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、を備える。

ここで、半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、２次巻線または当該半導体電力変換器とは異なる他の半導体電力変換器が接続される第１の直流側、とは反対側の第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、エネルギー蓄積部に並列に接続され、エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、を有するようにしてもよい。

また、回路遮断器は、回路遮断器に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器に対する開極動作および半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、を備え、この場合、制御部は、過電流検知部が過電流を検知したとき、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、開極指令が出力されてから機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、を有する。

また、本発明の第１の態様によれば、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組の、１次巻線が接続される側とは反対側の端子を、第１の外部接続端子および第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子とし、または第１のグランド端子および第２のグランド端子とする。

また、本発明の第２の態様によれば、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組と、機械的遮断器と、は並列に接続され、回路遮断器は、第１の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第３のグランド端子と、第２の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第４のグランド端子とを備える。

また、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組において、２次巻線は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列接続される。

また、回路遮断器は、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組において、半導体電力変換器もしくは２次巻線に直列接続されるインダクタをさらに備えてもよい。

ここで、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組において、インダクタは、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列接続される。

また、上述の半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有するようにしてもよい。

また、機械的遮断器は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて可動接触子が開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する。

本発明によれば、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を実現することができる。

本発明による回路遮断器は、機械的遮断器および半導体電力変換器を備えるいわゆるハイブリッド遮断器であるが、正常時には機械的遮断器はオンされて電源側から負荷側に電力が供給され、半導体電力変換器はダイオード動作するのみであるので、正常時の回路遮断器の定常損失をゼロにすることができる。

また、本発明によれば、地絡事故や短絡事故により過電流が発生した場合、機械的遮断器および半導体電力変換器の動作を適宜制御することにより、高速に電流路を遮断することができる。

また、本発明によれば、カスケード接続する半導体電力変換器の個数を適宜調整するだけで回路遮断器の高耐圧化も容易に実現できる。

また、本発明によれば、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータを双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。

本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における単相変圧器の２次巻線の電気的接続の一例を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器の変形例における単相変圧器の２次巻線の電気的接続の一例を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の正常時の動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の負荷側の事故発生直後の動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器が電力変換動作を行うときの動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器が電力変換動作を終了したときの動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であり、（Ａ）は回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示し、（Ｂ）は回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。 図１３に示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１３（Ａ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１３（Ｂ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。 一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。

本発明による回路遮断器は、半導体電力変換器と、単相変圧器と、機械的遮断器とを備える。半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力するものであり、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。単相変圧器は、その一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有する。単相変圧器の１次巻線の、第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端は、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組に接続される。機械的遮断器は、指令に応じて開極して電流路を遮断するものであり、その一端に第２の外部接続端子を有する。機械的遮断器の、第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端は、互いに直列接続された単相変圧器の２次巻線と半導体電力変換器とからなる組と、単相変圧器の１次巻線と、の接続点に接続される。以下、具体的な回路構成について、第１および第２の実施例にて説明する。

図１は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図であり、図２は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。本発明の実施例による回路遮断器１は、半導体電力変換器１１と、単相変圧器１２と、機械的遮断器１３と、を備える。図１に示す例では、回路遮断器１は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組が、適用される直流給電システムに対して並列になるよう設置されるものであり、単相変圧器１２の１次巻線２１が電源側に位置し、かつ機械的遮断器１３が負荷側に位置するよう、直流給電システム上に設置される。

半導体電力変換器１１は、後述する単相変圧器１２の１次巻線２１と後述する機械的遮断器１３との接続点Ｐ₁から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。なお、本明細書では、半導体電力変換器１１が１個の場合は、後述する単相変圧器１２の２次巻線２２が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１１が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器１１とは異なる他の半導体電力変換器１１が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１１が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器１１の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。

半導体電力変換器１１は、ＤＣＤＣコンバータ３１と、エネルギー蓄積部３２と、非線形抵抗３３とを有し、ＤＣＤＣコンバータ３１の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。

半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１は、双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成される。一例として、図１および図２に示す例では、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータ（チョッパセル）として構成する。すなわち、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１は、半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤとで構成される。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。なお、代替例として、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１として、図１および図２に示す２象限双方向ＤＣＤＣコンバータの代わりに４象限双方向ＤＣＤＣコンバータを用いてもよい。４象限双方向ＤＣＤＣコンバータは、一般的な単相フルブリッジインバータと等価である。

半導体電力変換器１１内のエネルギー蓄積部３２は、ＤＣＤＣコンバータ３１の第２の直流側に並列に接続される。エネルギー蓄積部３２の例としては、直流コンデンサがある。直流コンデンサの場合、回路遮断器１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ３１を動作させて初期充電しておく。

半導体電力変換器１１内の非線形抵抗３３は、エネルギー蓄積部３２に並列に接続され、エネルギー蓄積部３２に印加された直流電圧が、予め設定された電圧（以下、「動作電圧」と称する。）以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗３３の例としては、ＭＯＶ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）（「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する）がある。非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、３．３［ｋＶ］耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは３．３［ｋＶ］以下に設定する必要がある。

直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、単相変圧器１２の励磁インダクタンスと漏れインダクタンスの蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が充電される際には、直流コンデンサ３２の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗３３の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ３２の充電電圧は非線形抵抗３３の動作電圧にてクランプされ、２次巻線２２の蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。なお、エネルギー蓄積部３２および非線形抵抗３３については、上述のような直流コンデンサ３２の充電および非線形抵抗３３による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、２次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。

単相変圧器１２が有する１次巻線２１と２次巻線２２とは、機械的（物理的）に近接して配置されるものであるが、本発明の第１の実施例および後述の第２の実施例では、特に２次巻線２２と、１次巻線２１、半導体電力変換器１１および機械的遮断器１３との電気的接続関係に特徴がある。以下、単相変圧器１２の接続関係について説明する。なお、単相変圧器１２が示された各図においては１次巻線２１および２次巻線２２の極性を黒丸「・」で表わしている。

単相変圧器１２は、１次巻線２１の一端に第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１の外部接続端子Ｔ₁には電源側の回路が接続される。一方、単相変圧器１２の２次巻線２２は、半導体電力変換器１１と直列接続される。黒丸「・」で表される１次巻線２１の極性に対し、２次巻線２２については、その極性が図示の向きに揃うようにワイヤを巻回するとともに各部品と電気的結線をする。半導体電力変換器１１が１個の場合は、２次巻線２２は当該半導体電力変換器１１に直列接続され、半導体電力変換器１１が複数個カスケード接続される場合は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器１１に直列接続される。このように、単相変圧器１２において、１次巻線２１の、第１の外部接続端子Ｔ₁とは反対側にある他の一端（すなわち接続点Ｐ₁）に、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組が接続される。

単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１との電気的接続関係は、図１に示されたものに限定されない。図３は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における単相変圧器の２次巻線の電気的接続の一例を説明する回路図である。単相変圧器１２において、２次巻線２２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１１のうちのいずれかの半導体電力変換器１１に電気的に直列接続すればよく、例えば、図３（Ａ）および図３（Ｂ）に示すように、単相変圧器１２の２次巻線２２は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器１１のうちのいずれかの半導体電力変換器１１の、当該半導体電力変換器１１が接続されていない側にそれぞれ設置される。また例えば、図３（Ｃ）に示すように、単相変圧器１２の２次巻線２２は、互いに隣接した半導体電力変換器１１の間にそれぞれ設置される。なお、半導体電力変換器１１が１個の場合は、単相変圧器１２の２次巻線２２は単に当該半導体電力変換器１１に電気的に直列接続される。このように、半導体電力変換器１１が複数個カスケード接続される場合および半導体電力変換器１１が１個のみの場合のいずれの場合であっても、単相変圧器１２の２次巻線２２は、半導体電力変換器１１と同一の配線上のいずれかの位置に設けられることとなるように電気的に接続される。

機械的遮断器１３は、その一端が単相変圧器１２の１次巻線２１と、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組と、の接続点Ｐ₁に接続される。また、機械的遮断器１３は、単相変圧器１２の１次巻線２１および互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組と接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側に、第２の外部接続端子Ｔ₂を有する。第２の外部接続端子Ｔ₂には負荷側の回路が接続される。機械的遮断器１３は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて可動接触子が開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する。機械的遮断器１３の例としては、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などがある。

本発明の第１の実施例では、上述のように半導体電力変換器１１、単相変圧器１２および機械的遮断器１３を結線することにより、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組の、１次巻線１２が接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側の端子Ｐ₂が、第１の外部接続端子Ｔ₁および第２の外部接続端子Ｔ₂にそれぞれ対応する第１のグランド端子Ｇ₁および第２のグランド端子Ｇ₂となる。

なお、本実施例では、回路遮断器１が直流遮断器として動作する場合について説明したが、回路遮断器１は交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組の、接続点Ｐ₁が接続される側とは反対側の端子Ｐ₂を、第１の外部接続端子Ｔ₁および第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対の極性の端子Ｇ₁およびＧ₂とする。回路遮断器１が直流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータまたは４象限双方向ＤＣＤＣコンバータのいずれで構成してもよいが、回路遮断器１が交流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を４象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成する。

図１に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を負荷側としたが、この変形例として、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を負荷側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を電源側としてもよい。

上述の本発明の第１の実施例についての変形例として、回路遮断器１は、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組において、半導体電力変換器もしくは２次巻線に直列接続される、電流制御用のインダクタをさらに備えてもよい。図４は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。図４に示すように、回路遮断器１は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組において、半導体電力変換器１１もしくは２次巻線２２に直列接続される電流制御用のインダクタ１４をさらに備える。なお、図１および図２を参照して説明した回路遮断器１においては、単相変圧器１２の２次巻線２２の漏れインダクタンスが、図４における電流制御用のインダクタ１４と同等の機能を有する。

インダクタ１４と、２次巻線２２および半導体電力変換器１１との電気的接続関係は、図４に示されたものに限定されない。図５は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器におけるインダクタの電気的接続の一例を説明する回路図である。互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組において、インダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１１のうちのいずれかの半導体電力変換器１１に電気的に直列接続されればよく、例えば、図５（Ａ）に示すように、インダクタ１４は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器１１のうち図中上端の半導体電力変換器１１の、他の半導体電力変換器１１が接続されていない側に配置され、単相変圧器１２の２次巻線２２は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器１１のうち図中下端の半導体電力変換器１１の、他の半導体電力変換器１１が接続されていない側に配置される。また例えば、図５（Ｂ）および図５（Ｃ）に示すように、インダクタ１４および単相変圧器１２の２次巻線２２は、互いにカスケード接続された半導体電力変換器１１の任意の位置に配置される。また例えば、ここでは図示しないが、インダクタ１４と単相変圧器１２の２次巻線２２とを直列接続した上で、半導体電力変換器１１に直列接続してもよい。なお、半導体電力変換器１１が１個の場合は、インダクタ１４および単相変圧器１２の２次巻線２２は単に当該半導体電力変換器１１に電気的に直列接続される。このように、半導体電力変換器１１が複数個カスケード接続される場合および半導体電力変換器１１が１個のみの場合のいずれの場合であっても、インダクタ１４および単相変圧器１２の２次巻線２２は、半導体電力変換器１１と同一の配線上のいずれかの位置に設けられることとなるように電気的に接続される。

これ以降、電源側直流電圧をＶ_dc、負荷電圧をｖ_L、半導体電力変換器１１のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器１１の合計電圧をｖ_HBで表す。また、単相変圧器１２の１次巻線２１の巻き数をＮ₁、２次巻線２２の巻き数をＮ₂で表し、１次巻線２１の両端に現れる電圧をｖ_N1、２次巻線２２の両端に現れる電圧をｖ_N2で表す。また、Ｎ個の半導体電力変換器１１のそれぞれに並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ_C1、・・・、ｖ_CNで表す（ただし、Ｎは自然数）。また、第１の外部接続端子Ｔ₁から回路遮断器１へ流れ込む電源電流をｉ_Sとし、接続点Ｐ₁から第２の外部接続端子Ｔ₂に流れる電流を負荷電流ｉ_Lとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。また、単相変圧器１２の１次巻線２１および２次巻線２２の極性を黒丸「・」で表わしている。

図６は、本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。図６に示す制御系は、図１〜図３を参照して説明した回路遮断器１ならびに図４および図５を参照して説明した回路遮断器１のいずれにも適用可能である。回路遮断器１は、その制御系として、過電流検知部４１および制御部４２を有する。

過電流検知部４１は、回路遮断器１の第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流発生の検知は公知の方法で実現すればよい。例えば、地絡や短絡などの事故が発生すると第１の外部接続端子Ｔ₁から回路遮断器１へ流れ込む電源電流ｉ_Sが増加することから、電流検出器（図示せず）を用いて電流ｉ_Sを常時監視しておき、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値大きくだけなった場合に「過電流発生」と判定するようにすればよい。過電流発生の判断に用いられる基準電流値は、例えば定格電流１２０％に設定するなど、必要に応じて適宜設定すればよい。

制御部４２は、機械的遮断器１３に対する開極動作および半導体電力変換器１１の電力変換動作を制御する。すなわち、制御部４２は、過電流検知部４１が過電流を検知したとき、機械的遮断器１３に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段５１と、開極指令が出力されてから機械的遮断器１３の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１３に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１１に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段５２と、機械的遮断器１３の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器１１内の半導体スイッチＳをオフする指令を出力する第３の指令手段５３と、を有する。

第１の指令手段５１、第２の指令手段５２および第３の指令手段５３は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、制御部４２内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各手段の機能が実現される。

図７は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。また、図８〜図１１は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図である。ただし、Ｌ_lは単相変圧器１２の２次巻線２２の漏れインダクタンスを表す。２次巻線２２の漏れインダクタンスＬ_ｌは既知の手法で算出される。なお、単相変圧器１２の１次巻線２１の漏れインダクタンスは回路動作に大きな影響を与えないため、図８〜図１１では記載していない。

ここでは一例として、時刻ｔ₀で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生した場合を考える。

回路遮断器１は、回路遮断器１の第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生していないとき、正常動作を行う（ステップＳ１０１）。すなわち正常時では、図８に示すように、機械的遮断器１３はオンされ、電源側から単相変圧器１２の１次巻線２１および機械的遮断器１３を介して負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１１内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１１そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉ_HBはゼロとなり、電源電流ｉ_Sと負荷電流ｉ_Lとは等しくなる。したがって、正常時の回路遮断器１の定常損失はゼロである。

また、電源側直流電圧Ｖ_dcと半導体電力変換器１１内の直流コンデンサ電圧ｖ_C（＝ｖ_C1＝ｖ_CN）は式１の関係を満足する必要がある。Ｎは半導体電力変換器１１の個数（換言すれば直流コンデンサの個数）を示す。

図８に示すように、正常時においては、キルヒホッフの電流則より、負荷電流ｉ_Lと電源電流ｉ_Sとは等しく、すなわち「ｉ_L＝ｉ_S」である。また、正常時の定常状態においては、単相変圧器１２の鉄心における磁束は時間的には変化しないので式２が成り立つ。

ステップＳ１０２において、過電流検知部４１は、第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流検知部４１が過電流を検知しなかったときはステップＳ１０１に戻り正常動作を継続する。過電流検知部４１が過電流を検知したときはステップＳ１０３へ進む。

例えば時刻ｔ₀で過電流検知部４１が過電流の発生を検知したとすると、負荷側の事故発生直後である時刻ｔ₀の回路遮断器１の等価回路は図９のように表される。機械的遮断器１３における電圧降下を無視すると、式３に示される回路方程式が成立する。

このとき、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lに、１次関数的に増加する励磁電流が流れる。この電流増加率は、単相変圧器１２の励磁インダクタンスをＬ_Mとしたとき、Ｖ_dc／Ｌ_Mで与えられる。したがって、単相変圧器１２の励磁インダクタンスＬ_Mを増加させれば、事故時の電流増加率を抑制することができる。なお、単相変圧器１２の励磁インダクタンスＬ_Mは、単相変圧器１２の磁気抵抗をＲとしたとき、式４のように表せられる。

時刻ｔ₀で短絡や地絡事故が発生すると電源電流ｉ_Sは増加するため、過電流検知部４１は、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉ_Sを常時監視し、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する。この事故が発生したと判定したときの時刻をｔ₁とする。事故発生から事故判断に要する時間「ｔ₁−ｔ₀」は電源側直流電圧Ｖ_dc、単相変圧器１２の励磁インダクタンスＬ_M、負荷、基準電流値などに依存する。

負荷側の事故発生直後である時刻ｔ₀から事故が発生したと判定した時刻ｔ₁までの間の単相変圧器１２においては、式５で表される関係式が成り立つ。ただし、各巻線の漏れインダクタンスの影響は無視している。

ステップＳ１０２において過電流検知部４１が過電流を検知したとき、ステップＳ１０３において、制御部４２の第１の指令手段５１は、機械的遮断器１３に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する。

機械的遮断器１３に開極指令を与えても機械的遮断器１３は直ちに開極動作を完了するのではなく、機械的遮断器１３の機械的構造に起因する遅れ時間が発生し、実際には少し遅れて開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数１０［ｋＶ］クラスでは１［ｍｓ］以下、数１００［ｋＶ］クラスでは２［ｍｓ］程度の遅れ時間が発生する。機械的遮断器１３はゼロ電流時のみ電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器１３を流れる負荷電流ｉ_Lをゼロにする必要がある。そこで、ステップＳ１０４において、制御部４２の第２の指令手段５２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１３の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１３に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１１に出力させるための電力変換指令を出力する。半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、図１０に示すように、半導体電力変換器１１はｖ_HBを出力する制御電圧源として動作することと等価になる。したがって、図１０において、式６のような回路方程式が成立する。

本発明の第１の実施例では、制御電圧源については、一例としてＰＩ制御にて実現し、ｖ_HBを式７で与える。式７において、Ｋ_pは比例ゲインを表し、Ｋ_Iは積分ゲインを表し、ｉ^* _HBは変換器電流の指令値を表す。なお、本実施例ではＰＩ制御を適用したが、ＰＩ制御以外の電流制御を適用してもよい。

式７において、右辺第１項、第２項、第３項および第４項はフィードフォワード制御に相当し、右辺第５項はフィードバック制御（ＰＩ）に相当する。式７を式６に代入すると式８が得られる。

式８に示すように変換器電流ｉ_HBはその指令値ｉ^* _HBに対して２次遅れで応答する。このとき、変換器電流の指令値ｉ^* _HBをｉ_Sに設定することで変換器電流ｉ_HBを単相変圧器１２の１次巻線に流れる電源電流ｉ_Sに一致させる制御を行えば、キルヒホッフの電流則により負荷電流ｉ_Lをゼロにすることができる。負荷電流ｉ_Lをゼロにするのに要する時間（すなわち、変換器電流ｉ_HBを電源電流ｉ_Sに一致させるのに要する時間）は、半導体電力変換器１１のキャリア周波数、等価スイッチング周波数、ディジタル制御手法に依存する。例えば低損失かつ高スイッチング周波数動作を実現可能な高圧ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを用いれば、負荷電流ｉ_Lをゼロにするのに要する時間を１［ｍｓ］以下に実現することは十分可能である。

ここで、電源電流ｉ_Sに含まれる励磁電流をｉ_Mとすると、変圧器起磁力の関係より式９が成り立つ。ただし、各巻線の漏れインダクタンスの影響は無視している。

式９に、「ｉ_S＝ｉ_HB」を代入すると、式１０が得られる。

以上を踏まえ、式７に基づく電力変換指令の生成原理を説明すると次の通りである。図１２は、本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。変換器電流の制御では、フィードバック制御とフィードフォワード制御を併用する。

図１２に示すように、フィードバック制御に係るブロックＢ１では、電流検出器（図示せず）によって検出された変換器電流ｉ_HBと電流検出器（図示せず）によって検出された電源電流ｉ_Sの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差（ｉ_HB−ｉ_S）を抑制する。一方、フィードフォワード制御に係るブロックＢ２では、電源側直流電圧ｖ_dc、単相変圧器１２の１次巻線２１の両端に現れる電圧ｖ_N1、２次巻線２２の両端に現れる電圧ｖ_N2、２次巻線２２の漏れインダクタンスＬ_lに現れる電圧Ｌ_lｄ（ｉ_HB）／ｄｔから得られるｖ_fを利用することで、電流制御性向上を実現する。電源側直流電圧ｖ_dc、単相変圧器１２の１次巻線２１の両端に現れる電圧ｖ_N1、および２次巻線２２の両端に現れる電圧ｖ_N2は、電圧センサ（図示せず）を用いて直接検出することで得ればよい。また、２次巻線の漏れインダクタンスに現れる電圧Ｌ_lｄ（ｉ_HB）／ｄｔは既知の手法で予め取得したＬ_lの値と、検出した変換器電流ｉ_HBを用いて算出することで得ればよい。ブロックＢ３によってｖ_fを半導体電力変換器１１の個数Ｎで除算し、そして、ブロックＢ１の出力とブロックＢ３の出力とが加算されて各半導体電力変換器１１に対する電力変換指令ｖ^* _jが生成される。各半導体電力変換器１１に対する電力変換指令ｖ^* _jは、ブロックＢ４_jにて直流コンデンサ電圧ｖ_Cj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器１１内の半導体スイッチＳへ与えられる。

なお、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成したときは、ＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を３６０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ手法」を各半導体電力変換器１１のＤＣＤＣコンバータ３１の制御に適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆ_Cとすると、等価スイッチング周波数はＮｆ_Cとなる。あるいは半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を４象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成したときは、ＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を１８０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ手法」を各半導体電力変換器１１のＤＣＤＣコンバータ３１の制御に適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆ_Cとすると、等価スイッチング周波数は２Ｎｆ_Cとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と２次巻線２２の漏れインダクタンスＬ_lの低減を実現できる。

一般に、高圧用途の半導体電力変換器のスイッチング周波数は、スイッチング損失低減の観点から数１００［Ｈｚ］に設定される。一方、本発明の第１の実施例による回路遮断器１内の半導体電力変換器１１は事故発生時のみＰＷＭ動作を行うため、スイッチング損失の増大は問題とならない。半導体電力変換器１１として例えば３．３［ｋＶ］／１５００［Ａ］のＳｉＣパワーモジュール（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ ＳＢＤ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ））を使用した場合、ＰＷＭ変調には数［ｋＨｚ］のキャリア周波数適用が想定され、電流制御性の向上が期待できる。同一キャリア周波数を想定した場合、半導体電力変換器１１のカスケード数が多くなるような高圧用途において電流制御性が向上する。

以上、ステップＳ１０４における電力変換指令の出力について説明したが、ステップＳ１０４における処理は、ステップＳ１０３における開極指令の出力と同時に実行されてもよい。

図７に戻ると、ステップＳ１０５において、機械的遮断器１３は、制御部４２内の第２の指令手段５２からの開極指令に応じて開極動作を開始する。上述のように機械的遮断器１３はゼロ電流時のみ動作可能であるが、ステップＳ１０４における機械的遮断器１３に流れる電流をゼロにする処理は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１３の開極動作が完了するまでに要する時間よりも十分短い時間に実行される。

機械的遮断器１３の開極動作が完了したとき（ここでは時刻ｔ₂とする）、ステップＳ１０６において、制御部４２内の第３の指令手段５３は、半導体電力変換器１１内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する。半導体電力変換器１１の電力変換動作開始から機械的遮断器１３の開極動作完了までに要する時間「ｔ₂−ｔ₁」は、機械的遮断器１３に対して開極指令を与えてから機械的遮断器１３が実際に開極動作を完了するまでの遅れ時間と等しく、その時間は例えば２［ｍｓ］である。

制御部４２内の第３の指令手段５３によるオフ指令を受信して半導体電力変換器１１内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、図１１に示すように、半導体電力変換器１１内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、単相変圧器１２はインダクタとして動作するが、このインダクタンスをＬ_M2すると式１１で表される。ただし、各巻線の漏れインダクタンスの影響は無視している。

漏れインダクタンスを含む単相変圧器１２の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器１１内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出される。半導体電力変換器１１内の直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓのターンオフ後（すなわち時刻ｔ₂以降の期間）は、漏れインダクタンスを含む単相変圧器１２の蓄積エネルギーによって、直流コンデンサ３２は充電される。その結果、直流コンデンサ電圧ｖ_Cは徐々に上昇し、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rでクランプされる。直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。

漏れインダクタンスを含む単相変圧器１２の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が非線形抵抗３３の動作電圧まで充電されるまでは、式１２に示す回路方程式が成立する。

式１２より、直流コンデンサ３２の電圧ｖ_Cおよび電源電流ｉ_S（＝ｉ_HB）は２階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、式１３に示す回路方程式が成立する。式１３において、非線形抵抗３３の動作電圧をＶ_Rとする。

式１３より、電源電流ｉ_Sおよび変換器電流ｉ_HBは１階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

次に、本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーション結果について説明する。図１３は本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であり、（Ａ）は回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示し、（Ｂ）は回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。ただし、図１３（Ｂ）において、回生負荷は直流電流源で模擬している。また、図１４は、図１３に示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。高圧用途への適用を想定し定格容量Ｐは７．５［ＭＷ］、定格直流電圧Ｖ_dcは１５［ｋＶ］、定格電源電流Ｉ_Sは５００［Ａ］、定格負荷電流Ｉ_Lは５００［Ａ］とした。単相変圧器１２の励磁インダクタンスＬ_Mは１０［ｍＨ］、巻数比Ｎ₁／Ｎ₂は２とした。また、電流制御に使用する２次巻線２２の漏れインダクタンスＬ_lは、０．５［ｍＨ］とした。また、３．３［ｋＶ］耐圧の半導体スイッチング素子を想定し、初期直流コンデンサ電圧は１．５［ｋＶ］、各半導体電力変換器１１の個数Ｎは１０とし、キャリア周波数ｆ_Cは２［ｋＨｚ］とした。単位静電定数Ｈは、直流コンデンサの全静電エネルギーを変換器容量で規格化した値（単位は［ｓ］）であり、式１４で表せる。

また、シミュレーションでは、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を想定して半導体スイッチング素子のデッドタイムはゼロとした。また、電流発生の判断に用いられる基準電流値は定格電流１２０％に設定した。また、非線形抵抗３３は、動作電圧を２［ｋＶ］とし、印加される電圧が２［ｋＶ］以下の場合無限大の抵抗値を示し、２［ｋＶ］以上は抵抗値がゼロを示すものとした。また、機械的遮断器１３は、インピーダンスがゼロの理想スイッチとして模擬し、開極指令受信から開極動作完了までの遅れ時間（＝ｔ₂−ｔ₁）を１．５［ｍｓ］とした。

図１５は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１３（Ａ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１にＲＬ負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ₀の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合をシミュレーションした。

短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前における半導体電力変換器１１は、半導体電力変換器１１内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１１そのものはダイオードとして動作する。この場合は、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lは、いずれも５００［Ａ］となり、キルヒホッフの電流則より変換器電流ｉ_HBは０［Ａ］となる。したがって、電源側直流電圧Ｖ_dcと変換器電圧ｖ_HBとは等しくなり、いずれも１５［ｋＶ］である。この間、各半導体電力変換器１１内の直流コンデンサ３２の電圧(Ｖ_dc／Ｎ)はそれぞれ１．５［ｋＶ］に充電される。

時刻ｔ₀において短絡事故が発生すると、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lは１．５［ｋＡ／ｍｓ］（＝Ｖ_dc／Ｌ_M）の傾きで増加する。式３、式５および式６ならびに「Ｎ_１／Ｎ_２＝２」の関係式より、変換器電圧ｖ_HBはＶ_dc／２に減少する。

時刻ｔ₁において、機械的遮断器１３に開極指令を与える。同時に、機械的遮断器１３に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１１に出力させる電力変換指令を出力する。これにより半導体電力変換器１１内の半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。なお、本シミュレーションでは、ＰＷＭ動作開始および開極指令受信から機械的遮断器１３の開極完了までの時間「ｔ₂−ｔ₁」を１．５［ｍｓ］と設定した。図１５に示すように、電流制御適用後０．３５［ｍｓ］で、負荷電流ｉ_Lはゼロとなり、電源電流ｉ_Sと変換器電流ｉ_HBは等しくなるので、機械的遮断器１３により電流路の遮断が可能な状態となる。式１０と、「Ｎ₁／Ｎ₂＝２」の関係式より、電源電流ｉ_Sの電流増加率は、事故発生直後（ｔ₀≦ｔ≦ｔ₁）の電源電流ｉ_Sの電流増加率の２倍（＝３．０［ｋＡ／ｍｓ］）となる。変換器電力ｐ_HBは常に正であるので、直流コンデンサ３２の電圧ｖ_C1、ｖ_C2は増加し、最終的には非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rである２［ｋＶ］でクランプされる。

時刻ｔ₂において機械的遮断器１３の開極動作が完了し、同時に半導体電力変換器１１内の全ての半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓをターンオフする。電源電流ｉ_Sおよび変換器電流ｉ_HBは１次関数的に減少し、時刻ｔ₃においてゼロとなる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ₃−ｔ₀」は４．８［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。

図１６は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１３（Ｂ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１に回生負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ₀の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合をシミュレーションした。

本シミュレーションでは回生負荷を想定しているため、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時は電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lはともに−５００［Ａ］となる。各部波形は、図１５と同様となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ₃−ｔ₀」は５．４［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。

次に、本発明の第２の実施例について説明する。図１７は、本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。上述の第１の実施例による回路遮断器１は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組が、適用される直流給電システムに対して並列になるよう設置されたが、本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組が、直流給電システムに対して直列になるよう設置される。本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、第１の実施例同様、半導体電力変換器１１と、単相変圧器１２と、機械的遮断器１３と、を備える。互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組と、機械的遮断器１３とは、並列に接続される。以下、各構成について説明する。

半導体電力変換器１１は、単相変圧器１２の１次巻線２１と機械的遮断器１３との接続点Ｐ₁から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。第１の実施例同様、半導体電力変換器１１が１個の場合は、単相変圧器１２の２次巻線２２が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１１が互いにカスケード接続される場合は、当該半導体電力変換器１１とは異なる他の半導体電力変換器１１が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１７では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１１が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器１１の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。半導体電力変換器１１の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。ただし、半導体電力変換器１１内のエネルギー蓄積部３２を直流コンデンサとした場合は、第２の実施例では、第１の実施例の場合とは異なり、初期充電回路（図示せず）を別途設ける必要がある。

単相変圧器１２の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。すなわち、単相変圧器１２は、１次巻線２１の一端に第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１の外部接続端子Ｔ₁には電源側の回路が接続され、単相変圧器１２の２次巻線２２は、半導体電力変換器１１と直列接続される。黒丸「・」で表される１次巻線２１の極性に対し、２次巻線２２については、その極性が図示の向きに揃うようにワイヤを巻回するとともに各部品と電気的結線をする。単相変圧器１２において、１次巻線２１の、第１の外部接続端子Ｔ₁とは反対側にある他の一端（すなわち接続点Ｐ₁）に、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組が接続される。単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１との電気的接続関係は、図１７に示されたものに限定されず、例えば、図３に示したように、２次巻線２２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１１のうちのいずれかの半導体電力変換器１１に電気的に直列接続すればよい。また、本発明の第２の実施例では、第１の外部接続端子Ｔ₁の極性とは反対側の端子として第３のグランド端子Ｇ₃が設けられる。

機械的遮断器１３は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組と並列になるように、一端が接続点Ｐ₁に接続され、他の一端が接続点Ｐ₃に接続される。また、機械的遮断器１３の、単相変圧器１２の１次巻線２１に接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側の接続点Ｐ₃を、第２の外部接続端子Ｔ₂とする。第２の外部接続端子Ｔ₂には負荷側の回路が接続される。機械的遮断器１３の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。なお、本発明の第２の実施例では、第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対側の端子として第４のグランド端子Ｇ₄が設けられるが、第３のグランド端子Ｇ₃と第４のグランド端子Ｇ₄とは同電位となる。

本発明の第２の実施例では、上述のように半導体電力変換器１１、単相変圧器１２および機械的遮断器１３を結線することにより、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組と、機械的遮断器１３とは、並列に接続された構成となる。回路遮断器２は直流遮断器として動作するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子Ｇ₃は第１の外部接続端子Ｔ₁の極性とは反対の極性を有する端子となり、端子Ｇ₄は第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対の極性を有する端子となる。第１の実施例と同様、回路遮断器２が直流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータまたは４象限双方向ＤＣＤＣコンバータのいずれで構成してもよいが、回路遮断器２が交流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１を４象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成する。

なお、図１７に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ₁および第３のグランド端子Ｇ₃からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂および第４のグランド端子Ｇ₄からなる側を負荷側としたが、この変形例として、第１の外部接続端子Ｔ₁および第３のグランド端子Ｇ₃からなる側を負荷側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂および第４のグランド端子Ｇ₄からなる側を電源側としてもよい。

上述の本発明の第２の実施例についての変形例として、回路遮断器２は、互いに直列接続された２次巻線と半導体電力変換器とからなる組において、半導体電力変換器もしくは２次巻線に直列接続される、電流制御用のインダクタをさらに備えてもよい。図１８は、本発明の第２の実施例による回路遮断器の変形例を示す回路図である。図１８に示すように、回路遮断器２は、互いに直列接続された単相変圧器１２の２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組において、半導体電力変換器１１もしくは２次巻線２２に直列接続される電流制御用のインダクタ１４をさらに備える。なお、図１７を参照して説明した回路遮断器２においては、単相変圧器１２の２次巻線２２の漏れインダクタンスが、図１８における電流制御用のインダクタ１４と同等の機能を有する。インダクタ１４と、２次巻線２２および半導体電力変換器１１との電気的接続関係は、図１８に示されたものに限定されず、例えば、図５に示したように、互いに直列接続された２次巻線２２と半導体電力変換器１１とからなる組において、インダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１１のうちのいずれかの半導体電力変換器１１に電気的に直列接続されればよい。

ここで、電源側直流電圧をＶ_dc、負荷電圧をｖ_L、半導体電力変換器１１のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器１１の合計電圧をｖ_HBで表す。また、単相変圧器１２の１次巻線２１の巻き数をＮ₁、２次巻線２２の巻き数をＮ₂で表し、１次巻線２１の両端に現れる電圧をｖ_N1、２次巻線２２の両端に現れる電圧をｖ_N2で表す。また、Ｎ個の半導体電力変換器１１それぞれについて並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ_C1、・・・、ｖ_CNで表す（ただし、Ｎは自然数）。第１の外部接続端子Ｔ₁から回路遮断器１へ流れ込む電源電流をｉ_Sとする。また、接続点Ｐ₁から接続点Ｐ₃に流れる電流（すなわち機械的遮断器１３を流れる電流）については「ｉ_L」と表記するが、説明を簡明にするために、第２の実施例でも機械的遮断器１３を流れる電流「ｉ_L」を「負荷電流」と呼称する。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。また、単相変圧器１２の１次巻線２１および２次巻線２２の極性を黒丸「・」で表わしている。

本発明の第２の実施例による回路遮断器２の制御系は、図１を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の制御系と同様の構成を有する。この制御系の下、本発明の第２の実施例による回路遮断器２の動作も、図７を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の動作フローと同様に動作する。すなわち、時刻ｔ₀で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生し、時刻ｔ₁において機械的遮断器１３に開極指令を与えると同時に各半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１の電力変換動作を開始させる。また、時刻ｔ₂において機械的遮断器１３の開極動作が完了すると同時に全ての半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓをターンオフし、時刻ｔ₃において電源電流ｉ_Sと変換器電流ｉ_HBがゼロとなり電流遮断が完了する。より詳しくは次の通りである。

短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時の回路遮断器２の動作は、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち正常時では機械的遮断器１３はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１１内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１１そのものはダイオードとして動作する。この場合、変換器電流ｉ_HBはゼロとなる。つまり、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時では、第１の外部接続端子Ｔ₁から流入した電源電流ｉ_Sは、単相変圧器１２の１次巻線、および閉路した機械的遮断器１３を順次経由して、第２の外部接続端子Ｔ₂から流出する。したがって、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時では、電源電流ｉ_Sと、負荷電流ｉ_Lとは全て同一となる。なお、第１の実施例と同様、電源側直流電圧Ｖ_dcと半導体電力変換器１１内の直流コンデンサ電圧ｖ_C（＝ｖ_C1＝ｖ_CN）は式１の関係を満足する必要がある。

時刻ｔ₀で過電流検知部４１が過電流の発生を検知した直後の回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。このとき、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lは「Ｖ_dc／Ｌ_M」の傾きで１次関数的に増加する。

時刻ｔ₁から時刻ｔ₂までの間の回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち、図１２を参照して説明した変換器電流を制御するための電力変換指令の生成原理を適用することで、変換器電流ｉ_HBを電源電流ｉ_Sに一致させる制御を行い、負荷電流ｉ_Lがゼロになるようにする。

時刻ｔ₂で機械的遮断器１３の開極動作が完了したときの回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち半導体電力変換器１１内のＤＣＤＣコンバータ３１内の全ての半導体スイッチング素子Ｓをオフすることで、単相変圧器１２およびインダクタ１４の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器１１内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出される。この期間において成立する電圧方程式や電流の関係式は、第１の実施例の場合と同一である。

１、２ 回路遮断器
１１ 半導体電力変換器
１２ 単相変圧器
１３ 機械的遮断器
１４ インダクタ
２１ １次巻線
２２ ２次巻線
３１ ＤＣＤＣコンバータ
３２ エネルギー蓄積部
３３ 非線形抵抗
４１ 過電流検出部
４２ 制御部
５１ 第１の指令手段
５２ 第２の指令手段
５３ 第３の指令手段
Ｄ 帰還ダイオード
Ｇ₁ 第１のグランド端子
Ｇ₂ 第２のグランド端子
Ｇ₃ 第３のグランド端子
Ｇ₄ 第４のグランド端子
Ｓ 半導体スイッチング素子
Ｔ₁ 第１の外部接続端子
Ｔ₂ 第２の外部接続端子

Claims (14)

1. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   を備え、
   前記半導体電力変換器は、
   内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
   前記２次巻線または当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
   前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
   を有することを特徴とする回路遮断器。
2. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   を備える回路遮断器であって、
   前記回路遮断器に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
   前記機械的遮断器に対する開極動作および前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記過電流検知部が過電流を検知したとき、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、
   前記開極指令が出力されてから前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
   前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、
   を有することを特徴とする回路遮断器。
3. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   を備え、
   互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組の、前記１次巻線が接続される側とは反対側の端子を、前記第１の外部接続端子および第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子とし、または第１のグランド端子および第２のグランド端子とすることを特徴とする回路遮断器。
4. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   を備える回路遮断器であって、
   互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と、前記機械的遮断器と、は並列に接続され、
   前記回路遮断器は、前記第１の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第３のグランド端子と、前記第２の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第４のグランド端子とを備えることを特徴とする回路遮断器。
5. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   を備え、
   互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組において、前記２次巻線は、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列接続されることを特徴とする回路遮断器。
6. １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   一端に第１の外部接続端子を有する１次巻線と、前記半導体電力変換器と直列接続される２次巻線と、を有し、前記１次巻線の前記第１の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組に接続される単相変圧器と、
   一端に第２の外部接続端子を有し、前記第２の外部接続端子とは反対側にある他の一端が、互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と前記１次巻線との接続点に接続される機械的遮断器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、
   互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組において、前記半導体電力変換器もしくは前記２次巻線に直列接続されるインダクタとを備えることを特徴とする回路遮断器。
7. 前記回路遮断器に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
   前記機械的遮断器に対する開極動作および前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記過電流検知部が過電流を検知したとき、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、
   前記開極指令が出力されてから前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
   前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、
   を有する請求項１に記載の回路遮断器。
8. 互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組の、前記１次巻線が接続される側とは反対側の端子を、前記第１の外部接続端子および第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子とし、または第１のグランド端子および第２のグランド端子とする請求項１または２に記載の回路遮断器。
9. 互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組と、前記機械的遮断器と、は並列に接続され、
   前記回路遮断器は、前記第１の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第３のグランド端子と、前記第２の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第４のグランド端子とを備える請求項１または２に記載の回路遮断器。
10. 互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組において、前記２次巻線は、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列接続される請求項１〜４のいずれか一項に記載の回路遮断器。
11. 互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組において、前記半導体電力変換器もしくは前記２次巻線に直列接続されるインダクタをさらに備える請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路遮断器。
12. 互いに直列接続された前記２次巻線と前記半導体電力変換器とからなる組において、前記インダクタは、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列接続される請求項６または１１に記載の回路遮断器。
13. 前記半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する請求項１〜１２のいずれか一項に記載の回路遮断器。
14. 前記機械的遮断器は、固定接触子と、前記固定接触子に接触する閉路位置と前記固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて前記可動接触子が前記開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する請求項１〜１３のいずれか一項に記載の回路遮断器。

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