JP2018050382A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
Carbide)半導体素子を使用した以下の技術(例えば、下記特許文献1、特許文献2参照)がある。
しかしながら、インバータやコンバータにより構成される電力変換装置において、各半導体スイッチング素子にSiC半導体素子を使用することはSi(Silicon)半導
体素子を使用する場合に比べて非常に高価であり電力変換装置のコストが増大する。また、インバータにおいてはスイッチング周波数が負荷側のモータの損失(銅損、鉄損)に影響を与えるため、モータが変わらなければインバータの駆動周波数も変えることができない。
図1は、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置を示す概略構成図である。実施の形態1による電力変換装置は、昇圧コンバータとインバータにより構成される。昇圧コンバータの入力には蓄電部(バッテリともいう)1が接続され、インバータの出力には電動回転機30が接続されている。蓄電部1は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部1は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電部1の電圧は少なくとも100V以上ある。
Gate Bipolar Transistor)のようなターンオフ時のテール電流がないため、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また,電力損失が小さく、耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作
に適している。
半導体スイッチング素子4のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate1aにより、
半導体スイッチング素子5のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate1bにより、
半導体スイッチング素子6のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate2aにより、
半導体スイッチング素子7のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate2bにより、各々スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子4〜7は、それぞれゲート信号Gate1a、Gate1b、Gate2a、Gate2bがハイ「H」信号のときにオンとなり、ゲート信号Gate1a、Gate1b、Gate2a、Gate2bがロー「L」信号のときにオフとなる。
半導体スイッチング素子10〜15は、それぞれSi(シリコン)半導体からなるIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)と、それに逆並列に接続されたSi(シリコン)半導体からなるダイオードで構成される。インバータは平滑用コンデンサ8の直流電圧(出力電圧)V2を、3相交流として、3相出力端子Vu、Vv、Vwに出力する。インバータの3相出力端子は発電機や電動機等からなる電動回転機30に接続され三相交流を供給する。
U相上アーム側の半導体スイッチング素子11のIGBTのエミッタ端子は、3相出力
端子Vuに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
V相下アーム側の半導体スイッチング素子12のIGBTのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ8の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、3相出力端子Vvに接続されている。
V相上アーム側の半導体スイッチング素子13のIGBTのエミッタ端子は、3相出力端子Vvに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
W相下アーム側の半導体スイッチング素子14のIGBTのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ8の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、3相出力端子Vwに接続されている。
W相上アーム側の半導体スイッチング素子15のIGBTのエミッタ端子は、3相出力端子Vwに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
半導体スイッチング素子10のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gateulにより、
半導体スイッチング素子11のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gateuhにより、
半導体スイッチング素子12のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatevlにより、
半導体スイッチング素子13のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatevhにより、
半導体スイッチング素子14のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatewlにより、
半導体スイッチング素子15のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatewhにより、各々スイッチング動作を行う。
以上から、高価なSiC半導体スイッチング素子を適材適所な箇所に使用することで、低コストで小型な電力変換装置となる。
ターンを繰り返し、デューティ比が0.5より大きい場合(D>0.5)は、モード1→
モード4→モード2→モード4のパターンを繰り返す。デューティ比が0.5のとき(D=0.5)は、モード1とモード2のパターンを交互に繰り返す。
一般的に、リプル電流がインバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合、図6のように一石型コンバータ回路あるいは図7のようなインターリーブコンバータ回路として考えると、各回路における出力段のコンデンサに流れる電流(リプル電流ともいう)Icoutは図8、図9のようになる。
このときのコンデンサ電流Icoutとスイッチングのオンデューティ比(D)との関係を図10に示す。同図中の一点鎖線は一石型回路構成の場合、実線はインターリーブ回路構成の場合の特性を示している。
図10より、インターリーブ回路構成にすることで、電流の最大値が一石型の半分に抑制できることがわかる。
これより、平滑用コンデンサ8のリプル電流は、インバータ側の負荷電流に依存するとともに、多相化構造とすることでリプル電流が抑制されることがわかる。このため、平滑用コンデンサ8のリプル電流は多相化構造にすることでリプル電流を抑制し、平滑用コンデンサ8を小型化する。さらに、高周波化によるリアクトルのリプル電流幅を減らすことで、平滑用コンデンサ8のリプル電流を低減する。
、電流の挙動は各モードごとに変化する。
でなく磁性部品、コンデンサの音鳴り抑制にかかるコストも低減できる。SiC−MOSFETは高温動作が可能なうえ、高耐圧であるため、電動車両の車載品のように、バッテリ電圧が高く(少なくとも100V以上)、高温環境下での動作が求められているアプリケーションほど効果を発揮する。
この発明の実施の形態2に係る電力変換装置について説明する。実施の形態2の電力変換装置の回路構成は、実施の形態1と同じである。
図13に、昇圧率が2以上(Vo/Vi≧2)において、結合率k=0におけるリプル電流ΔIppを1としたときの、結合率kと各結合率におけるリプル電流幅との関係を示す
。リプル電流幅とは、結合率k=0成分を1としたときの規格値である。図13より、結合率が0.8を超えたあたりでリプル電流幅が飛躍的に増大することがわかる。このため、結合率は最大、0.8以下が望ましい。すなわち磁気結合リアクトル3の結合率は例えば0.8が好ましい。
このように磁気結合リアクトル3の結合率は、結合率の増加に伴う入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下とする。
この場合、片方(例えば電動回転機30a)は駆動用のモータであり、もう片方(例えば電動回転機30b)は発電用のモータとなる。
を使用したが、同じくワイドバンドギャップの半導体としてGaN(窒化ガリウム)を使用したものでもよい。
Claims (7)
- 蓄電部に接続された昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、前記昇圧コンバータと前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はSiC半導体で構成され、前記インバータの半導体スイッチング素子はSi半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置。
- 前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は、20kHz以上であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記蓄電部の電圧は100V以上であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記昇圧コンバータは2相以上の多相構成であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記昇圧コンバータは、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第1の半導体スイッチング素子と第2の半導体スイッチング素子と、
前記第1および第2の半導体スイッチング素子より前記出力端子の側で、前記正極側と前記負極側の出力端子間で直列接続された第3の半導体スイッチング素子と第4の半導体スイッチング素子と、
前記第1の半導体スイッチング素子と前記第2の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第1の巻線と、前記第3の半導体スイッチング素子と前記第4の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第2の巻線が、共通の鉄心に巻数比が1:1で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、
一端が前記蓄電部の正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、他端が前記蓄電部の負極側の入力端子と前記出力端子の負極側との間に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、を備え、
前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下であることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。 - 前記磁気結合リアクトルの結合率が0.8以下であることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。
- 前記制御部は、前記磁気結合リアクトルまたは前記入力用コンデンサの温度を検出する温度検出手段を備え、前記温度検出手段による温度があらかじめ定められた値をこえたとき前記昇圧コンバータの出力電圧を下げることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。
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