WO2023187976A1 - 変圧制御装置及び電力変換装置 - Google Patents

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WO2023187976A1
WO2023187976A1 PCT/JP2022/015419 JP2022015419W WO2023187976A1 WO 2023187976 A1 WO2023187976 A1 WO 2023187976A1 JP 2022015419 W JP2022015419 W JP 2022015419W WO 2023187976 A1 WO2023187976 A1 WO 2023187976A1
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igbt
power generation
phase
terminal
transformation
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PCT/JP2022/015419
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English (en)
French (fr)
Inventor
和成 黒川
優太 中村
高見 鈴木
吉則 鷺谷
裕司 宮田
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a voltage transformation control device and a power conversion device.
  • Patent Document 1 listed below discloses a power conversion device that is installed in a vehicle that runs using a motor as a power source, and that drives the motor by boosting the DC voltage input from a DC power source using a multiphase converter and outputting it to an inverter. has been done.
  • the above multiphase converter includes two chopper circuits that are connected in parallel and have their respective reactors magnetically coupled, and detects with high precision the drift of the phase current of each chopper circuit flowing through each reactor using one current sensor. It is something to do.
  • the above multiphase converter is a transformer circuit called a so-called magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • this magnetically coupled interleaved chopper circuit if the ripple frequency of the load current of the travel motor and the repetition frequency (carrier frequency) of the gate pulse that controls the multiphase converter are synchronized, it is not possible to suppress the drift of the phase current. There is a possibility. As a result, there is a possibility that the controllability of the magnetically coupled interleaved chopper circuit may deteriorate or the device in the magnetically coupled interleaved chopper circuit may cause abnormal heat generation.
  • the present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and aims to provide a transformer control device and a power conversion device that can suppress phase current drift in a magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • a voltage transformation control device is a voltage transformation control device that controls a magnetically coupled interleaved chopper circuit, wherein the switching frequency of the magnetically coupled interleaved chopper circuit is varied over time within a predetermined frequency range.
  • the switching frequency setting section generates a transformation gate signal of the switching frequency and outputs it to the magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • the switching frequency setting section may randomly vary the switching frequency.
  • the switching frequency setting section may set the switching frequency based on a state quantity of the magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • the reactor current of each phase may be acquired by a single current sensor, and the switching frequency may be set based on the reactor current.
  • the current sensor may detect the reactor current so that the energization directions are in the same direction.
  • the switching frequency setting section may set the switching frequency so that each phase of the magnetically coupled interleaved chopper circuit has the same frequency.
  • a power conversion device includes a voltage transformation control device according to any one of the first to sixth aspects, the magnetically coupled interleaved chopper circuit controlled by the voltage transformed control device, and the magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • a drive inverter provided between the magnetically coupled interleaved chopper circuit and the motor, which converts DC power input from the magnetically coupled interleaved chopper circuit into alternating current power and outputs it to the motor; and the magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • a power generation inverter is provided between the power generator and the generator, and converts AC power input from the generator into DC power and outputs the DC power to the magnetically coupled interleaved chopper circuit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device A according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a voltage transformation control device B according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing changes in carrier frequency in an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing a detection current in an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a first waveform diagram showing the operation of the buck-boost converter (magnetic coupling interleaved chopper circuit) in the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a second waveform diagram showing the operation of the buck-boost converter (magnetic coupling interleaved chopper circuit) in the embodiment of the present disclosure.
  • 3 is a flowchart showing the operation of the voltage transformation control device B according to the embodiment of the present disclosure.
  • this power conversion device A is provided between a battery P, a traveling motor M, and a three-phase generator G, and connects the battery power (DC power) of the battery P to the traveling motor M and the three-phase generator G. converts into AC power.
  • the power conversion device A is a PCU (Power Control Unit) installed in an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle. ) is charged to the battery P, and the power generated by the phase generator G (AC power) is charged to the battery P.
  • PCU Power Control Unit
  • such a power conversion device A includes a power conversion circuit 1, a gate driver 2, and an ECU 3 (Electronic Control Unit).
  • the gate driver 2 includes a voltage transformation gate signal generation section 2a, a drive gate signal generation section 2b, and a power generation gate signal generation section 2c, as shown in the figure.
  • the power conversion circuit 1 includes a buck-boost converter D1, a driving inverter D2, and a power generation inverter D3, as shown in the figure.
  • the ECU 3 includes a voltage transformation control unit that controls the buck-boost converter D1 via the voltage transformation gate signal generation unit 2a, and a drive control unit that controls the drive inverter D2 via the drive gate signal generation unit 2b. is provided as a functional component. Further, the ECU 3 includes a power generation control unit as a functional component that controls the power generation inverter D3 via the power generation gate signal generation unit 2c.
  • the voltage conversion gate signal generation unit 2a, the buck-boost converter D1, and the voltage transformation control unit of the ECU 3 convert DC power and AC power between the battery P, the travel motor M, and the generator G. It constitutes a transformer. Further, the transformation gate signal generation section 2a and the transformation control section of the ECU 3 constitute a transformation control device that controls the buck-boost converter D1 of the power conversion circuit 1.
  • the power converter A is equipped with a pair of battery terminals E1 and E2, three motor terminals Fu, Fv, and Fw, and three generator terminals Hu, Hv, and Hw as terminals for external connection.
  • the first battery terminal E1 is connected to the positive electrode of the battery P
  • the second battery terminal E2 is connected to the negative electrode of the battery P.
  • the first motor terminal Fu is connected to the U-phase terminal of the traveling motor M.
  • the second motor terminal Fv is connected to the V-phase terminal of the traveling motor M.
  • the third motor terminal Fw is connected to the W-phase terminal of the travel motor M.
  • the first generator terminal Hu is connected to the U-phase terminal of the generator G.
  • the second generator terminal Hv is connected to the V-phase terminal of the generator G.
  • the third generator terminal Hw is connected to the W-phase terminal of the generator G.
  • the positive electrode of the battery P is connected to the first battery terminal E1, and the negative electrode is connected to the second battery terminal E2.
  • the battery P is a secondary battery such as a lithium ion battery, and supplies (discharges) DC power to the power conversion circuit 1 of the power conversion device A and charges the DC power via the power conversion circuit 1.
  • the travel motor M is a rotating electrical machine connected to the power converter A.
  • the traveling motor M is a three-phase motor with three phases, and is a load of the power conversion circuit 1.
  • the traveling motor M has a U-phase terminal connected to a first motor terminal Fu, a V-phase terminal connected to a second motor terminal Fv, and a W-phase terminal connected to a third motor terminal Fw. There is.
  • the travel motor M has a rotating shaft (drive shaft) connected to the wheels of the electric vehicle, and rotates the wheels by applying rotational power to the wheels.
  • the traveling motor M generates regenerative power (AC power) when braking the electric vehicle.
  • the regenerative power is transmitted through the first motor terminal Fu, the second motor terminal Fv, and the third motor terminal Fw.
  • the power is input to the power conversion device A, converted into DC power, and charged into the battery P.
  • the generator G is a rotating electric machine connected to the power converter A.
  • Generator G is a three-phase generator, in which the U-phase terminal is connected to the first generator terminal Hu, the V-phase terminal is connected to the second generator terminal Hv, and the W-phase terminal is connected to the third generator terminal Hu. is connected to the generator terminal Hw.
  • the generator G is connected to the output shaft of a power source such as an engine mounted on an electric vehicle, and outputs generated power (AC power) to the power conversion circuit 1.
  • the buck-boost converter D1 includes a first capacitor 4, a transformer 5, four transformer IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) 6a to 6d, a second capacitor 7, and a reactor current sensor J.
  • the driving inverter D2 includes six driving IGBTs 8a to 8f.
  • the power generation inverter D3 includes six power generation IGBTs 9a to 9f.
  • the buck-boost converter D1 is a magnetically coupled interleaved chopper circuit in the present disclosure.
  • a magnetically coupled interleaved chopper circuit is also referred to as a magnetically coupled multiphase converter, in which two chopper circuits with different operating phases are connected in parallel and each reactor is magnetically coupled.
  • the buck-boost converter D1 selectively performs a step-up process (boost operation) and a step-down process (step-down operation) by being controlled by the voltage transformation gate signal generation section 2a.
  • the boosting process is a process (operation) of boosting the battery power (DC power) input from the pair of battery terminals E1 and E2 and outputting the boosted battery power to the driving inverter D2.
  • the voltage step-down process is a process (operation) that steps down the DC power input from the driving inverter D2 or the power generation inverter D3 and outputs it to the battery P from the pair of battery terminals E1 and E2.
  • the buck-boost converter D1 is a power conversion circuit that bidirectionally inputs and outputs DC power between the battery P and the drive inverter D2 or the power generation inverter D3.
  • the drive inverter D2 includes three switching legs that correspond to the number of phases (three phases) of the travel motor M.
  • the three switching legs are a U-phase drive switching leg, a V-phase drive switching leg, and a W-phase drive switching leg.
  • This driving inverter D2 is a power conversion circuit that selectively performs power operation and regeneration operation.
  • the power operation is an operation of converting the DC power input from the buck-boost converter D1 into three-phase AC power and outputting it to the travel motor M from the three motor terminals Fu, Fv, and Fw.
  • the regenerative operation is an operation in which regenerative power (AC power) input to the three motor terminals Fu, Fv, and Fw is converted into DC power and output to the buck-boost converter D1.
  • Such a drive inverter D2 is a power circuit that mutually converts DC power and three-phase AC power between the buck-boost converter D1 and the travel motor M.
  • the power generation inverter D3 is a power conversion circuit that converts the generated power (AC power) input to the three generator terminals Hu, Hv, and Hw into DC power and outputs the DC power to the buck-boost converter D1.
  • Such a power generation inverter D3 is a power circuit that mutually converts DC power and three-phase AC power between the buck-boost converter D1 and the generator G.
  • the first capacitor 4 has one end connected to the first battery terminal E1 and the transformer 5, and the other end connected to the second battery terminal E2. Both ends of the first capacitor 4 are primary terminals of the buck-boost converter D1.
  • the first capacitor 4 is connected in parallel to the battery P, and removes high frequency noise contained in the battery power (DC power) input from the battery P to the buck-boost converter D1. Further, the first capacitor 4 smoothes ripples included in the charging power (DC power) input from the transformer 5.
  • the transformer 5 includes a primary winding 5a and a secondary winding 5b.
  • One end of the primary winding 5a and one end of the secondary winding 5b are connected to the first battery terminal E1 and one end of the first capacitor 4.
  • the other end of the primary winding 5a is connected to the emitter terminal of the first transformer IGBT 6a and the collector terminal of the second transformer IGBT 6b.
  • the other end of the secondary winding 5b is connected to the emitter terminal of the third transformer IGBT 6c and the collector terminal of the fourth transformer IGBT 6d.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b constitute the transformer 5 in a state where they are electromagnetically coupled with a predetermined coupling coefficient k. That is, the primary winding 5a has a first self-inductance La depending on the number of turns of the primary winding 5a. On the other hand, the secondary winding 5b has a second self-inductance Lb depending on the number of turns of the secondary winding 5b. Furthermore, the primary winding 5a and the secondary winding 5b have mutual inductance based on the first self-inductance La, second self-inductance Lb, and coupling coefficient k described above.
  • the first transformation IGBT 6a and the second transformation IGBT 6b are semiconductor switching elements that constitute the A-phase transformation switching leg in the buck-boost converter D1.
  • the third transformer IGBT 6c and the fourth transformer IGBT 6d are semiconductor switching elements that constitute a B-phase switching leg in the buck-boost converter D1.
  • the first transformer IGBT 6a has a collector terminal connected to the collector terminal of the third transformer IGBT 6c and one end of the second capacitor 7, and an emitter terminal connected to the other end of the primary winding 5a of the transformer 5 and the second It is connected to the collector terminal of the transformer IGBT 6b.
  • the gate terminal of the first transformer IGBT 6a is connected to the first output terminal for the buck-boost converter D1 of the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the first transformer IGBT 6 a is controlled based on the first transformer gate signal inputted from the transformer gate signal generator 2 a of the gate driver 2 .
  • the second transformer IGBT 6b has its collector terminal connected to the other end of the primary winding 5a of the transformer 5 and the emitter terminal of the first transformer IGBT 6a, and has an emitter terminal connected to the emitter terminal of the fourth transformer IGBT 6d and the first transformer IGBT 6d. It is connected to the other end of the capacitor 4 and the other end of the second capacitor 7. Further, the gate terminal of the second transformer IGBT 6b is connected to the second output terminal for the buck-boost converter D1 in the gate driver 2. The ON/OFF operation of the second transformer IGBT 6b is controlled based on the second transformer gate signal inputted from the transformer gate signal generator 2a of the gate driver 2.
  • the third transformer IGBT 6c has a collector terminal connected to the collector terminal of the first transformer IGBT 6a and one end of the second capacitor 7, and an emitter terminal connected to the other end of the secondary winding 5b of the transformer 5 and the fourth transformer IGBT 6c. It is connected to the collector terminal of the IGBT 6d. Further, the gate terminal of the third transformer IGBT 6c is connected to the third output terminal for the buck-boost converter D1 in the gate driver 2. The ON/OFF operation of the third transformer IGBT 6c is controlled based on the third transformer gate signal input from the transformer gate signal generator 2a of the gate driver 2.
  • the fourth transformer IGBT 6d has a collector terminal connected to the other end of the secondary winding 5b of the transformer 5 and an emitter terminal of the third transformer IGBT 6c, and has an emitter terminal connected to the emitter terminal of the second transformer IGBT 6b and the third transformer IGBT 6c.
  • the other end of the first capacitor 4 and the other end of the second capacitor 7 are connected to each other.
  • the gate terminal of the fourth transformer IGBT 6d is connected to the fourth output terminal for the buck-boost converter D1 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the fourth transformer IGBT 6d is controlled based on the fourth transformer gate signal inputted from the transformer gate signal generator 2a of the gate driver 2.
  • the second capacitor 7 has one end connected to the collector terminal of the first transformer IGBT 6a and the third transformer IGBT 6c, and the other end connected to the emitter terminal of the second transformer IGBT 6b and the fourth transformer IGBT 6b. It is connected to the emitter terminal of the IGBT 6d, the other end of the first capacitor 4, and the second battery terminal E2. Both ends of the second capacitor 7 are secondary input/output terminals in the buck-boost converter D1.
  • Such a second capacitor 7 smoothes ripples included in the boosted power (DC power) input from the above-mentioned A-phase transformation switching leg and B-phase transformation switching leg. Further, the second capacitor 7 smoothes ripples included in the regenerative power (DC power) input from the drive inverter D2 and the charging power (DC power) input from the power generation inverter D3.
  • Reactor current sensor J is a detector that detects the state quantity of buck-boost converter D1.
  • the reactor current sensor J is engaged with the primary winding 5a and the secondary winding 5b of the transformer 5 so that the current direction is the same as that of the A-phase current of the buck-boost converter D1 flowing through the primary winding 5a.
  • the total current including the B-phase current of buck-boost converter D1 flowing through secondary winding 5b is detected as reactor current IL .
  • the A-phase current is a current that flows through the primary winding 5a based on the switching operations of the A-phase transformation switching legs of the buck-boost converter D1, that is, the first transformation IGBT 6a and the second transformation IGBT 6b.
  • the B-phase current is a current that flows through the secondary winding 5b based on the switching operation of the B-phase switching leg of the buck-boost converter D1, that is, the third transformer IGBT 6c and the fourth transformer IGBT 6d.
  • Reactor current sensor J outputs reactor current IL , which is a total current of A-phase current and B-phase current, to ECU 3 as one piece of control information.
  • reactor current IL is a power running current flowing from the primary side to the secondary side, or a regenerative current or charging current flowing from the secondary side to the primary side in buck-boost converter D1.
  • the buck-boost converter D1 is provided with a primary side voltage sensor and a secondary side voltage sensor in addition to the current sensor J as detectors for detecting the state quantity of the buck-boost converter D1.
  • the primary side voltage sensor is a voltage sensor that detects the primary voltage Vp (DC voltage) on the primary side of the buck-boost converter D1, that is, on the side of the battery P, and outputs the primary voltage Vp to the ECU 3.
  • the secondary voltage sensor is a voltage sensor that detects the secondary voltage Vs (DC voltage) on the secondary side of the buck-boost converter D1, that is, on the drive inverter D2 side (power generation inverter D3 side). Output to ECU3.
  • the said secondary voltage Vs is the primary voltage in the drive inverter D2, and is also the secondary voltage of the power generation inverter D3.
  • This drive inverter D2 is provided between the buck-boost converter D1, which is a voltage transformer circuit, and the travel motor M, and converts the DC power input from the buck-boost converter D1 (transformer circuit) into AC power, and converts the DC power input from the buck-boost converter D1 (transformer circuit) into AC power.
  • the first driving IGBT 8a and the second driving IGBT 8b are semiconductor switching elements that constitute a U-phase driving switching leg.
  • the third driving IGBT 8c and the fourth driving IGBT 8d are semiconductor switching elements that constitute a V-phase driving switching leg.
  • the fifth driving IGBT 8e and the sixth driving IGBT 8f are semiconductor switching elements that constitute a W-phase driving switching leg.
  • the collector terminal of the first driving IGBT 8a is connected to the collector terminal of the third driving IGBT 8c and the collector terminal of the fifth driving IGBT 8e. There is. Moreover, the emitter terminal of the first driving IGBT 8a is connected to the collector terminal of the second driving IGBT 8b and the first motor terminal Fu.
  • the gate terminal of the first driving IGBT 8a is connected to the first output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the first driving IGBT 8 a is controlled based on the first driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2 b of the gate driver 2 .
  • the second driving IGBT 8b has a collector terminal connected to the emitter terminal of the first driving IGBT 8a and the first motor terminal Fu, and an emitter terminal connected to the emitter terminal of the fourth driving IGBT 8d and the sixth driving IGBT 8d. Connected to the emitter terminal of IGBT8f.
  • the gate terminal of the second driving IGBT 8b is connected to the second output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the second driving IGBT 8b is controlled based on the second driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2b of the gate driver 2.
  • the third driving IGBT 8c has a collector terminal connected to the collector terminal of the first driving IGBT 8a and a fifth driving IGBT 8e, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the fourth driving IGBT 8d and the second driving IGBT 8c. Connected to motor terminal Fv.
  • the gate terminal of the third driving IGBT 8c is connected to the second output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the third driving IGBT 8c is controlled based on the third driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2b of the gate driver 2.
  • the fourth driving IGBT 8d has a collector terminal connected to the emitter terminal of the third driving IGBT 8c and the second motor terminal Fv, and an emitter terminal connected to the emitter terminal of the second driving IGBT 8b and the sixth driving IGBT 8c. Connected to the emitter terminal of IGBT8f.
  • the gate terminal of the fourth driving IGBT 8d is connected to the fourth output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the fourth driving IGBT 8d is controlled based on the fourth driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2b of the gate driver 2.
  • the fifth driving IGBT 8e has a collector terminal connected to the collector terminal of the first driving IGBT 8a and a collector terminal of the third driving IGBT 8c, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the sixth driving IGBT 8f and the third driving IGBT 8f. It is connected to the motor terminal Fw.
  • the gate terminal of the fifth driving IGBT 8e is connected to the fifth output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the fifth driving IGBT 8e is controlled based on the fifth driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2b of the gate driver 2.
  • the collector terminal of the sixth driving IGBT 8f is connected to the emitter terminal of the fifth driving IGBT 8e and the third motor terminal Fw, and the emitter terminal is connected to the emitter terminal of the second driving IGBT 8b and the fourth driving IGBT 8b. Connected to the emitter terminal of IGBT8d.
  • the gate terminal of the sixth driving IGBT 8f is connected to the sixth output terminal for the driving inverter D2 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the sixth driving IGBT 8f is controlled based on the sixth driving gate signal inputted from the driving gate signal generating section 2b of the gate driver 2.
  • both ends of the U-phase drive switching leg, the V-phase drive switching leg, and the W-phase drive switching leg that are commonly connected to each other are primary side input/output terminals of the drive inverter D2.
  • the three midpoints of the U-phase drive switching leg, the V-phase drive switching leg, and the W-phase drive switching leg are the secondary input/output terminals of the drive inverter D2, respectively.
  • One of the primary side input/output terminals of the driving inverter D2 that is, the collector terminal of the first driving IGBT 8a, the collector terminal of the third driving IGBT 8c, and the collector terminal of the fifth driving IGBT 8e are connected to the second side of the buck-boost converter D1. It is connected to one of the next input/output terminals, that is, one end of the second capacitor 7, the collector terminal of the first transformer IGBT 6a, and the collector terminal of the third transformer IGBT 6c.
  • the other primary side input/output terminal of the driving inverter D2 that is, the emitter terminal of the second driving IGBT 8b, the emitter terminal of the fourth driving IGBT 8d, and the emitter terminal of the sixth driving IGBT 8f are connected to the second primary side input/output terminal of the driving inverter D2. It is connected to the other of the next input/output terminals, that is, the other ends of the first and second capacitors 4 and 7, the emitter terminal of the second transformer IGBT 6b, and the emitter terminal of the fourth transformer IGBT 6d.
  • the power generation inverter D3 is provided between the buck-boost converter D1, which is a voltage transformation circuit, and the generator G, and converts the generated power (AC power) inputted from the generator G into DC power, and converts the generated power (AC power) input from the generator G into DC power.
  • This is an inverter circuit that outputs to the transformer circuit (transformer circuit).
  • the first power generation IGBT 9a and the second power generation IGBT 9b are semiconductor switching elements that constitute a U-phase power generation switching leg.
  • the third power generation IGBT 9c and the fourth power generation IGBT 9d are semiconductor switching elements that constitute a V-phase power generation switching leg.
  • the fifth power generation IGBT 9e and the sixth power generation IGBT 9f are semiconductor switching elements that constitute a W-phase power generation switching leg.
  • the first power generation IGBT 9a has a collector terminal connected to the collector terminal of the third power generation IGBT 9c and the collector terminal of the fifth power generation IGBT 9e, The emitter terminal is connected to the collector terminal of the second power generation IGBT 9b and the first generator terminal Hu.
  • the gate terminal of the first power generation IGBT 9a is connected to the first output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the first power generation IGBT 9a is controlled based on the first power generation gate signal input from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the second power generation IGBT 9b has a collector terminal connected to the emitter terminal of the first power generation IGBT 9a and the first generator terminal Hu, and an emitter terminal connected to the emitter terminal of the fourth power generation IGBT 9d and the sixth power generation IGBT 9d. It is connected to the emitter terminal of the IGBT 9f.
  • the gate terminal of the second power generation IGBT 9b is connected to the second output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the second power generation IGBT 9b is controlled based on the second power generation gate signal input from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the third power generation IGBT 9c has a collector terminal connected to the collector terminal of the first power generation IGBT 9a and a fifth power generation IGBT 9e, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the fourth power generation IGBT 9d and the second power generation IGBT 9d. It is connected to the generator terminal Hv.
  • the gate terminal of the third power generation IGBT 9c is connected to the third output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the third power generation IGBT 9c is controlled based on the third power generation gate signal input from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the fourth power generation IGBT 9d has a collector terminal connected to the emitter terminal of the third power generation IGBT 9c and the second generator terminal Hv, and an emitter terminal connected to the emitter terminal of the second power generation IGBT 9b and the sixth power generation IGBT 9d. It is connected to the emitter terminal of the IGBT 9f.
  • the gate terminal of the fourth power generation IGBT 9d is connected to the fourth output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the fourth power generation IGBT 9d is controlled based on the fourth power generation gate signal inputted from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the fifth power generation IGBT 9e has a collector terminal connected to the collector terminal of the first power generation IGBT 9a and a third power generation IGBT 9c, and an emitter terminal connected to the collector terminal of the sixth power generation IGBT 9f and the third power generation IGBT 9f. It is connected to the generator terminal Hw.
  • the gate terminal of the fifth power generation IGBT 9e is connected to the fifth output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the fifth power generation IGBT 9e is controlled based on the fifth power generation gate signal input from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the collector terminal of the sixth power generation IGBT 9f is connected to the emitter terminal of the fifth power generation IGBT 9e and the third generator terminal Hw, and the emitter terminal is connected to the emitter terminal of the second power generation IGBT 9b and the fourth power generation IGBT 9f. It is connected to the emitter terminal of the IGBT 9d.
  • the gate terminal of the sixth power generation IGBT 9f is connected to the sixth output terminal for the power generation inverter D3 in the gate driver 2.
  • the ON/OFF operation of the sixth power generation IGBT 9f is controlled based on the sixth power generation gate signal input from the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the three midpoints of the U-phase power generation switching leg, the V-phase power generation switching leg, and the W-phase power generation switching leg are the primary side input/output terminals of the power generation inverter D3. That is, the connection point between the emitter terminal of the first power generation IGBT 9a and the collector terminal of the second power generation IGBT 9b, the connection point between the emitter terminal of the third power generation IGBT 9c and the collector terminal of the fourth power generation IGBT 9d, and The connection point between the emitter terminal of the fifth IGBT 9e for power generation and the collector terminal of the sixth IGBT 9f for power generation is the above-mentioned midpoint, and is the primary side input/output terminal of the inverter D3 for power generation.
  • the midpoint of the U-phase power generation switching leg (first primary side input/output terminal) is connected to the first generator terminal Hu in power converter A. It is connected.
  • the midpoint of the V-phase power generation switching leg (second primary input/output terminal) is connected to the second generator terminal Hv in the power converter A.
  • the midpoint of the W-phase power generation switching leg (third primary input/output terminal) is connected to the third generator terminal Hv in the power converter A.
  • Both ends of the U-phase power generation switching leg, the V-phase power generation switching leg, and the W-phase power generation switching leg that are connected in parallel to each other in the power generation inverter D3 are secondary side input/output terminals in the power generation inverter D3. That is, the collector terminal of the first power generation IGBT 9a, the collector terminal of the third power generation IGBT 9c, the collector terminal of the fifth power generation IGBT 9e, the emitter terminal of the second power generation IGBT 9b, and the emitter of the fourth power generation IGBT 9d.
  • the terminal and the emitter terminal of the sixth power generation IGBT 9f are the secondary side input/output terminals.
  • the secondary side input/output terminal of the power generation inverter D3 is connected to the secondary side input/output terminal of the buck-boost converter D1 and the primary side input/output terminal of the drive inverter D2, as shown. That is, the power generation inverter D3 inputs and outputs DC power to and from the buck-boost converter D1.
  • the transformer IGBTs 6a to 6d of the buck-boost converter D1, the drive IGBTs 8a to 8f of the drive inverter D2, and the power generation IGBTs 9a to 9f of the power generation inverter D3 are each provided with a free wheel diode.
  • these freewheeling diodes have a cathode terminal connected to a collector terminal, and an anode terminal connected to an emitter terminal.
  • the freewheeling diode is for flowing a freewheeling current from the anode terminal to the cathode terminal when the IGBT is in an OFF state.
  • the gate driver 2 controls the buck-boost converter D1, the drive inverter D2, and the power generation inverter based on a plurality of duty command values (transformation duty operation amount, drive duty operation amount, and power generation duty operation amount) input from the ECU 3.
  • Duty command values transformation duty operation amount, drive duty operation amount, and power generation duty operation amount
  • the transformation gate signal generation unit 2a is a drive circuit for the buck-boost converter D1, and is a drive signal generation circuit that generates the first to fourth transformation gate signals based on various transformation operation amounts input from the ECU 3. It is. For example, the transformation gate signal generation unit 2a compares the transformation duty operation amount with a carrier wave (triangular wave) having a period corresponding to the transformation carrier frequency, thereby generating a repetition frequency corresponding to the transformation carrier frequency and the transformation duty operation amount. A PWM (Pulse Width Modulation) signal having a duty ratio and a duty ratio is generated as the first to fourth transformer gate signals.
  • a carrier wave triangular wave
  • a PWM (Pulse Width Modulation) signal having a duty ratio and a duty ratio is generated as the first to fourth transformer gate signals.
  • the transformation gate signal generation unit 2a outputs the first transformation gate signal from the first output terminal for the buck-boost converter D1 to the gate terminal of the first transformation IGBT 6a.
  • the transformation gate signal generation unit 2a outputs the second transformation gate signal from the second output terminal for the buck-boost converter D1 to the gate terminal of the second transformation IGBT 6b.
  • the transformation gate signal generation unit 2a outputs the third transformation gate signal from the third output terminal for the buck-boost converter D1 to the gate terminal of the third transformation IGBT 6c.
  • the transformation gate signal generation unit 2a outputs the fourth transformation gate signal from the fourth output terminal for the buck-boost converter D1 to the gate terminal of the fourth transformation IGBT 6d.
  • the first and second transformer gate signals are connected to the A-phase transformer switching leg (the first transformer IGBT 6a and the second transformer IGBT 6a) of the buck-boost converter D1.
  • This is a gate pulse signal (PWM signal) that drives the IGBT 6b).
  • the third and fourth transformation gate signals are gate pulse signals (PWM signals) that drive the B-phase transformation switching legs (the third transformation IGBT 6c and the fourth transformation IGBT 6d) of the buck-boost converter D1. be.
  • the first and second transformation gate signals and the third and fourth transformation gate signals have a phase difference of, for example, 180 degrees around switching, that is, an A phase driven by the first and second transformation gate signals.
  • a switching leg for transformation (first IGBT 6a for transformation and a second IGBT 6b for transformation) and a switching leg for B-phase transformation (third IGBT 6c and fourth IGBT 6c for transformation) driven by gate signals for third and fourth transformation.
  • the transformer IGBT 6d) performs a switching operation with a phase difference of, for example, 180°.
  • the drive gate signal generation unit 2b is a drive circuit for the drive inverter D2, and is a drive signal generation circuit that generates first to sixth drive gate signals based on the drive duty operation amount input from the ECU 3. .
  • the drive gate signal generation unit 2b generates a repetition frequency according to the drive carrier frequency and the drive duty operation amount by comparing the drive duty operation amount with a carrier wave (triangular wave) having a period corresponding to the drive carrier frequency, for example. (repetition period) and a duty ratio are generated as first to sixth driving gate signals.
  • the drive gate signal generation section 2b outputs the first drive gate signal from the first output terminal for the drive inverter D2 to the gate terminal of the first drive IGBT 8a.
  • the drive gate signal generation section 2b outputs the second drive gate signal from the second output terminal for the drive inverter D2 to the gate terminal of the second drive IGBT 8b.
  • the drive gate signal generation section 2b outputs the third drive gate signal from the third output terminal for the drive inverter D2 to the gate terminal of the third drive IGBT 8c.
  • the drive gate signal generation unit 2b outputs the fourth drive gate signal from the fourth output terminal for the drive inverter D2 to the gate terminal of the fourth drive IGBT 8d.
  • the driving gate signal generating section 2b outputs the fifth driving gate signal from the fifth output terminal for the driving inverter D2 to the gate terminal of the fifth driving IGBT 8e.
  • the drive gate signal generation section 2b outputs the sixth drive gate signal from the sixth output terminal for the drive inverter D2 to the gate terminal of the sixth drive IGBT 8f.
  • the power generation gate signal generation unit 2c is a drive circuit for the power generation inverter D3, and is a drive signal generation circuit that generates the first to sixth power generation gate signals based on the power generation duty operation amount input from the ECU 3. .
  • the power generation gate signal generation unit 2c generates a repetition frequency according to the power generation carrier frequency and the power generation duty command value by comparing the power generation duty operation amount with a carrier wave (triangular wave) having a period corresponding to the power generation carrier frequency, for example. and a duty ratio are generated as first to sixth power generation gate signals.
  • the power generation gate signal generation unit 2c outputs the first power generation gate signal from the first output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the first power generation IGBT 9a.
  • the power generation gate signal generation section 2c outputs the second power generation gate signal from the second output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the second power generation IGBT 9b.
  • the power generation gate signal generation unit 2c outputs the third power generation gate signal from the third output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the third power generation IGBT 9c.
  • the power generation gate signal generation unit 2c outputs the fourth power generation gate signal from the fourth output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the fourth power generation IGBT 9d.
  • the power generation gate signal generation unit 2c outputs the fifth power generation gate signal from the fifth output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the fifth power generation IGBT 9e.
  • the power generation gate signal generation unit 2c outputs the sixth power generation gate signal from the sixth output terminal for the power generation inverter D3 to the gate terminal of the sixth power generation IGBT 9f.
  • the first to fourth transformation gate signals generated by the transformation gate signal generation section 2a are generated using the well-known method in order to avoid through current in the A-phase transformation switching leg and the B-phase switching leg of the buck-boost converter D1. This is a drive signal with a dead time.
  • the first to sixth drive gate signals generated by the drive gate signal generation section 2b are configured to: This is a drive signal provided with a well-known dead time.
  • the first to sixth power generation gate signals generated by the power generation gate signal generation section 2c are generated in order to avoid through current in the U-phase power generation switching leg, the V-phase power generation switching leg, and the W-phase power generation switching leg. This is a drive signal provided with a well-known dead time.
  • the ECU 3 receives the detection values of the various voltage sensors (voltage detection values), the detection values of the various current sensors (current detection values), control commands input from the host control device (vehicle control device), and pre-stored control programs.
  • This is a control device that performs feedback control of a buck-boost converter D1, a drive inverter D2, and a power generation inverter D3 based on the following.
  • the ECU 3 performs feedback control of the buck-boost converter D1, drive inverter D2, and power generation inverter D3 in cooperation with a control program (software resource) and hardware resources such as an arithmetic circuit, a memory circuit, and various input/output circuits. It is a software control device.
  • the ECU 3 includes a plurality of functional components configured by cooperation of software resources and hardware resources. That is, the ECU 3 includes a voltage transformation control unit for the buck-boost converter D1 that generates a duty command value for voltage transformation, a drive control unit for the drive inverter D2 that generates a duty command value for drive, and a power generation unit that generates a duty command value for power generation.
  • a power generation control unit for the inverter D3 is provided as the functional component.
  • the ECU 3 generates the first to fourth voltage transformation gate signals by outputting the transformation duty command value generated by the voltage transformation control section to the transformation gate signal generation section 2a of the gate driver 2.
  • the ECU 3 generates the first to sixth drive gate signals by outputting the drive duty command value generated by the drive control section to the drive gate signal generation section 2b of the gate driver 2.
  • the ECU 3 generates the first to sixth power generation gate signals by outputting the power generation duty command value generated by the power generation control section to the power generation gate signal generation section 2c of the gate driver 2.
  • the voltage transformation control unit B is a characteristic functional component of the power conversion device A according to the present embodiment, and constitutes a voltage transformation control device together with the voltage transformation gate signal generation unit 2a.
  • the voltage transformation control device is constituted by a voltage transformation control section B and a voltage transformation gate signal generation section 2a, and controls a step-up/down converter D1 (magnetic coupling interleaved chopper circuit) which is a voltage conversion circuit.
  • a step-up/down converter D1 magnetic coupling interleaved chopper circuit
  • the drive control section and power generation control section other than the voltage transformation control section B are of the same level as well-known ones, and a detailed description of the configuration (control configuration) will be omitted.
  • the transformation control section B includes a target value setting section 10, a voltage control section 11, a current control section 12, a duty control section 13, a carrier frequency setting section 14, a random number generation section 15, and an adder 16.
  • the carrier frequency setting section 14, the random number generation section 15, and the adder 16 constitute a switching frequency setting section in the present invention.
  • the target value setting unit 10 is a functional component that generates a secondary voltage command value X1 based on a control command X0 input from the outside.
  • This secondary side voltage command value X1 is a target value (transformation target value) of the secondary voltage Vs of the buck-boost converter D1. That is, the secondary voltage command value X1 is a value that specifies the transformation ratio of the buck-boost converter D1, that is, the magnitude of the secondary voltage Vs with respect to the primary voltage Vp.
  • the target value setting unit 10 outputs such a secondary side voltage command value X1 to the voltage control unit 11.
  • the control command X0 is a control command input from a higher-level control device (vehicle control device).
  • the primary voltage Vp is a detection value of a primary side voltage sensor provided on the primary side (battery P side) of the buck-boost converter D1.
  • the secondary voltage Vs is a value detected by a secondary voltage sensor provided on the secondary side (drive inverter D2 side) of the buck-boost converter D1.
  • the voltage control unit 11 is a functional component that calculates the reactor current command value X2 based on the secondary voltage command value X1 and the secondary voltage Vs.
  • the voltage control section 11 is a well-known PID controller. More specifically, the voltage control section 11 includes a proportional voltage control section that generates a proportional reactor current command value and an integral voltage control section that generates an integral reactor current command value.
  • the proportional voltage control section generates a proportional reactor current command value by multiplying the difference between the voltage command value X1 and the secondary voltage Vs by a proportional voltage gain.
  • the integral voltage control section generates an integral reactor current command value by multiplying the difference between the voltage command value X1 and the secondary voltage Vs by an integral voltage gain and performing an integral process.
  • the reactor current command value X2 is the sum of the proportional reactor current command value and the integral reactor current command value.
  • Voltage control section 11 outputs reactor current command value X2 to current control section 12.
  • the current control unit 12 is a functional component that calculates the reactor voltage command value X3 based on the reactor current command value X2 and the reactor current IL .
  • the current control section 12 like the voltage control section 11, is a well-known PID controller. That is, the current control section 12 includes a proportional current control section that generates a proportional reactor voltage command value and an integral current control section that generates an integral reactor voltage command value.
  • the proportional current control section generates a proportional reactor voltage command value by multiplying the difference between the current command value X2 and the reactor current IL by a proportional current gain.
  • the integral current control section generates an integral reactor voltage command value by multiplying the difference between the current command value X2 and the reactor current IL by an integral current gain and performing an integral process.
  • the reactor voltage command value X3 is the sum of the proportional reactor voltage command value and the integral reactor voltage command value.
  • Current control section 12 outputs reactor voltage command value X3 to Duty control section 13.
  • the duty control unit 13 is a functional component that calculates an A-phase Duty command value X4 for the A-phase transformation switching leg and a B-phase Duty command value X5 for the B-phase transformation switching leg based on the reactor voltage command value X3. It is.
  • the duty control section 13 outputs the A-phase duty command value X4 and the B-phase duty command value X5 to the voltage transformation gate signal generation section 2a of the gate driver 2.
  • the buck-boost converter D1 includes an A-phase transformation switching leg and a B-phase switching leg.
  • the A-phase transformation switching leg and the B-phase switching leg are controlled by first and second transformation gate signals and third and fourth transformation gate signals that have a phase relationship of 180 degrees.
  • the duty control unit 13 generates an A-phase duty command value X4 and a B-phase duty command value X5 in order to correspond to such a two-phase configuration of the buck-boost converter D1. That is, the A-phase duty command value X4 is a manipulated variable that specifies the duty ratio of the first transformation gate signal and the second transformation gate signal that control the A-phase transformation switching leg. Further, the B-phase duty command value X5 is a manipulated variable that specifies the duty ratio of the third transformation gate signal and the fourth transformation gate signal that control the B-phase transformation switching leg.
  • the carrier frequency setting unit 14 is a functional component that sets the carrier frequency fc (kHz) based on the primary voltage Vp, the secondary voltage Vs, and the reactor current IL .
  • the carrier frequency fc is the repetition frequency of the first to fourth transformation gate signals, that is, the repetition frequency of the switching operation in the A-phase transformation switching leg and the B-phase transformation switching leg.
  • the carrier frequency fc is, for example, any frequency in the frequency range of 6 to 12 kHz.
  • the carrier frequency setting unit 14 sets the carrier frequency fc by searching a carrier map (three-dimensional map) stored in advance based on the primary voltage Vp, the secondary voltage Vs, and the reactor current IL .
  • Carrier frequency setting section 14 outputs frequency designation signal X6 indicating carrier frequency fc to adder 16.
  • the random number generator 15 is a random number generator that generates an arbitrary integer as a random number X7.
  • the random number generator 15 generates a random number X7 under a preset generation range and generation conditions.
  • the generation range is from -200 to +200.
  • the generation condition is the difference between the random number y n generated at a certain time n and the random number y n+1 generated at the next time (n+1).
  • the random number generator 15 generates the random number y n+1 such that the difference between the random number y n+1 and the random number y n exceeds a preset threshold value Y.
  • the random number y n+1 at time (n+1) is an integer that has a deviation exceeding the threshold value Y from the random number y n at time n.
  • the random number generator 15 generates a random number X7 that dynamically changes in an integer range from -200 to +200 based on such a generation range and generation conditions. Random number generator 15 outputs random number X7 to adder 16.
  • the adder 16 adds the random number X7 to the frequency designation signal X6 and outputs it to the transformation gate signal generation section 2a of the gate driver 2 as a carrier frequency operation signal X8. Since the carrier frequency operation signal X8 is the result of adding the random number X7 to the frequency designation signal X6, it is a time-series signal that changes over time in the range of -200 Hz to +200 Hz with the carrier frequency fc (kHz) as the center.
  • Such carrier frequency operation signal X8 defines the repetition frequency of the first to fourth transformation gate signals in the transformation gate signal generation section 2a that generates the first to fourth transformation gate signals (PWM signals). . Since the first to fourth transformation gate signals control the switching operation of the buck-boost converter D1, the carrier frequency operation signal X8 ultimately controls the switching frequency and switching timing in the switching operation of the buck-boost converter D1.
  • the carrier frequency setting unit 14 first generates the frequency designation signal X6 by acquiring the primary voltage Vp, the secondary voltage Vs, and the reactor current IL (step S1).
  • the carrier frequency setting unit 14 sets the carrier frequency fc by searching a carrier map using the next voltage Vp, the secondary voltage Vs, and the reactor current IL, and sends a frequency designation signal X6 indicating the carrier frequency fc to the adder 16. Output to.
  • the carrier frequency fc (kHz) is randomized in the range of -200Hz to +200Hz by adding the frequency designation signal X6 and the random number X7 in the adder 16 (step S2). That is, by adding the random number X7 in the range of -200 to +200 generated by the random number generator 15 to the carrier frequency fc (kHz) in the adder 16, the frequency of -200 Hz to +200 Hz centered on the carrier frequency fc (kHz) is added.
  • a carrier frequency manipulation signal X8 that changes over time in a range is generated.
  • the target value setting section 10 sets the secondary side voltage command value X1 by taking in the control command X0 (step S3).
  • This secondary side voltage command value X1 is output from the target value setting section 10 to the voltage control section 11.
  • the voltage control unit 11 sets the reactor current command value X2 by taking in the secondary side voltage command value X1 and the secondary voltage Vs (step S4).
  • This reactor current command value X2 is output from the voltage control section 11 to the current control section 12.
  • the current control unit 12 takes in the reactor current command value X2 and the reactor current IL to set the duty command value X3 (step S5).
  • This Duty command value X3 is output from the current control section 12 to the Duty control section 13.
  • the duty control unit 13 takes in the duty command value X3 to generate an A-phase duty operation amount X4 and a B-phase duty operation amount X5 (step S6). Then, the B-phase duty operation amount X5 and the B-phase duty operation amount X5 are output from the duty control section 13 to the transformation gate signal generation section 2a of the gate driver 2.
  • the transformation gate signal generation section 2a generates the first to fourth transformation gate signals by taking in the A-phase duty operation amount X4, the B-phase duty operation amount X5, and the frequency designation signal X8 from the transformation control section B. (Step S7). Then, the first to fourth transformation gate signals are outputted from the transformation gate signal generation section 2a to the buck-boost converter D1, so that the buck-boost converter D1 performs a desired buck-boost operation.
  • the frequency designation signal X8 is a manipulated variable that randomly sets the repetition frequency (repetition period) of the first to fourth transformation gate signals in time series.
  • the first to fourth transformation gate signals generated based on the frequency designation signal X8 vary over time in a range of ⁇ 200 Hz with respect to the center frequency.
  • the carrier frequency in the A phase of the buck-boost converter D1 (A-phase carrier frequency) and the carrier frequency in the B phase of the buck-boost converter D1 (B-phase carrier frequency) are determined by the Sharia frequency fc set by the carrier frequency setting section 14, for example.
  • the frequency is 6 kHz, it varies randomly between 5.8 kHz and 6.2 kHz as shown in FIG.
  • the A-phase carrier frequency and the B-phase carrier frequency vary in synchronization with each other and are set to the same value. That is, as shown by the dashed line in FIG. 4, the change timing of the A-phase carrier frequency and the B-phase carrier frequency is the same, and when focusing on a certain time, the A-phase carrier frequency and the B-phase carrier frequency are the same. It is the frequency.
  • the first and second transformation gate signals and the third and fourth transformation gate signals have a phase difference of 180°, so that the buck-boost converter D1
  • the A-phase voltage transformation switching leg and the B-phase switching leg perform a switching operation with a phase difference of 180°.
  • the A-phase current and the B-phase current become currents having ripples with different phases, as shown in FIGS. 5A and 5B, for example.
  • symbol P1 is a peak point caused by a ripple in the A-phase current
  • symbol P2 is a peak point caused by a ripple in the B-phase current. Since the reactor current IL detected by the reactor current sensor J is the total current of the A-phase current and the B-phase current, it has a ripple waveform that is a combination of the ripple of the A-phase current and the ripple of the B-phase current as shown in the figure. .
  • Such peak points P1 and peak points P2 are related to the relationship in which the A-phase transformer switching leg and the B-phase switching leg perform switching operations with a phase difference of 180°, and as shown in the figure, they alternate on the time axis. occurs in
  • the drift between the A-phase current and the B-phase current is caused by the ripple frequency of the load current of the traveling motor M and the first to fourth transformer gate signals (gate pulses) that control the buck-boost converter D1 (magnetic coupling interleaved chopper circuit). ), that is, the carrier frequency fc, are synchronized.
  • Such a drift causes deterioration in the controllability of the buck-boost converter D1 and abnormal heat generation of devices such as the transformer IGBTs 6a to 6d in the buck-boost converter D1.
  • the transformer control unit B uses the adder 16 to randomly generate the carrier frequency fc (frequency designation signal X6) set by the carrier frequency setting unit 14. Randomization is performed using the random number X7 generated by the unit 15. Then, the transformation control section B outputs a carrier frequency operation signal X8 that randomly changes the carrier frequency fc (kHz) in the range of -200 Hz to +200 Hz to the transformation gate signal generation section 2a.
  • the transformation gate signal generation unit 2a generates the first to fourth transformation gates whose repetition frequency changes randomly in the range of -200Hz to +200Hz around the carrier frequency fc (kHz), according to the carrier frequency operation signal X8.
  • a signal is generated to drive the buck-boost converter D1.
  • the voltage transformation control device it is possible to prevent the ripple frequency of the load current of the driving motor M from synchronizing with the repetition frequency of the first to fourth voltage transformation gate signals that control the buck-boost converter D1. It is possible. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to provide a transformer control device and a power converter device that can suppress drift between the A-phase current and the B-phase current in the buck-boost converter D1.
  • FIG. 6 shows the relationship between the first to fourth transformation gate signals, the primary voltage Vp, and the secondary voltage Vs.
  • the repetition period is Ta
  • the primary voltage Vp decreases and the secondary voltage Vs increases at the timing when the fourth transformation gate signal turns "ON.”
  • the B-phase current decreases. Therefore, when the repetition period is Ta, the A-phase current tends to be larger than the B-phase current.
  • the repetition period is Tb
  • the magnitude relationship between the primary voltage Vp and the secondary voltage Vs at the ON timing of the second and fourth transformer gate signals, as in the case where the repetition period is Ta is reduced. ing.
  • the drift of the A-phase current and the B-phase current is suppressed. That is, by changing the ON timings of the A-phase second transformation gate signal and the B-phase fourth transformation gate signal to the same frequency at the same time, it is possible to suppress the drift of the A-phase current and the B-phase current. becomes.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications can be considered.
  • the buck-boost converter D1 that is, the magnetically coupled interleaved chopper circuit having a two-phase configuration of A phase and B phase has been described, but the present invention is not limited thereto. That is, the present invention can also be applied to a magnetically coupled interleaved chopper circuit having a configuration of three or more phases.
  • the buck-boost converter D1 is driven using the first to fourth transformer gate signals whose repetition frequency changes randomly in the range of ⁇ 200 Hz to +200 Hz around the carrier frequency fc (kHz).
  • the repetition frequency (repetition period) of the first to fourth transformation gate signals does not necessarily have to be random, and may vary with some regularity.
  • the variation range of the carrier frequency fc is ⁇ 200 Hz, but the present invention is not limited to this. That is, the fluctuation width of the carrier frequency fc is appropriately set in consideration of the overall controllability of the buck-boost converter D1.
  • the drift of the A-phase current and the B-phase current is detected based on the reactor current IL , and the first and second transformers for the A-phase are changed depending on the magnitude of the drift.
  • a duty correction section may be provided to adjust the duty ratio of the transformer gate signal or the third and fourth transformer gate signals for the B phase.
  • this duty correction section by adjusting the duty ratio in the A-phase or B-phase switching operation, it is possible to equalize the time interval between peak points P1 and peak points P2 that are arranged alternately on the time axis. be. As a result, it is possible to improve the detection accuracy of drift.
  • the carrier frequency setting unit 14 sets the carrier frequency fc based on the primary voltage Vp, the secondary voltage Vs, and the reactor current I L , which are the state quantities of the buck-boost converter D1 (magnetic coupling interleaved chopper circuit).
  • the switching frequency is set by setting the carrier frequency fc and randomizing the carrier frequency fc, the present invention is not limited thereto.
  • the carrier frequency fc may be set based on the transformation ratio determined from the primary voltage Vp and the secondary voltage Vs, and the switching frequency may be set by randomizing the carrier frequency fc.
  • the total current of the A-phase current and the B-phase current is detected as the reactor current IL using a single reactor current sensor J, but the present invention is not limited to this. By providing two current sensors, the A-phase current and the B-phase current may be detected individually.
  • the power conversion circuit 1 using IGBTs as semiconductor switching elements has been described, but the present invention is not limited thereto.
  • a MOSFET may be used as the semiconductor switching element.
  • the present disclosure can be used in voltage transformation control devices and power conversion devices.
  • a Power conversion device B Transformation control unit D1 Buck-boost converter (magnetic coupling interleaved chopper circuit) D2 Drive inverter D3 Power generation inverter E1, E2 Battery terminals Fu, Fv, Fw Motor terminals G Generator (rotating electrical machine) Hu, Hv, Hw Generator terminal J Reactor current sensor P Battery M Travel motor (rotating electric machine) 1 Power conversion circuit 2 Gate driver 2a Transformation gate signal generation section 2b Drive gate signal generation section 2c Power generation gate signal generation section 3 ECU (Electronic Control Unit) 4 First capacitor 5 Transformer 5a Primary winding 5b Secondary winding 6a to 6d IGBT for transformation 7 Second capacitor 8a to 8f Drive IGBT 9a-9f IGBT for power generation 10 Target value setting section 11 Voltage control section 12 Current control section 13 Duty control section 14 Carrier frequency setting section 15 Random number generation section 16 Adder

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Abstract

本発明は、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路における相電流の偏流を抑制することが可能な変圧制御装置及び電力変換装置の提供を目的とする。　そして、本発明では、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する変圧制御装置であって、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を所定の周波数範囲内で時系列的に変動設定するスイッチング周波数設定部を備え、スイッチング周波数の変圧用ゲート信号を生成して磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力する、という解決手段を採用する。

Description

変圧制御装置及び電力変換装置
　本発明は、変圧制御装置及び電力変換装置に関する。
　下記特許文献１には、モータを動力源として走行する車両に搭載され、直流電源から入力された直流電圧を多相コンバータで昇圧してインバータに出力することによりモータを駆動する電力変換装置が開示されている。上記多相コンバータは、並列接続されるとともに各々のリアクトルが磁気結合した２つのチョッパ回路を備え、各リアクトルに流れる各チョッパ回路の相電流の偏流を１つの電流センサを用いることにより高精度に検出するものである。
日本国特許第６９４９２２３号公報
　ところで、上記多相コンバータは、所謂磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と言われる変圧回路である。この磁気結合インターリーブ型チョッパ回路では、走行用モータの負荷電流のリプル周波数と多相コンバータを制御するゲートパルスの繰返し周波数（キャリア周波数）が同期した場合、上記相電流の偏流を抑制することができない虞がある。そして、この結果として、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の制御性の悪化や磁気結合インターリーブ型チョッパ回路におけるデバイスの異常発熱を招来させる虞がある。
　本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路における相電流の偏流を抑制することが可能な変圧制御装置及び電力変換装置の提供を目的とする。
　本開示における第１態様の変圧制御装置は、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する変圧制御装置であって、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を所定の周波数範囲内で時系列的に変動させるスイッチング周波数設定部を備え、前記スイッチング周波数の変圧用ゲート信号を生成して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力する。
　本開示における第２態様の変圧制御装置において、前記スイッチング周波数設定部は、前記スイッチング周波数をランダムに変動させてもよい。
　本開示における第３態様の変圧制御装置において、前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の状態量に基づいて前記スイッチング周波数を設定してもよい。
　本開示における第４態様の変圧制御装置において、各相のリアクトル電流を単一の電流センサで取得し、前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング周波数を設定してもよい。
　本開示における第５態様の変圧制御装置において、前記電流センサは、通電方向が同一方向になるように前記リアクトル電流を検出してもよい。
　本開示における第６態様の変圧制御装置において、前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の各相が同一の周波数となるように前記スイッチング周波数を設定してもよい。
　本開示における第１態様の電力変換装置において、上記第１～第６態様のいずれかに係る変圧制御装置と、該変圧制御装置によって制御される前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路とモータとの間に設けられ、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路から入力される直流電力を交流電力に変換して前記モータに出力する駆動用インバータと、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と発電機との間に設けられ、前記発電機から入力される交流電力を直流電力に変換して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力する発電用インバータとを備える。
　本開示によれば、磁気結合インターリーブ型チョッパ回路における相電流の偏流を抑制することが可能な変圧制御装置及び電力変換装置を提供することが可能である。
本開示の実施形態に係る電力変換装置Ａの構成を示すブロック図である。 本開示の実施形態に係る変圧制御装置Ｂの構成を示すブロック図である。 本開示の実施形態におけるキャリア周波数の変化を示す特性図である。 本開示の実施形態における検出電流を示す波形図である。 本開示の実施形態における昇降圧コンバータ（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の動作を示す第１の波形図である。 本開示の実施形態における昇降圧コンバータ（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の動作を示す第２の波形図である。 本開示の実施形態に係る変圧制御装置Ｂの動作を示すフローチャートである。
　以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
　最初に、本実施形態における電力変換装置Ａの機能構成について、図１を参照して説明する。この電力変換装置Ａは、図示するように、電池Ｐ、走行モータＭ及び三相発電機Ｇとの間に設けられ、電池Ｐの電池電力（直流電力）と走行モータＭ及び三相発電機Ｇの交流電力との変換を行う。
　電力変換装置Ａは、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両に搭載されるＰＣＵ（Power Control Unit）であり、電池Ｐの直流電力に基づく走行モータＭの駆動、走行モータＭの回生電力（交流電力）の電池Ｐへの充電、また相発電機Ｇの発電電力（交流電力）の電池Ｐへの充電を行う。
　このような電力変換装置Ａは、図示するように電力変換回路１、ゲートドライバ２及びＥＣＵ３（Electronic Control Unit）を備えている。また、ゲートドライバ２は、図示するように変圧用ゲート信号生成部２ａ、駆動用ゲート信号生成部２ｂ及び発電用ゲート信号生成部２ｃを備えている。電力変換回路１は、図示するように昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３を備えている。
　詳細は後述するが、ＥＣＵ３は、変圧用ゲート信号生成部２ａを介して昇降圧コンバータＤ１を制御する変圧制御部、駆動用ゲート信号生成部２ｂを介して駆動用インバータＤ２を制御する駆動制御部を機能構成要素として備える。また、ＥＣＵ３は、発電用ゲート信号生成部２ｃを介して発電用インバータＤ３を制御する発電制御部を機能構成要素として備える。
　電力変換装置Ａにおいて、変圧用ゲート信号生成部２ａ、昇降圧コンバータＤ１及びＥＣＵ３の変圧制御部は、電池Ｐと走行モータＭ及び発電機Ｇとの間で直流電力と交流電力とを電力変換する変圧装置を構成している。また、変圧用ゲート信号生成部２ａ及びＥＣＵ３の変圧制御部は、電力変換回路１の昇降圧コンバータＤ１を制御する変圧制御装置を構成している。
　電力変換装置Ａは、外部接続用の端子として、一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２、３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗ、また３つの発電機用端子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを備えている。一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２のうち、第１の電池用端子Ｅ１は電池Ｐのプラス電極に接続され、第２の電池用端子Ｅ２は電池Ｐのマイナス電極に接続されている。
　３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗのうち、第１のモータ用端子Ｆｕは、走行モータＭのＵ相端子に接続されている。第２のモータ用端子Ｆｖは、走行モータＭのＶ相端子に接続されている。第３のモータ用端子Ｆｗは、走行モータＭのＷ相端子に接続されている。
　３つの発電機用端子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうち、第１の発電機用端子Ｈｕは、発電機ＧのＵ相端子に接続されている。第２の発電機用端子Ｈｖは、発電機ＧのＶ相端子に接続されている。第３の発電機用端子Ｈｗは、発電機ＧのＷ相端子に接続されている。
　電池Ｐは、プラス電極が第１の電池用端子Ｅ１に接続され、マイナス電極が第２の電池用端子Ｅ２に接続されている。電池Ｐは、リチウムイオン電池等の二次電池であり、電力変換装置Ａの電力変換回路１に対する直流電力の供給（放電）と電力変換回路１を介した直流電力の充電とを行う。
　走行モータＭは、電力変換装置Ａに接続された回転電機である。走行モータＭは、相数が「３」の三相電動機であり、電力変換回路１の負荷である。走行モータＭは、Ｕ相端子が第１のモータ用端子Ｆｕに接続され、Ｖ相端子が第２のモータ用端子Ｆｖに接続され、Ｗ相端子が第３のモータ用端子Ｆｗに接続されている。
　走行モータＭは、回転軸（駆動軸）が電動車両の車輪に連結されており、当該車輪に回転動力を作用させることにより車輪を回転駆動する。走行モータＭは、電動車両の制動時に回生電力（交流電力）を発生させる、回生電力は、第１のモータ用端子Ｆｕ、第２のモータ用端子Ｆｖ及び第３のモータ用端子Ｆｗを介して電力変換装置Ａに入力され、直流電力に変換されて電池Ｐに充電される。
　発電機Ｇは、電力変換装置Ａに接続された回転電機である。発電機Ｇは、三相発電機であり、Ｕ相端子が第１の発電機用端子Ｈｕに接続され、Ｖ相端子が第２の発電機用端子Ｈｖに接続され、Ｗ相端子が第３の発電機用端子Ｈｗに接続されている。発電機Ｇは、電動車両に搭載されたエンジン等の動力源の出力軸に接続されており、発電電力（交流電力）を電力変換回路１に出力する。
　昇降圧コンバータＤ１は、第１コンデンサ４、トランス５、４つの変圧用ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）６ａ～６ｄ、第２コンデンサ７及びリアクトル電流センサＪを備えている。駆動用インバータＤ２は、６つの駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆを備えている。発電用インバータＤ３は、６つの発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆを備えている。
　昇降圧コンバータＤ１は、本開示における磁気結合インターリーブ型チョッパ回路である。磁気結合インターリーブ型チョッパ回路は、磁気結合型の多相コンバータとも呼ばれるものであり、動作位相が異なる２つのチョッパ回路が並列接続されるとともに各々のリアクトルが磁気結合したものである。昇降圧コンバータＤ１は、変圧用ゲート信号生成部２ａによって制御されることにより、昇圧処理（昇圧動作）と降圧処理（降圧動作）とを択一的に行う。
　上記昇圧処理（昇圧動作）は、一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２から入力された電池電力（直流電力）を昇圧して駆動用インバータＤ２に出力する処理（動作）である。降圧処理（降圧動作）は、駆動用インバータＤ２或いは発電用インバータＤ３から入力される直流電力を降圧して一対の電池用端子Ｅ１、Ｅ２から電池Ｐに出力する処理（動作）である。すなわち、昇降圧コンバータＤ１は、電池Ｐと駆動用インバータＤ２または発電用インバータＤ３との間で直流電力を双方向に入出力する電力変換回路である。
　駆動用インバータＤ２は、走行モータＭの相数（３相）に対応して３つ設けられた３つのスイッチングレグを備える。３つのスイッチングレグは、Ｕ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグである。この駆動用インバータＤ２は、力行動作と回生動作とを択一的に行う電力変換回路である。
　力行動作は、昇降圧コンバータＤ１から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗから走行モータＭに出力する動作である。回生動作は、３つのモータ用端子Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗに入力された回生電力（交流電力）を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１に出力する動作である。このような駆動用インバータＤ２は、昇降圧コンバータＤ１と走行モータＭとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。
　発電用インバータＤ３は、３つの発電機用端子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに入力される発電電力（交流電力）を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１に出力する電力変換回路である。このような発電用インバータＤ３は、昇降圧コンバータＤ１と発電機Ｇとの間で直流電力と三相交流電力とを相互変換する電力回路である。
　このような昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３の各構成についてさらに詳しく説明する。昇降圧コンバータＤ１において、第１コンデンサ４は、一端が第１の電池用端子Ｅ１及びトランス５に接続され、他端が第２の電池用端子Ｅ２に接続されている。このような第１コンデンサ４は、両端が昇降圧コンバータＤ１にの一次側端子である。
　すなわち、第１コンデンサ４は、電池Ｐに対して並列接続されており、電池Ｐから昇降圧コンバータＤ１に入力される電池電力（直流電力）に含まれる高周波ノイズを除去する。また、第１コンデンサ４は、トランス５から入力される充電電力（直流電力）に含まれるリップルを平滑化する。
　トランス５は、一次巻線５ａと二次巻線５ｂとを備えている。一次巻線５ａの一端及び二次巻線５ｂの一端は、第１の電池用端子Ｅ１及び第１コンデンサ４の一端に接続されている。一次巻線５ａの他端は、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのエミッタ端子及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのコレクタ端子に接続されている。また、二次巻線５ｂの他端は、第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのエミッタ端子及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのコレクタ端子に接続されている。
　このような一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂは、所定の結合係数ｋで電磁気的に結合した状態でトランス５を構成している。すなわち、一次巻線５ａは、自身の巻き数等に応じた第１自己インダクタンスＬａを有している。一方、二次巻線５ｂは、自身の巻き数等に応じた第２自己インダクタンスＬｂを有している。さらに、一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂは、上述した第１自己インダクタンスＬａ、第２自己インダクタンスＬｂ及び結合係数ｋに基づく相互インダクタンスを有している。
　４つの変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄのうち、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相変圧用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。また、第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、昇降圧コンバータＤ１におけるＢ相スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。
　第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａは、コレクタ端子が第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子及び第２コンデンサ７の一端に接続されており、エミッタ端子がトランス５の一次巻線５ａの他端及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのコレクタ端子に接続されている。また、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａは、ゲート端子がゲートドライバ２の昇降圧コンバータＤ１用の第１出力端子に接続されている。このような第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａは、ゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａから入力される第１変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、コレクタ端子がトランス５の一次巻線５ａの他端及び第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２コンデンサ７の他端に接続されている。また、第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第２出力端子に接続されている。このような第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂは、ゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａから入力される第２変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃは、コレクタ端子が第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第２コンデンサ７の一端に接続され、エミッタ端子がトランス５の二次巻線５ｂの他端及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのコレクタ端子に接続されている。また、第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃは、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第３出力端子に接続されている。このような第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃは、ゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａから入力される第３変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、コレクタ端子がトランス５の二次巻線５ｂの他端及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２コンデンサ７の他端に接続されている。また、第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、ゲート端子がゲートドライバ２における昇降圧コンバータＤ１用の第４出力端子に接続されている。このような第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄは、ゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａから入力される第４変圧用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　また、第２コンデンサ７は、一端が第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子に接続され、他端が第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子、第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子、第１コンデンサ４の他端及び第２の電池用端子Ｅ２に接続されている。このような第２コンデンサ７の両端は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子である。
　このような第２コンデンサ７は、上述したＡ相変圧用スイッチングレグ及びＢ相変圧用スイッチングレグから入力される昇圧電力（直流電力）に含まれるリップルを平滑化する。また、この第２コンデンサ７は、駆動用インバータＤ２から入力される回生電力（直流電力）及び発電用インバータＤ３から入力される充電電力（直流電力）に含まれるリップルを平滑化する。
　リアクトル電流センサＪは、昇降圧コンバータＤ１の状態量を検出する検出器である。リアクトル電流センサＪは、通電方向が同一方向になるようにトランス５の一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂに係合しており、一次巻線５ａに流れる昇降圧コンバータＤ１のＡ相電流と二次巻線５ｂに流れる昇降圧コンバータＤ１のＢ相電流との合計電流をリアクトル電流ＩＬとして検出する。
　Ａ相電流は、昇降圧コンバータＤ１のＡ相変圧用スイッチングレグつまり第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのスイッチング動作に基づいて一次巻線５ａに流れる電流である。Ｂ相電流は、昇降圧コンバータＤ１のＢ相スイッチングレグつまり第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのスイッチング動作に基づいて二次巻線５ｂに流れる電流である。
　リアクトル電流センサＪは、Ａ相電流とＢ相電流との合計電流であるリアクトル電流ＩＬを制御情報の1つとしてＥＣＵ３に出力する。なお、このようなリアクトル電流ＩＬは、昇降圧コンバータＤ１における一次側から二次側に流れる力行電流あるいは二次側から一次側に流れる回生電流または充電電流である。
　図１には示していないが、昇降圧コンバータＤ１には、昇降圧コンバータＤ１の状態量を検出する検出器として、電流センサＪの他に一次側電圧センサ及び二次側電圧センサが設けられている。一次側電圧センサは、昇降圧コンバータＤ１の一次側つまり電池Ｐ側の一次電圧Ｖｐ（直流電圧）を検出する電圧センサであり、一次電圧ＶｐをＥＣＵ３に出力する。
　二次側電圧センサは、昇降圧コンバータＤ１の二次側つまり駆動用インバータＤ２側（発電用インバータＤ３側）の二次電圧Ｖｓ（直流電圧）を検出する電圧センサであり、二次電圧ＶｓをＥＣＵ３に出力する。なお、上記二次電圧Ｖｓは、駆動用インバータＤ２における一次電圧であり、また発電用インバータＤ３の二次電圧である。
　続いて、駆動用インバータＤ２について説明する。この駆動用インバータＤ２は、変圧回路である昇降圧コンバータＤ１と走行モータＭとの間に設けられ、昇降圧コンバータＤ１（変圧回路）から入力される直流電力を交流電力に変換して走行モータＭを駆動するインバータ回路である。
　この駆動用インバータＤ２を構成する６つの駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆのうち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａ及び第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、Ｕ相駆動用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。また、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃ及び第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、Ｖ相駆動用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。さらに、第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅ及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、Ｗ相駆動用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。
　第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａ及び第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのうち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、コレクタ端子が第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子に接続されている。また、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ端子及び第１のモータ用端子Ｆｕに接続されている。
　また、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第１出力端子に接続されている。このような第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第１駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのエミッタ端子及び第１のモータ用端子Ｆｕに接続され、エミッタ端子が第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子に接続されている。
　また、第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第２出力端子に接続されている。このような第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第２駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのコレクタ端子及び第２のモータ用端子Ｆｖに接続されている。
　また、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第２出力端子に接続されている。このような第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第３駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、コレクタ端子が第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのエミッタ端子及び第２のモータ用端子Ｆｖに接続され、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子に接続されている。
　また、この第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第４出力端子に接続されている。このような第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第４駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、コレクタ端子が第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子及び第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのコレクタ端子及び第３のモータ用端子Ｆｗに接続されている。
　また、この第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第５出力端子に接続されている。このような第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第５駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、コレクタ端子が第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのエミッタ端子及び第３のモータ用端子Ｆｗに接続され、エミッタ端子が第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子及び第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子に接続されている。
　また、この第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、ゲート端子がゲートドライバ２における駆動用インバータＤ２用の第６出力端子に接続されている。第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆは、ゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂから入力される第６駆動用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　駆動用インバータＤ２において、相互に共通接続されたＵ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグの両端は、駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子である。Ｕ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグにおける３つの中点は、各々に駆動用インバータＤ２の二次側入出力端子である。
　すなわち、第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのエミッタ端子と第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのコレクタ端子との接続点、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのエミッタ端子と第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのコレクタ端子との接続点、また第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのエミッタ端子と第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのコレクタ端子との接続点は、上記中点であり、駆動用インバータＤ２の二次側入出力端子である。
　駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子の一方つまり第１の駆動用ＩＧＢＴ８ａのコレクタ端子、第３の駆動用ＩＧＢＴ８ｃのコレクタ端子及び第５の駆動用ＩＧＢＴ８ｅのコレクタ端子は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子の一方、つまり第２コンデンサ７の一端、第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａのコレクタ端子及び第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃのコレクタ端子に接続されている。
　駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子の他方つまり第２の駆動用ＩＧＢＴ８ｂのエミッタ端子、第４の駆動用ＩＧＢＴ８ｄのエミッタ端子及び第６の駆動用ＩＧＢＴ８ｆのエミッタ端子は、昇降圧コンバータＤ１における二次側入出力端子の他方、つまり第１、第２コンデンサ４、７の他端、第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂのエミッタ端子及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄのエミッタ端子に接続されている。
　続いて、発電用インバータＤ３について説明する。発電用インバータＤ３は、変圧回路である昇降圧コンバータＤ１と発電機Ｇとの間に設けられ、発電機Ｇから入力される発電電力（交流電力）を直流電力に変換して昇降圧コンバータＤ１（変圧回路）に出力するインバータ回路である。
　発電用インバータＤ３を構成する６つの発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆのうち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａ及び第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、Ｕ相発電用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃ及び第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、Ｖ相発電用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅ及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、Ｗ相発電用スイッチングレグを構成する半導体スイッチング素子である。
　第１の発電用ＩＧＢＴ９ａ及び第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのうち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、コレクタ端子が第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのコレクタ端子及び第１の発電機用端子Ｈｕに接続されている。
　第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第１出力端子に接続されている。第１の発電用ＩＧＢＴ９ａは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第１発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのエミッタ端子及び第１の発電機用端子Ｈｕに接続され、エミッタ端子が第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子に接続されている。第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第２出力端子に接続されている。第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第２発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのコレクタ端子及び第２の発電機用端子Ｈｖに接続されている。第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第３出力端子に接続されている。第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第３発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、コレクタ端子が第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのエミッタ端子及び第２の発電機用端子Ｈｖに接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子に接続されている。第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第４出力端子に接続されている。第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第４発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、コレクタ端子が第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子及び第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのコレクタ端子及び第３の発電機用端子Ｈｗに接続されている。第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第５出力端子に接続されている。第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第５発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、コレクタ端子が第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのエミッタ端子及び第３の発電機用端子Ｈｗに接続され、エミッタ端子が第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子及び第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子に接続されている。第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、ゲート端子がゲートドライバ２における発電用インバータＤ３用の第６出力端子に接続されている。第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆは、ゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃから入力される第６発電用ゲート信号に基づいてＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。
　発電用インバータＤ３において、Ｕ相発電用スイッチングレグ、Ｖ相発電用スイッチングレグ及びＷ相発電用スイッチングレグにおける３つの中点は、発電用インバータＤ３の一次側入出力端子である。すなわち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのエミッタ端子と第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのコレクタ端子との接続点、第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのエミッタ端子と第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのコレクタ端子との接続点及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのエミッタ端子と第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのコレクタ端子との接続点は、上記中点であり、発電用インバータＤ３の一次側入出力端子である。
　発電用インバータＤ３における３つの一次側入出力端子のうち、Ｕ相発電用スイッチングレグの中点（第１の一次側入出力端子）は、電力変換装置Ａにおける第１の発電機用端子Ｈｕに接続されている。Ｖ相発電用スイッチングレグの中点（第２の一次側入出力端子）は、電力変換装置Ａにおける第２の発電機用端子Ｈｖに接続されている。Ｗ相発電用スイッチングレグのの中点（第３の一次側入出力端子）は、電力変換装置Ａにおける第３の発電機用端子Ｈｖに接続されている。
　発電用インバータＤ３において相互に並列接続されたＵ相発電用スイッチングレグ、Ｖ相発電用スイッチングレグ及びＷ相発電用スイッチングレグの両端は、発電用インバータＤ３における二次側入出力端子である。すなわち、第１の発電用ＩＧＢＴ９ａのコレクタ端子、第３の発電用ＩＧＢＴ９ｃのコレクタ端子及び第５の発電用ＩＧＢＴ９ｅのコレクタ端子と第２の発電用ＩＧＢＴ９ｂのエミッタ端子、第４の発電用ＩＧＢＴ９ｄのエミッタ端子及び第６の発電用ＩＧＢＴ９ｆのエミッタ端子は、上記二次側入出力端子である。
　発電用インバータＤ３の二次側入出力端子は、図示するように、昇降圧コンバータＤ１の二次側入出力端子及び駆動用インバータＤ２の一次側入出力端子に接続されている。すなわち、発電用インバータＤ３は、昇降圧コンバータＤ１との間で直流電力の入出力を行う。
　また、昇降圧コンバータＤ１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄ、駆動用インバータＤ２の駆動用ＩＧＢＴ８ａ～８ｆ及び発電用インバータＤ３の発電用ＩＧＢＴ９ａ～９ｆは、各々に還流ダイオードを備えている。これら還流ダイオードは、各々のＩＧＢＴについて、カソード端子がコレクタ端子に接続され、またアノード端子がエミッタ端子に接続されている。還流ダイオードは、ＩＧＢＴがＯＦＦ状態の時にアノード端子からカソード端子に還流電流を流すためのものである。
　続いて、ゲートドライバ２について説明する。ゲートドライバ２は、ＥＣＵ３から入力される複数のＤｕｔｙ指令値（変圧用Ｄｕｔｙ操作量、駆動用Ｄｕｔｙ操作量及び発電用Ｄｕｔｙ操作量）に基づいて、昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３を駆動する。
　すなわち、変圧用ゲート信号生成部２ａは、昇降圧コンバータＤ１の駆動回路であり、ＥＣＵ３から入力される各種変圧用操作量に基づいて第１～第４変圧用ゲート信号を生成する駆動信号生成回路である。変圧用ゲート信号生成部２ａは、例えば変圧用Ｄｕｔｙ操作量を変圧用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、変圧用キャリア周波数及び変圧用Ｄｕｔｙ操作量に応じた繰返し周波数及びデューティ比を有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を第１～第４変圧用ゲート信号として生成する。
　変圧用ゲート信号生成部２ａは、第１変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１用の第１出力端子から第１変圧用ＩＧＢＴ６ａのゲート端子に出力する。変圧用ゲート信号生成部２ａは、第２変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１用の第２出力端子から第２変圧用ＩＧＢＴ６ｂのゲート端子に出力する。変圧用ゲート信号生成部２ａは、第３変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１用の第３出力端子から第３変圧用ＩＧＢＴ６ｃのゲート端子に出力する。変圧用ゲート信号生成部２ａは、第４変圧用ゲート信号を昇降圧コンバータＤ１用の第４出力端子から第４変圧用ＩＧＢＴ６ｄのゲート端子に出力する。
　ここで、第１～第４変圧用ゲート信号のうち、第１、第２変圧用ゲート信号は、昇降圧コンバータＤ１のＡ相変圧用スイッチングレグ（第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂ）を駆動するゲートパルス信号（ＰＷＭ信号）である。また、第３、第４変圧用ゲート信号は、昇降圧コンバータＤ１のＢ相変圧用スイッチングレグ（第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄ）を駆動するゲートパルス信号（ＰＷＭ信号）である。
　第１、第２変圧用ゲート信号と第３、第４変圧用ゲート信号とは、スイッチング周囲の位相が例えば１８０°異なっているすなわち、第１、第２変圧用ゲート信号で駆動されるＡ相変圧用スイッチングレグ（第１の変圧用ＩＧＢＴ６ａ及び第２の変圧用ＩＧＢＴ６ｂ）と第３、第４変圧用ゲート信号で駆動されるＢ相変圧用スイッチングレグ（第３の変圧用ＩＧＢＴ６ｃ及び第４の変圧用ＩＧＢＴ６ｄ）とは、例えば１８０°の位相差を持ってスイッチング動作する。
　駆動用ゲート信号生成部２ｂは、駆動用インバータＤ２の駆動回路であり、ＥＣＵ３から入力される駆動用Ｄｕｔｙ操作量に基づいて第１～第６駆動用ゲート信号を生成する駆動信号生成回路である。駆動用ゲート信号生成部２ｂは、例えば駆動用Ｄｕｔｙ操作量を駆動用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、駆動用キャリア周波数及び駆動用Ｄｕｔｙ操作量に応じた繰返し周波数（繰返し周期）及びデューティ比を有するＰＷＭ信号を第１～第６駆動用ゲート信号として生成する。
　駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第１駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第１出力端子から第１駆動用ＩＧＢＴ８ａのゲート端子に出力する。駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第２駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第２出力端子から第２駆動用ＩＧＢＴ８ｂのゲート端子に出力する。駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第３駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第３出力端子から第３駆動用ＩＧＢＴ８ｃのゲート端子に出力する。
　駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第４駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第４出力端子から第４駆動用ＩＧＢＴ８ｄのゲート端子に出力する。駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第５駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第５出力端子から第５駆動用ＩＧＢＴ８ｅのゲート端子に出力する。駆動用ゲート信号生成部２ｂは、第６駆動用ゲート信号を駆動用インバータＤ２用の第６出力端子から第６駆動用ＩＧＢＴ８ｆのゲート端子に出力する。
　発電用ゲート信号生成部２ｃは、発電用インバータＤ３の駆動回路であり、ＥＣＵ３から入力される発電用Ｄｕｔｙ操作量に基づいて第１～第６発電用ゲート信号を生成する駆動信号生成回路である。発電用ゲート信号生成部２ｃは、例えば発電用Ｄｕｔｙ操作量を発電用キャリア周波数に相当する周期の搬送波（三角波）と比較することにより、発電用キャリア周波数及び発電用Ｄｕｔｙ指令値に応じた繰返し周波数及びデューティ比を有するＰＷＭ信号を第１～第６発電用ゲート信号として生成する。
　発電用ゲート信号生成部２ｃは、第１発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第１出力端子から第１発電用ＩＧＢＴ９ａのゲート端子に出力する。発電用ゲート信号生成部２ｃは、第２発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第２出力端子から第２発電用ＩＧＢＴ９ｂのゲート端子に出力する。発電用ゲート信号生成部２ｃは、第３発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第３出力端子から第３発電用ＩＧＢＴ９ｃのゲート端子に出力する。
　発電用ゲート信号生成部２ｃは、第４発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第４出力端子から第４発電用ＩＧＢＴ９ｄのゲート端子に出力する。発電用ゲート信号生成部２ｃは、第５発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第５出力端子から第５発電用ＩＧＢＴ９ｅのゲート端子に出力する。発電用ゲート信号生成部２ｃは、第６発電用ゲート信号を発電用インバータＤ３用の第６出力端子から第６発電用ＩＧＢＴ９ｆのゲート端子に出力する。
　なお、変圧用ゲート信号生成部２ａが生成する第１～第４変圧用ゲート信号は、昇降圧コンバータＤ１のＡ相変圧用スイッチングレグ及びＢ相スイッチングレグにおける貫通電流を回避するために、周知のデッドタイムが設けられた駆動信号である。
　駆動用ゲート信号生成部２ｂが生成する第１～第６駆動用ゲート信号は、Ｕ相駆動用スイッチングレグ、Ｖ相駆動用スイッチングレグ及びＷ相駆動用スイッチングレグにおける貫通電流を回避するために、周知のデッドタイムが設けられた駆動信号である。
　発電用ゲート信号生成部２ｃが生成する第１～第６発電用ゲート信号は、Ｕ相発電用スイッチングレグ、Ｖ相発電用スイッチングレグ及びＷ相発電用スイッチングレグにおける貫通電流を回避するために、周知のデッドタイムが設けられた駆動信号である。
　ＥＣＵ３は、上述した各種電圧センサの検出値（電圧検出値）、各種電流センサの検出値（電流検出値）、上位制御装置（車両制御装置）から入力される制御指令及び予め記憶された制御プログラムに基づいて昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３をフィードバック制御する制御装置である。
　すなわち、ＥＣＵ３は、制御プログラム（ソフトウエア資源）と演算回路及び記憶回路及び各種入出力回路等のハードウエア資源と協働によって、昇降圧コンバータＤ１、駆動用インバータＤ２及び発電用インバータＤ３をフィードバック制御するソフトウエア制御装置である。
　ＥＣＵ３は、ソフトウエア資源とハードウエア資源と協働によって構成される複数の機能構成要素を備える。すなわち、ＥＣＵ３は、変圧用Ｄｕｔｙ指令値を生成する昇降圧コンバータＤ１用の変圧制御部、駆動用Ｄｕｔｙ指令値を生成する駆動用インバータＤ２用の駆動制御部及び発電用Ｄｕｔｙ指令値を生成する発電用インバータＤ３用の発電制御部を上記機能構成要素として備える。
　ＥＣＵ３は、上記変圧制御部が生成した変圧用Ｄｕｔｙ指令値をゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａに出力することにより第１～第４変圧用ゲート信号を生成させる。ＥＣＵ３は、上記駆動制御部が生成した駆動用Ｄｕｔｙ指令値をゲートドライバ２の駆動用ゲート信号生成部２ｂに出力することにより、第１～第６駆動用ゲート信号を生成させる。ＥＣＵ３は、上記発電制御部が生成した発電用Ｄｕｔｙ指令値をゲートドライバ２の発電用ゲート信号生成部２ｃに出力することにより、第１～第６発電用ゲート信号を生成させる。
　続いて、図２を参照してＥＣＵ３における変圧制御部Ｂの詳細構成（制御構成）について説明する。変圧制御部Ｂは、本実施形態に係る電力変換装置Ａの特徴的な機能構成要素であり、変圧用ゲート信号生成部２ａとともに変圧制御装置を構成している。
　すなわち、本実施形態に係る変圧制御装置は、変圧制御部Ｂ及び変圧用ゲート信号生成部２ａによって構成されており、変圧回路である昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）を制御する。なお、ＥＣＵ３において、変圧制御部Ｂ以外の駆動制御部及び発電制御部は、周知のものと同程度のものであり、詳細構成（制御構成）の説明を省略する。
　変圧制御部Ｂは、図２に示すように目標値設定部１０、電圧制御部１１、電流制御部１２、Ｄｕｔｙ制御部１３、キャリア周波数設定部１４、乱数発生部１５及び加算器１６を構成要素として備える。これら構成要素のうち、キャリア周波数設定部１４、乱数発生部１５及び加算器１６は、本発明におけるスイッチング周波数設定部を構成している。
　目標値設定部１０は、外部から入力される制御指令Ｘ０に基づいて二次側電圧指令値Ｘ１を生成する機能構成要素である。この二次側電圧指令値Ｘ１は、昇降圧コンバータＤ１の二次電圧Ｖｓの目標値（変圧目標値）である。すなわち、二次側電圧指令値Ｘ１は、昇降圧コンバータＤ１の変圧比つまり一次電圧Ｖｐに対する二次電圧Ｖｓの大きさを指定する値である。
　目標値設定部１０は、このような二次側電圧指令値Ｘ１を電圧制御部１１に出力する。なお、上記制御指令Ｘ０は、上位制御装置（車両制御装置）から入力される制御指令である。一次電圧Ｖｐは、昇降圧コンバータＤ１の一次側（電池Ｐ側）に設けられた一次側電圧センサの検出値である。二次電圧Ｖｓは、昇降圧コンバータＤ１の二次側（駆動用インバータＤ２側）に設けられた二次側電圧センサの検出値である。
　電圧制御部１１は、二次側電圧指令値Ｘ１及び二次電圧Ｖｓに基づいてリアクトル電流指令値Ｘ２を演算する機能構成要素である。電圧制御部１１は、周知のＰＩＤ制御器である。より具体的には、電圧制御部１１は、比例リアクトル電流指令値を生成する比例電圧制御部と積分リアクトル電流指令値を生成する積分電圧制御部とを備えている。
　比例電圧制御部は、電圧指令値Ｘ１と二次電圧Ｖｓとの差分に比例電圧ゲインを乗算することにより比例リアクトル電流指令値を生成する。積分電圧制御部は、電圧指令値Ｘ１と二次電圧Ｖｓとの差分に積分電圧ゲインを乗算するとともに積分処理することにより積分リアクトル電流指令値を生成する。リアクトル電流指令値Ｘ２は、比例リアクトル電流指令値と積分リアクトル電流指令値との合算値である。電圧制御部１１は、リアクトル電流指令値Ｘ２を電流制御部１２に出力する。
　電流制御部１２は、リアクトル電流指令値Ｘ２及びリアクトル電流IＬに基づいてリアクトル電圧指令値Ｘ３を演算する機能構成要素である。電流制御部１２は、電圧制御部１１と同様に周知のＰＩＤ制御器である。すなわち、電流制御部１２は、比例リアクトル電圧指令値を生成する比例電流制御部と積分リアクトル電圧指令値を生成する積分電流制御部とを備えている。
　比例電流制御部は、電流指令値Ｘ２とリアクトル電流IＬとの差分に比例電流ゲインを乗算することにより比例リアクトル電圧指令値を生成する。積分電流制御部は、電流指令値Ｘ２とリアクトル電流IＬとの差分に積分電流ゲインを乗算するとともに積分処理することにより積分リアクトル電圧指令値を生成する。リアクトル電圧指令値Ｘ３は、比例リアクトル電圧指令値と積分リアクトル電圧指令値との合算値である。電流制御部１２は、リアクトル電圧指令値Ｘ３をＤｕｔｙ制御部１３に出力する。
　Ｄｕｔｙ制御部１３は、上記リアクトル電圧指令値Ｘ３に基づいてＡ相変圧用スイッチングレグ用のＡ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４及びＢ相変圧用スイッチングレグ用のＢ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ５を演算する機能構成要素である。このＤｕｔｙ制御部１３は、Ａ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４及びＢ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ５をゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａに出力する。
　上述したように、昇降圧コンバータＤ１は、Ａ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとを備える。Ａ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとは、位相関係が１８０°異なる第１、第２変圧用ゲート信号と第３、第４変圧用ゲート信号とによって制御される。
　Ｄｕｔｙ制御部１３は、このような昇降圧コンバータＤ１の２相構成に対応するために、Ａ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４とＢ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ５とを生成する。すなわち、Ａ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ４は、Ａ相変圧用スイッチングレグを制御する第１変圧用ゲート信号及び第２変圧用ゲート信号のデューティ比を指定する操作量である。また、Ｂ相Ｄｕｔｙ指令値Ｘ５は、Ｂ相変圧用スイッチングレグを制御する第３変圧用ゲート信号及び第４変圧用ゲート信号のデューティ比を指定する操作量である。
　キャリア周波数設定部１４は、一次電圧Ｖｐ、二次電圧Ｖｓ及びリアクトル電流ＩＬに基づいてキャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を設定する機能構成要素である。キャリア周波数ｆｃは、第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数つまりＡ相変圧用スイッチングレグ及びＢ相変圧用スイッチングレグにおけるスイッチング動作の繰返し周波数である。キャリア周波数ｆｃは、例えば６～１２ｋＨｚの周波数範囲におけるいずれかの周波数である。
　キャリア周波数設定部１４は、内部に予め記憶されたキャリアマップ（三次元マップ）を一次電圧Ｖｐ、二次電圧Ｖｓ及びリアクトル電流ＩＬに基づいて検索することによりキャリア周波数ｆｃを設定する。キャリア周波数設定部１４は、キャリア周波数ｆｃを示す周波数指定信号Ｘ６を加算器１６に出力する。
　　乱数発生部１５は、任意の整数を乱数Ｘ７として発生させる乱数発生器である。乱数発生部１５は、予め設定された生成範囲及び生成条件の下で乱数Ｘ７を発生させる。生成範囲は、－２００～＋２００までの範囲である。生成条件は、ある時刻ｎで発生させた乱数ｙｎと次の時刻（ｎ＋１）で発生させる乱数ｙｎ+１との差分である。
　　すなわち、乱数発生部１５は、乱数ｙｎ+１と乱数ｙｎとの差分が予め設定されたしきい値Ｙを超えるように乱数ｙｎ+１を発生させる。時刻（ｎ＋１）の乱数ｙｎ+１は、時刻ｎの乱数ｙｎに対してしきい値Ｙを超える偏差を有する整数となる。乱数発生部１５は、このような生成範囲及び生成条件に基づいて、－２００～＋２００までの整数範囲においてダイナミックに変化する乱数Ｘ７を発生させる。乱数発生部１５は、乱数Ｘ７を加算器１６に出力する。
　　加算器１６は、周波数指定信号Ｘ６に乱数Ｘ７を加算して、ゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａにキャリア周波数操作信号Ｘ８として出力する。キャリア周波数操作信号Ｘ８は、周波数指定信号Ｘ６に乱数Ｘ７を加算したものなので、キャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を中心として－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲で時系列的に変化する時系列信号である。
　　このようなキャリア周波数操作信号Ｘ８は、第１～第４変圧用ゲート信号（ＰＷＭ信号）を生成する変圧用ゲート信号生成部２ａにおいて、第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数を規定する。第１～第４変圧用ゲート信号は、昇降圧コンバータＤ１のスイッチング動作を制御するので、キャリア周波数操作信号Ｘ８は、昇降圧コンバータＤ１のスイッチング動作におけるスイッチング周波数及びスイッチングタイミングを結果的に支配する。
　　次に、本実施形態に係る電力変換装置Ａの要部動作つまり変圧制御部Ｂの制御動作について、図３のフローチャートに沿って説明する。
　変圧制御部Ｂでは、最初にキャリア周波数設定部１４が一次電圧Ｖｐ、二次電圧Ｖｓ及びリアクトル電流ＩＬを取得することにより周波数指定信号Ｘ６を生成する（ステップＳ１）。キャリア周波数設定部１４は、次電圧Ｖｐ、二次電圧Ｖｓ及びリアクトル電流ＩＬを用いてキャリアマップを検索することによりキャリア周波数ｆｃを設定し、当該キャリア周波数ｆｃを示す周波数指定信号Ｘ６を加算器１６に出力する。
　そして、キャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）は、周波数指定信号Ｘ６が加算器１６において乱数Ｘ７と加算されることによって、－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲でランダム化される（ステップＳ２）。すなわち、加算器１６においてキャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）に乱数発生部１５で生成した－２００～＋２００の範囲の乱数Ｘ７が加算されることによって、キャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を中心として－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲で時系列的に変化するキャリア周波数操作信号Ｘ８が生成される。
　一方、変圧制御部Ｂでは、目標値設定部１０が制御指令Ｘ０を取り込むことにより二次側電圧指令値Ｘ１を設定する（ステップＳ３）。この二次側電圧指令値Ｘ１は、目標値設定部１０から電圧制御部１１に出力される。
　そして、変圧制御部Ｂでは、電圧制御部１１が二次側電圧指令値Ｘ１及び二次電圧Ｖｓを取り込むことによりリアクトル電流指令値Ｘ２を設定する（ステップＳ４）。そして、このリアクトル電流指令値Ｘ２は、電圧制御部１１から電流制御部１２に出力される。
　そして、変圧制御部Ｂでは、電流制御部１２がリアクトル電流指令値Ｘ２及びリアクトル電流ＩＬを取り込むことによりＤｕｔｙ指令値Ｘ３を設定する（ステップＳ５）。そして、このＤｕｔｙ指令値Ｘ３は、電流制御部１２からＤｕｔｙ制御部１３に出力される。
　そして、変圧制御部Ｂでは、Ｄｕｔｙ制御部１３がＤｕｔｙ指令値Ｘ３を取り込むことによりＡ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ４及びＢ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ５を生成する（ステップＳ６）。そして、Ｂ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ５及びＢ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ５は、Ｄｕｔｙ制御部１３からゲートドライバ２の変圧用ゲート信号生成部２ａに出力される。
　そして、変圧用ゲート信号生成部２ａは、変圧制御部ＢからＡ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ４、Ｂ相Ｄｕｔｙ操作量Ｘ５及び周波数指定信号Ｘ８を取り込むことにより第１～第４変圧用ゲート信号を生成する（ステップＳ７）。そして、第１～第４変圧用ゲート信号が変圧用ゲート信号生成部２ａから昇降圧コンバータＤ１に出力されることによって昇降圧コンバータＤ１が所望の昇降圧動作を行う。
　ここで、周波数指定信号Ｘ８は、第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数（繰返し周期）を時系列的にランダムに設定する操作量である。周波数指定信号Ｘ８に基づいて生成された第１～第４変圧用ゲート信号は、中心周波数に対して±２００Ｈｚの範囲で時系列的に変動する。
　すなわち、昇降圧コンバータＤ１のＡ相におけるキャリア周波数（Ａ相キャリア周波数）及び昇降圧コンバータＤ１のＢ相におけるキャリア周波数（Ｂ相キャリア周波数）は、例えばキャリア周波数設定部１４が設定したシャリア周波数ｆｃが６ｋＨｚであった場合、図４に示すように５．８ｋＨｚ～６．２ｋＨｚの間でランダムに変動する。
　また、Ａ相キャリア周波数及びＢ相キャリア周波数は、互いに同期して変動するとともに同一値に設定される。すなわち、図４に一点鎖線で示すように、Ａ相キャリア周波数及びＢ相キャリア周波数の変化タイミングは同一事項であり、またある時刻に着目した場合にＡ相キャリア周波数及びＢ相キャリア周波数は同一な周波数である。
　このような第１～第４変圧用ゲート信号のうち、第１、第２変圧用ゲート信号と第３、第４変圧用ゲート信号は１８０°の位相差を持っているので、昇降圧コンバータＤ１において、Ａ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとは、１８０°の位相差を持ってスイッチング動作を行う。この結果、Ａ相電流とＢ相電流とは、例えば図５Ａ及び図５Ｂに示すように、位相が異なるリップルを有した電流となる。
　図５Ａ及び図５Ｂにおいて、符号Ｐ１はＡ相電流のリップルに起因するピーク点であり、符号Ｐ２はＢ相電流のリップルに起因するピーク点である。リアクトル電流センサＪが検出するリアクトル電流ＩＬは、Ａ相電流とＢ相電流との合計電流なので、図示するようにＡ相電流のリップルとＢ相電流のリップルとが合成されたリプル波形を有する。
　このようなピーク点Ｐ１とピーク点Ｐ２とは、Ａ相変圧用スイッチングレグとＢ相スイッチングレグとが１８０°の位相差を持ってスイッチング動作を行う関係で、図示するように時間軸上で交互に発生する。
　このようなリアクトル電流ＩＬにおいて、Ａ相電流とＢ相電流とに偏差（偏流）が発生し、リアクトルのLが電流とともに変化する(電流重畳特性)ことにより、図５Ａに示すようにピーク点Ｐ１とピーク点Ｐ２とは異なるレベルになる。一方、Ａ相電流とＢ相電流とに偏差（偏流）が発生していない場合には、図５Ｂに示すようにピーク点Ｐ１とピーク点Ｐ２とは同一レベルになる。
　Ａ相電流とＢ相電流との偏流は、走行用モータＭの負荷電流のリプル周波数と昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）を制御する第１～第４変圧用ゲート信号（ゲートパルス）の繰返し周波数つまりキャリア周波数ｆｃが同期した場合に発生し得る。このような偏流は、昇降圧コンバータＤ１の制御性の悪化や昇降圧コンバータＤ１における変圧用ＩＧＢＴ６ａ～６ｄ等のデバイスの異常発熱を招来させる。
　このようなＡ相電流とＢ相電流との偏流に対して、変圧制御部Ｂは、加算器１６を用いることによりキャリア周波数設定部１４が設定したキャリア周波数ｆｃ（周波数指定信号Ｘ６）を乱数発生部１５が発生する乱数Ｘ７を用いてランダム化する。そして、変圧制御部Ｂは、キャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を中心として－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲でランダムに変化させるキャリア周波数操作信号Ｘ８を変圧用ゲート信号生成部２ａに出力する。
　この結果、変圧用ゲート信号生成部２ａは、キャリア周波数操作信号Ｘ８に従って、繰返し周波数がキャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を中心として－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲でランダムに変化する第１～第４変圧用ゲート信号を生成して昇降圧コンバータＤ１を駆動する。
　本実施形態に係る変圧制御装置よれば、走行用モータＭの負荷電流のリプル周波数と昇降圧コンバータＤ１を制御する第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数に同期することを防止することが可能である。したがって、本実施形態によれば、昇降圧コンバータＤ１におけるＡ相電流とＢ相電流との偏流を抑制することが可能な変圧制御装置及び電力変換装置を提供することが可能である。
　図６は、第１～第４変圧用ゲート信号と一次電圧Ｖｐ及び二次電圧Ｖｓとの関係を示している。繰返し周期がＴａの場合、Ａ相に着目すると、第２変圧用ゲート信号が「ＯＮ」するタイミングで一次電圧Ｖｐが増加し、また二次電圧Ｖｓが減少する。この結果、Ａ相電流が増加することになる。
　同じく繰返し周期がＴａの場合、Ｂ相に着目すると、第４変圧用ゲート信号が「ＯＮ」するタイミングで一次電圧Ｖｐが減少し、また二次電圧Ｖｓが増加する。この結果、Ｂ相電流が減少することになる。したがって、繰返し周期がＴａの場合、Ａ相電流がＢ相電流よりも大きくなる傾向がある。
　これに対して、繰返し周期がＴｂの場合、繰返し周期がＴａの場合のような第２、第４変圧用ゲート信号のＯＮタイミング時の一次電圧Ｖｐと二次電圧Ｖｓとの大小関係が軽減されている。この結果、Ａ相電流とＢ相電流の偏流が抑制される。すなわち、Ａ相の第２変圧用ゲート信号及びＢ相の第４変圧用ゲート信号のＯＮタイミングを同時に同一の周波数に変化させることによって、Ａ相電流とＢ相電流の偏流を抑制することが可能となる。
　なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
（１）上記実施形態では、昇降圧コンバータＤ１つまりＡ相及びＢ相の二相構成の磁気結合インターリーブ型チョッパ回路について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、三相以上の構成を備える磁気結合インターリーブ型チョッパ回路にも適用することが可能である。
（２）上記実施形態では、繰返し周波数がキャリア周波数ｆｃ（ｋＨｚ）を中心として－２００Ｈｚ～＋２００Ｈｚの範囲でランダムに変化する第１～第４変圧用ゲート信号を用いて昇降圧コンバータＤ１を駆動することによってＡ相電流とＢ相電流の偏流を抑制したが、本発明はこれに限定されない。第１～第４変圧用ゲート信号の繰返し周波数（繰返し周期）の変動は、必ずしもランダムである必要はなく、多少の規則性をもって変動していてもよい。
（３）上記実施形態では、キャリア周波数ｆｃの変動幅を±２００Ｈｚとしたが、本発明はこれに限定されない。すなわち、キャリア周波数ｆｃの変動幅は、昇降圧コンバータＤ１の全体的な制御性を考慮して適宜設定される。
（４）上記実施形態では設けていないが、リアクトル電流ＩＬに基づいてＡ相電流とＢ相電流の偏流を検知し、当該偏流の大きさに応じてＡ相用の第１、第２変圧用ゲート信号あるいはＢ相用の第３、第４変圧用ゲート信号のＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ補正部を設けてもよい。
　このＤｕｔｙ補正部によれば、Ａ相あるいはＢ相のスイッチング動作におけるＤｕｔｙ比を調整することによって、時間軸上で交互に並ぶピーク点Ｐ１とピーク点Ｐ２の時間間隔を均等化することが可能である。そして、この結果として、偏流の検出精度を向上させることが可能である。
（５）上記実施形態では、キャリア周波数設定部１４において昇降圧コンバータＤ１（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）の状態量である一次電圧Ｖｐ、二次電圧Ｖｓ及びリアクトル電流ＩＬに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定し、当該キャリア周波数ｆｃをランダム化することによりスイッチング周波数を設定したが、本発明はこれに限定されない。例えば一次電圧Ｖｐ及び二次電圧Ｖｓから求められる変圧比に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定し、当該キャリア周波数ｆｃをランダム化することによりスイッチング周波数を設定してもよい。
（５）上記実施形態では、単一のリアクトル電流センサＪを用いてＡ相電流とＢ相電流との合計電流をリアクトル電流ＩＬとして検出したが、本発明はこれに限定されない。２つの電流センサを設けることにより、Ａ相電流とＢ相電流とを個別に検出してもよい。
（６）上記実施形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換回路１について説明したが、本発明はこれに限定されない。半導体スイッチング素子として、例えばＭＯＳＦＥＴを採用してもよい。
　本開示は、変圧制御装置及び電力変換装置に利用することができる。
　Ａ　電力変換装置
　Ｂ　変圧制御部
　Ｄ１　昇降圧コンバータ（磁気結合インターリーブ型チョッパ回路）
　Ｄ２　駆動用インバータ
　Ｄ３　発電用インバータ
　Ｅ１、Ｅ２　電池用端子
　Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗ　モータ用端子
　Ｇ　発電機（回転電機）
　Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ　発電機用端子
　Ｊ　リアクトル電流センサ
　Ｐ　電池
　Ｍ　走行モータ（回転電機）
　１　電力変換回路
　２　ゲートドライバ
　２ａ　変圧用ゲート信号生成部
　２ｂ　駆動用ゲート信号生成部
　２ｃ　発電用ゲート信号生成部
　３　ＥＣＵ（Electronic Control Unit）
　４　第１コンデンサ
　５　トランス
　５ａ　一次巻線
　５ｂ　二次巻線
　６ａ～６ｄ　変圧用ＩＧＢＴ
　７　第２コンデンサ
　８ａ～８ｆ　駆動用ＩＧＢＴ
　９ａ～９ｆ　発電用ＩＧＢＴ
　１０　目標値設定部
　１１　電圧制御部
　１２　電流制御部
　１３　Ｄｕｔｙ制御部
　１４　キャリア周波数設定部
　１５　乱数発生部
　１６　加算器

Claims (7)

  1. 　磁気結合インターリーブ型チョッパ回路を制御する変圧制御装置であって、
    　前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路のスイッチング周波数を所定の周波数範囲内で時系列的に変動させるスイッチング周波数設定部を備え、前記スイッチング周波数の変圧用ゲート信号を生成して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力することを特徴とする変圧制御装置。
  2. 　前記スイッチング周波数設定部は、前記スイッチング周波数をランダムに変動させる請求項１に記載の変圧制御装置。
  3. 　前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の状態量に基づいて前記スイッチング周波数を設定する請求項１に記載の変圧制御装置。
  4. 　各相のリアクトル電流を単一の電流センサで取得し、前記リアクトル電流に基づいて前記スイッチング周波数を設定する請求項１～３のいずれか一項に記載の変圧制御装置。
  5. 　前記電流センサは、通電方向が同一方向になるように前記リアクトル電流を検出する請求項４に記載の変圧制御装置。
  6. 　前記スイッチング周波数設定部は、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路の各相が同一の周波数となるように前記スイッチング周波数を設定する請求項１～５のいずれか一項に記載の変圧制御装置。
  7. 　請求項１～６のいずれか一項に記載の変圧制御装置と、
    　該変圧制御装置によって制御される前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と、
    　前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路とモータとの間に設けられ、前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路から入力される直流電力を交流電力に変換して前記モータに出力する駆動用インバータと、
    　前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路と発電機との間に設けられ、前記発電機から入力される交流電力を直流電力に変換して前記磁気結合インターリーブ型チョッパ回路に出力する発電用インバータと
    　を備える電力変換装置。
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