JP2018050382A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】 昇圧コンバータとインバータを備えた電力変換装置に於いて、リアクトル、コンデンサを小型化でき、小型で安価な電力変換装置を提供する。【解決手段】 蓄電部に接続された昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、昇圧コンバータとインバータのスイッチング素子4〜7、10〜15をオン・オフ制御する制御部9とを備え、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はSiC半導体で構成され、インバータの半導体スイッチング素子はSi半導体で構成されている。【選択図】図1

Description

この発明は、半導体スイッチング素子と受動部品を用いた昇圧コンバータとインバータと、を含む電力変換装置に関するものである。
地球温暖化に代表される地球環境の急変やエネルギ資源利用に関わる問題が議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車(EV:Electric Vehicle)やHEV(Hybrid Electric Vehicle)/PHEV(Plug−in Hybrid Electric Vehicle)等のハイブリッド自動車が開発されている。
このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。
このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、電動パワートレインコンポーネントの小型化・低コスト化が望まれている。従来技術として、電動パワートレインのコンポーネント・システムにおいて小型化するためにSiC(Silicon
Carbide)半導体素子を使用した以下の技術(例えば、下記特許文献1、特許文献2参照)がある。
一方で、昇圧コンバータのリアクトルを小型化する従来技術として、DC/DCコンバータにおいて、入出力直流電圧V1、V2を平滑化する平滑用コンデンサC1、C2と、エネルギ移行用コンデンサとして機能する平滑用コンデンサC0と、複数の半導体スイッチング素子S1a、S1b、S2a、S2b(第1の半導体スイッチング素子群)と、電圧変換のための電気エネルギを蓄えるリアクトルLを備え、平滑用コンデンサC0の平均電圧を出力直流電圧V2の1/2となるように制御することで、リアクトルLに印加されるリプル電圧は小さくなり、またリアクトルLに印加されるリプル電圧の周波数は、スイッチング周波数の2倍となるため、リアクトルを小型化できるという技術が知られている(例えば、下記特許文献3参照)
特開2008−86053号公報 特開2006−103536号公報 特開2016−41012号公報
特許文献1のコンバータ回路は、スイッチング素子にSiC素子を使用することで、スイッチング速度の高速化を図るとともに高温領域でのスイッチング動作を可能にして小型化を図るというものである。また、特許文献2のインバータやモータを含む冷却システムに於いては、SiC半導体素子を使用することにより、スイッチング素子の耐熱性を向上させ、インバータの動作温度が上昇しても安定して動作させることができ、冷却システムの煩雑化を抑制し、部品点数の削減、構成の簡略化・小型化を図るものである。
しかしながら、インバータやコンバータにより構成される電力変換装置において、各半導体スイッチング素子にSiC半導体素子を使用することはSi(Silicon)半導
体素子を使用する場合に比べて非常に高価であり電力変換装置のコストが増大する。また、インバータにおいてはスイッチング周波数が負荷側のモータの損失(銅損、鉄損)に影響を与えるため、モータが変わらなければインバータの駆動周波数も変えることができない。
また、特許文献3のDC/DCコンバータでは、一般的な一石型コンバータと比べて、リアクトルを小型にするために、リアクトルに印加される電圧を軽減するために、中間コンデンサが別途必要であるため電力変換装置全体では小型化できない。また、上述した電力変換装置の昇圧コンバータの駆動素子は低耐圧素子を使用することができる特徴があるが、半導体素子がショート故障した際、その他の低耐圧素子に高電圧が印加されるため、素子の耐圧を超え二重故障する可能性がある。このことから、故障時の対応を考慮すると、低耐圧の素子が使えないためコストが増加する。
この発明は、上記のような課題を解決するために成されたものであって、昇圧コンバータとインバータを備えた電力変換装置において、適材適所にSiC半導体素子とSi半導体素子を使用し、昇圧コンバータの回路構成を最適化することで、小型で安価な電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、蓄電部に接続された昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、昇圧コンバータとインバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はSiC半導体で構成され、インバータの半導体スイッチング素子はSi半導体で構成されている。
この発明によれば、昇圧コンバータにSiC半導体で構成された半導体スイッチング素子、インバータにSi半導体で構成された半導体スイッチング素子を使用することで、SiC半導体スイッチング素子は従来のSi半導体スイッチング素子と比べ、スイッチング速度が速いため、スイッチング損失が小さく、変換効率を落とすことなくスイッチング周波数を高周波化でき、電力変換装置のサイズに大きく寄与するリアクトルを小型化できる。また、高周波化によるリアクトルのリプル電流を低減できコンデンサも小型化することができる。一方で、インバータは高周波化による電力変換装置の小型化への寄与は小さいためSi素子とすることでコストを抑え、小型で安価な電力変換装置を提供する。
この発明の実施の形態1に係る電力変換装置を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード(モード1)を説明するための図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード(モード2)を説明するための図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード(モード3)を説明するための図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切替モード(モード4)を説明するための図である。 インバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合の一石型回路の回路図である。 インバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合のインターリーブ回路の回路図である。 図6における一石型回路の電流波形を示す図である。 図7におけるインタリーブ回路の電流波形を示す図である。 図6及び図7の各回路におけるスイッチングデューティとコンデンサのリプル電流実効値との関係を示す図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置における昇圧コンバータの構成を説明するための回路図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の各部の信号、電流のタイムチャートを示す図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置における入力用コンデンサのリプル電流と磁気結合リアクトルの結合率の関係を示す図である。 この発明の実施の形態1、2に係る電力変換装置の変形例を示す概略構成図である。
以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して、重複する説明を省略する。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置を示す概略構成図である。実施の形態1による電力変換装置は、昇圧コンバータとインバータにより構成される。昇圧コンバータの入力には蓄電部(バッテリともいう)1が接続され、インバータの出力には電動回転機30が接続されている。蓄電部1は、直流電圧を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用された場合には、蓄電部1は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電部1の電圧は少なくとも100V以上ある。
昇圧コンバータは、入力用コンデンサ2から平滑用コンデンサ8までの要素で構成されている。この電力変換装置は、蓄電部1と並列にリプル電流を除去するために入力用コンデンサ2が接続され、入力用コンデンサ2の後段側には、リアクトルL1、リアクトルL2が互いに磁気的に結合するように配置された磁気結合リアクトル3が接続される。磁気結合リアクトル3の後段には、第1のスイッチング素子対である、半導体スイッチング素子4、半導体スイッチング素子5と第2のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子6、半導体スイッチング素子7を備え、各スイッチング素子対の後段には、平滑用コンデンサ8が接続される。即ち、昇圧コンバータは、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第1の半導体スイッチング素子4と第2の半導体スイッチング素子5と、第1および第2の半導体スイッチング素子よりこのコンバータの出力端子の側で、正極側と負極側の出力端子間で直列接続された第3の半導体スイッチング素子6と第4の半導体スイッチング素子7とを備えている。ここで、半導体スイッチング素子4〜7は高耐圧で放熱性も良い高速スイッチングが可能なワイドバンドギャップ半導体であるSiC(シリコンカーバイド)半導体からなるMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)で構成されている。ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、Si半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であり、またSi半導体に比べて高速スイッチングが可能であり、Si−IGBT(Insulated
Gate Bipolar Transistor)のようなターンオフ時のテール電流がないため、スイッチング時に発生するスイッチング損失を大きく低減でき、電力損失の大きな低減が可能になる。また,電力損失が小さく、耐熱性も高いため、冷却部を備えてパワーモジュールを構成した場合、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。また、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチング素子は、高周波スイッチング動作
に適している。
磁気結合リアクトル3は、半導体スイッチング素子4と半導体スイッチング素子5との接続点と入力用コンデンサ2の正極側との間に接続されたリアクトルL1で示される第1の巻線と、半導体スイッチング素子6と半導体スイッチング素子7との接続点と入力用コンデンサ2の正極側との間に接続されたリアクトルL2で示される第2の巻線が、共通の鉄心に巻数比が1:1で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれている。
半導体スイッチング素子5のドレイン端子と半導体スイッチング素子7のドレイン端子はそれぞれ、平滑用コンデンサ8の正極側に接続され、半導体スイッチング素子4と半導体スイッチング素子6のソース端子は平滑用コンデンサ8の負極側に接続されている。また、半導体スイッチング素子5のソース端子と半導体スイッチング素子4のドレイン端子、半導体スイッチング素子7のソース端子と半導体スイッチング素子4のドレイン端子はそれぞれ互いに接続されており、各接続点は磁気結合リアクトル3に接続されている。
次に、制御部9は、制御線41aにより、半導体スイッチング素子4と5、6と7をそれぞれ所定のデッドタイムを挟んでオン・オフ制御する。
半導体スイッチング素子4のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate1aにより、
半導体スイッチング素子5のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate1bにより、
半導体スイッチング素子6のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate2aにより、
半導体スイッチング素子7のMOSFETは制御部9から出力されるゲート信号Gate2bにより、各々スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子4〜7は、それぞれゲート信号Gate1a、Gate1b、Gate2a、Gate2bがハイ「H」信号のときにオンとなり、ゲート信号Gate1a、Gate1b、Gate2a、Gate2bがロー「L」信号のときにオフとなる。
また、制御部9は、信号線40a、40bにより、それぞれ入力電圧検出回路20、出力電圧検出回路21からの電圧検出値をそれぞれ取得する。V1は入力電圧、V2は出力電圧をそれぞれあらわす。
実際には、電力変換装置の昇圧コンバータとこの電力変換装置の外に配置されている蓄電部1の間は、ハーネス等で接続されるため寄生のインダクタンス成分を持つ、このため、高周波のインピーダンスが大きく電力変換装置のリプル電流は入力用コンデンサ2に流れる。
次にインバータの接続の詳細について説明する。
半導体スイッチング素子10〜15は、それぞれSi(シリコン)半導体からなるIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)と、それに逆並列に接続されたSi(シリコン)半導体からなるダイオードで構成される。インバータは平滑用コンデンサ8の直流電圧(出力電圧)V2を、3相交流として、3相出力端子Vu、Vv、Vwに出力する。インバータの3相出力端子は発電機や電動機等からなる電動回転機30に接続され三相交流を供給する。
インバータを構成するU相下アーム側の半導体スイッチング素子10のIGBTのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ8の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、3相出力端子Vuに接続されている。
U相上アーム側の半導体スイッチング素子11のIGBTのエミッタ端子は、3相出力
端子Vuに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
V相下アーム側の半導体スイッチング素子12のIGBTのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ8の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、3相出力端子Vvに接続されている。
V相上アーム側の半導体スイッチング素子13のIGBTのエミッタ端子は、3相出力端子Vvに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
W相下アーム側の半導体スイッチング素子14のIGBTのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ8の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、3相出力端子Vwに接続されている。
W相上アーム側の半導体スイッチング素子15のIGBTのエミッタ端子は、3相出力端子Vwに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ8の正極側に接続されている。
制御部9は、制御線41bにより、半導体スイッチング素子10〜15をそれぞれ所定のタイミングでオン・オフ制御する。
半導体スイッチング素子10のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gateulにより、
半導体スイッチング素子11のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gateuhにより、
半導体スイッチング素子12のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatevlにより、
半導体スイッチング素子13のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatevhにより、
半導体スイッチング素子14のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatewlにより、
半導体スイッチング素子15のIGBTは制御部9から出力されるゲート信号Gatewhにより、各々スイッチング動作を行う。
制御部9は、3相電流センサであるU相電流センサ22、V相電流センサ23、W相電流センサ24により検出されたインバータの3相出力端子Vu、Vv、Vwと電動回転機30間の3相交流の3相電流Iu、Iv、Iwが、信号線40c、40d、40eにより入力される。回転角センサ50は電動回転機30の回転角θmを検出し、信号線40fにより、制御部9に入力する。また外部から、信号線42a、42bにより、電動回転機30のトルク指令値Trq*と、直流電圧指令値V2*と、が制御部9に入力される。
電動回転機30のトルクが、トルク指令値Trq*と等しくなるように、インバータのゲート信号Gateul、Gateuh、Gatevl、Gatevh、Gatewl、Gatewhを制御する。また、直流電圧V2が、直流電圧指令値V2*と等しくなるように、昇圧コンバータのゲート信号Gate1a、Gate1b、Gate2a、Gate2bを制御する。制御部9は、インバータの3相電流を制御する機能と昇圧コンバータの出力部の直流電圧V2を制御する機能を有し、また、磁気結合リアクトル3、入力用コンデンサ2と平滑用コンデンサ8(これらのコンデンサをリプル電流抑制用コンデンサともいう)の温度を検出する温度検出手段61〜63からの温度検出値を個別に取得し、これら温度検出手段61〜63からの少なくともいずれかの温度があらかじめ定められた所定の値を超えると、昇圧コンバータの電流を制限するように、電動回転機30のトルクやインバータの負荷出力を制限するため、直流電圧V2を下げる機能を有する。これら温度検出手段61〜63は少なくともいずれかを備えておけばよい。
ここで、実施の形態1に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子4〜7がSiC−MOSFETである一方、インバータの半導体スイッチング素子10〜15がSi−IGBTであることについて説明する。近年、電力変換装置の小型化が望まれている。このため、高周波化による小型化が必要であり、従来のSi−IGBTに変わる高周波デバイスとしてSiC−MOSFETがある。一方で、SiC半導体はSi半導体に対して高価であるため、半導体スイッチング素子4〜7、10〜15すべてにSiCを使用するとコストが増大してしまう。また、インバータ側の半導体スイッチング素子10〜15のスイッチング周波数を高周波化しても、電動回転機30のインダクタンス成分は昇圧コンバータ内部の磁気結合リアクトル3のインダクタンス成分に比べ十分に高く、インバータを高周波化させても小型化への寄与はほぼしない。
一般的にインバータや昇圧コンバータを含む電力変換装置において、リアクトル、コンデンサ、これらを冷却する冷却部やリアクトル、コンデンサとその他の高さの違いによる無駄なスペースが全体のサイズに大きく影響する。このため、実施の形態1に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子4〜7をSiC−MOSFETによる高周波化、また、2相以上の多相構造とすることで、コアロス、リプル電流を抑制し、磁気結合リアクトル3と入力用コンデンサ2、平滑用コンデンサ8の小型化を図る。これにより、Si半導体素子からSiC半導体素子によりコストが増大するが、リアクトル、コンデンサの小型化による部品コストの低減、冷却部のコストが抑えられる。また、高周波化による小型化に寄与しないインバータにおいては、半導体スイッチング素子10〜15を従来のSi−IGBTとすることで、コスト増加しない。
以上から、高価なSiC半導体スイッチング素子を適材適所な箇所に使用することで、低コストで小型な電力変換装置となる。
以下、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の動作原理について説明する。実施の形態1に係る電力変換装置において、昇圧コンバータの各半導体スイッチング素子4〜7の状態に応じて、図2〜図5に示す4つの動作モードが存在する。なお、図2〜図5は、動作モードを説明するための図であるので、図1に示している制御部9を省略している。
図2に示されているモード1は、半導体スイッチング素子4がオン、半導体スイッチング素子6がオフの状態である。各スイッチング素子対に対応する半導体スイッチング素子5はオフ、半導体スイッチング素子7はオンである。図3に示されているモード2は、モード1とは反対に、半導体スイッチング素子4がオフ、半導体スイッチング素子6がオン、また半導体スイッチング素子5がオン、半導体スイッチング素子7がオフの状態である。
図4に示されているモード3は、半導体スイッチング素子4、半導体スイッチング素子6がともにオフ、半導体スイッチング素子5、半導体スイッチング素子7がともにオンの状態である。図5に示されているモード4は、モード3とは反対に、半導体スイッチング素子4、半導体スイッチング素子6がともにオン、半導体スイッチング素子5、半導体スイッチング素子7がともにオフの状態である。
図1に示す制御部9は半導体スイッチング素子4と半導体スイッチング素子6の位相を半周期ずらして(180°位相をシフト)制御させるため、回路動作の出現パターンはスイッチングのデューティ比(D)0.5を境に変化する。デューティ比が0.5より小さい場合(D<0.5)は、各周期に対してモード1→モード3→モード2→モード3のパ
ターンを繰り返し、デューティ比が0.5より大きい場合(D>0.5)は、モード1→
モード4→モード2→モード4のパターンを繰り返す。デューティ比が0.5のとき(D=0.5)は、モード1とモード2のパターンを交互に繰り返す。
ここで、制御部9は半導体スイッチング素子4と半導体スイッチング素子6の位相を半周期ずらして(180°位相をシフト)制御するインターリーブ駆動構成としている理由について説明する。
一般的に、リプル電流がインバータ側の負荷電流を一定と仮定した場合、図6のように一石型コンバータ回路あるいは図7のようなインターリーブコンバータ回路として考えると、各回路における出力段のコンデンサに流れる電流(リプル電流ともいう)Icoutは図8、図9のようになる。
このときのコンデンサ電流Icoutとスイッチングのオンデューティ比(D)との関係を図10に示す。同図中の一点鎖線は一石型回路構成の場合、実線はインターリーブ回路構成の場合の特性を示している。
図10より、インターリーブ回路構成にすることで、電流の最大値が一石型の半分に抑制できることがわかる。
これより、平滑用コンデンサ8のリプル電流は、インバータ側の負荷電流に依存するとともに、多相化構造とすることでリプル電流が抑制されることがわかる。このため、平滑用コンデンサ8のリプル電流は多相化構造にすることでリプル電流を抑制し、平滑用コンデンサ8を小型化する。さらに、高周波化によるリアクトルのリプル電流幅を減らすことで、平滑用コンデンサ8のリプル電流を低減する。
しかし、通常のインターリーブ回路では、リアクトルが2個必要となる。電流が分散するためリアクトル自体のサイズは一石型回路のリアクトルに比べて小さくすることが可能であるが、実際は、リアクトル間の絶縁を考慮して距離を確保する必要性があるため、電力変換装置全体でみるとリアクトルの小型化は限度がある。このため、実施の形態1の昇圧コンバータでは、磁気結合リアクトルを用いる回路構成とすることで、リアクトルを1個構成で実現でき、平滑用コンデンサ8のリプル電流をインターリーブ回路と同様に抑制しつつ、部品点数を減らすことができる。
実施の形態1の電力変換装置における昇圧コンバータの回路構成を図11の回路図に基づいて説明する。図11に示すように、磁気結合リアクトル3におけるインダクタンスを自己インダクタンスL、L、相互インダクタンスMとし、巻線すなわちリアクトルL1、L2に印加される電圧を電圧vL1、vL2とし、巻線すなわちリアクトルL1、L2に流れる電流を電流iL1、L2、これらの合成電流を合成電流iinとすると、以下の関係式(1)が成り立つ。
Figure 2018050382
モード1からモード4においてそれぞれ印加される電圧vL1、vL2は変化するため
、電流の挙動は各モードごとに変化する。
図2より、モード1において、半導体スイッチング素子4はオン、半導体スイッチング素子6はオフであるため、vL1=V、vL2=V−Vとなる。これを式(1)に代入して整理すると次式(2)となる。
Figure 2018050382
ここで通常、各相のパラメータは対象になるように設計を行うため、各相のパラメータが完全に対象でL=L=Lという仮定を行うと、式(2)はより簡素な次式(3)として表現される。
Figure 2018050382
同様に図3のモード2について解く。モード2はスイッチング状態がモード1の逆転に対応する状態となっているので、各相の電流の挙動も逆転するため、次式(4)で表される。
Figure 2018050382
図4のモード3において、モード3は負極側の両方のスイッチがオフとなるモードなので、vL1=vL2=V−Vとなる。これを式(1)に代入して整理すると、次式(5)で表される。
Figure 2018050382
図5のモード4において、モード4は負極側の両方のスイッチがオンとなるモードなので、vL1=vL2=Viとなる。これを式(1)に代入して整理すると、次式(6)で表される。
Figure 2018050382
以上より、図12に動作例として、デューティ比が0.5より大きい場合力行(D>0.5)において、電力変換装置の各電圧、電流波形を示す。ここで、入力用コンデンサ2に流れる電流iは、合成電流iinの交流成分である。また、fsw、Tswは半導体スイッチング素子のスイッチング周波数、スイッチング周期である。
ここで、図12より、各リアクトルに流れる電流(iL1、iL2)の最大値は、各相に流れる電流の平均値をiL1_ave、iL2_aveとすると、次式(7)で表される。
Figure 2018050382
式(7)より、各電流の最大値(iL1_max、iL2_max)は電流センサの許容電流値以内に収まるよう設計される。
また、図12より、入力用コンデンサ2に流れる電流の実効値(ic_rms)は次式(8)で表される。
Figure 2018050382
式(8)から、入力用コンデンサ2のリプル電流と半導体スイッチング素子4〜7はスイッチング周波数は反比例の関係にあることがわかる。このため、半導体スイッチング素子4〜7は高周波駆動が可能なSiC−MOSFETとすることで、高周波スイッチングによりリプル電流を抑制し、発熱を抑えることで、入力用コンデンサ2を小型化することができる。また、同様に高周波駆動により、リアクトルの自己インダクタンスと相互インダクタンスの値が小さくてもリプル電流を抑制できるため、磁気結合リアクトル3を小型化できる。
また、実施の形態1の昇圧コンバータにおいて半導体スイッチング素子4〜7のスイッチング周波数は少なくとも20kHz以上とする。これは可聴周波数範囲(20Hz〜20kHz)以上とすることで、磁性部品やコンデンサの音鳴りを防止でき、従来は必要であった音の防止にかかるコストを削減できる。
以上から、実施の形態1に係る電力変換装置において、半導体スイッチング素子4〜7をSiC−MOSFETとすることで、磁性部品、コンデンサの小型化、低コスト化だけ
でなく磁性部品、コンデンサの音鳴り抑制にかかるコストも低減できる。SiC−MOSFETは高温動作が可能なうえ、高耐圧であるため、電動車両の車載品のように、バッテリ電圧が高く(少なくとも100V以上)、高温環境下での動作が求められているアプリケーションほど効果を発揮する。
実施の形態2.
この発明の実施の形態2に係る電力変換装置について説明する。実施の形態2の電力変換装置の回路構成は、実施の形態1と同じである。
磁気結合リアクトル3のリアクトルL1とリアクトルL2の結合率をkとすると、相互インダクタンスMと自己インダクタンスL、Lとの関係は、つぎの式(9)ように表される。
Figure 2018050382
これより、式(9)を式(7)、式(8)に代入すると次式(10)となる。
Figure 2018050382
ここで、式(10)より、各相のリプル電流の最大値iL1_max,iL2_maxが電流センサの許容値以下となる条件で、入力用コンデンサ2のリプル電流実効値ic_rmsを小さくする方法としては、一般的に、自己インダクタンスLを大きくすることが考えられる。しかし、自己インダクタンスLを大きくするということは、巻き数の増加、鉄心であるコアの増加などを伴い、磁気結合リアクトル3のコスト増加、巻線増加による導通損失の増加が発生する。
そこで、この発明の実施の形態2に係る電力変換装置では、結合率kを小さくすることで、自己インダクタンスL,Lを増加させることなく、入力用コンデンサ2のリプル電流実効値ic_rmsを小さくする。
式(10)より、自己インダクタンスLが大きくても、結合率が高い場合、例えばk≒1では、リプル電流幅が増大してしまう。
図13に、昇圧率が2以上(Vo/Vi≧2)において、結合率k=0におけるリプル電流ΔIppを1としたときの、結合率kと各結合率におけるリプル電流幅との関係を示す
。リプル電流幅とは、結合率k=0成分を1としたときの規格値である。図13より、結合率が0.8を超えたあたりでリプル電流幅が飛躍的に増大することがわかる。このため、結合率は最大、0.8以下が望ましい。すなわち磁気結合リアクトル3の結合率は例えば0.8が好ましい。
このように磁気結合リアクトル3の結合率は、結合率の増加に伴う入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下とする。
以上より、電力変換器のサイズに大きく寄与するリアクトル、コンデンサを小型化するために、上記各実施の形態の電力変換装置では、昇圧コンバータに磁気結合リアクトルを備え、半導体スイッチング素子にSiC半導体を適用することで、リアクトル、コンデンサの小型化を実現する。
上記各実施の形態に係る電力変換装置では、昇圧コンバータとインバータを組み合わせた構成としているが、これに限るものではなく、例えば図14のように、昇圧コンバータと2つのインバータを組み合わせた構成でも良い。
この場合、片方(例えば電動回転機30a)は駆動用のモータであり、もう片方(例えば電動回転機30b)は発電用のモータとなる。
上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子5、7はスイッチ素子とすることで、力行動作だけでなく回生動作も可能としているが、これに限るものではなく、例えば、単純に整流ダイオードでもよく、同様の効果を奏する。
なお、上記各実施の形態では、半導体スイッチング素子4〜7はSiC-MOSFET
を使用したが、同じくワイドバンドギャップの半導体としてGaN(窒化ガリウム)を使用したものでもよい。
この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。
1 蓄電部、2 入力用コンデンサ、 3 磁気結合リアクトル、4〜7 半導体スイッチング素子(SiC−MOSFET)、8 平滑用コンデンサ、9 制御部、10〜15 半導体スイッチング素子(Si−IGBT)、 20 入力電圧検出回路、21 出力電圧検出回路、61〜63 温度検出手段
この発明に係る電力変換装置は、蓄電部に接続された昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、昇圧コンバータとインバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はSiC半導体で構成され、インバータの半導体スイッチング素子はSi半導体で構成された電力変換装置において、昇圧コンバータは、スイッチング素子として、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第1の半導体スイッチング素子および第2の半導体スイッチング素子と、第1および第2の半導体スイッチング素子より出力端子の側で、正極側と負極側の出力端子間で直列接続された第3の半導体スイッチング素子および第4の半導体スイッチング素子を有し、また第1の半導体スイッチング素子と第2の半導体スイッチング素子との接続点と蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第1の巻線と、第3の半導体スイッチング素子と第4の半導体スイッチング素子との接続点と蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第2の巻線とが、共通の鉄心に巻数比が1:1で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルが設けられており、更に一端が蓄電部の正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、他端が蓄電部の負極側の入力端子と出力端子の負極側との間に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサを備えており、且つ磁気結合リアクトルの結合率を、結合率の増加に伴う入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下にしたものである。
この発明によれば、昇圧コンバータにSiC半導体で構成された半導体スイッチング素子、インバータにSi半導体で構成された半導体スイッチング素子を使用することで、SiC半導体スイッチング素子は従来のSi半導体スイッチング素子と比べ、スイッチング速度が速いため、スイッチング損失が小さく、変換効率を落とすことなくスイッチング周波数を高周波化でき、電力変換装置のサイズに大きく寄与するリアクトルを小型化できる。また、高周波化によるリアクトルのリプル電流を低減できコンデンサも小型化することができる。一方で、インバータは高周波化による電力変換装置の小型化への寄与は小さいためSi素子とすることでコストを抑え、小型で安価な電力変換装置を提供する。特に、昇圧コンバータにSiC半導体で構成された半導体スイッチング素子を用いているので、高周波スイッチングによりリプル電流を抑制し、発熱を抑えることで、入力用コンデンサを小型化することができる。更に、同様に高周波駆動により、リアクトルの自己インダクタンスと相互インダクタンスの値が小さくてもリプル電流を抑制できるため、磁気結合リアクトルを小型化できる。

Claims (7)

  1. 蓄電部に接続された昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータの出力側に接続されたインバータと、前記昇圧コンバータと前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部とを備え、前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子はSiC半導体で構成され、前記インバータの半導体スイッチング素子はSi半導体で構成されていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記昇圧コンバータの半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は、20kHz以上であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  3. 前記蓄電部の電圧は100V以上であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  4. 前記昇圧コンバータは2相以上の多相構成であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  5. 前記昇圧コンバータは、この昇圧コンバータの出力端子の正極側と負極側の端子間で直列接続された第1の半導体スイッチング素子と第2の半導体スイッチング素子と、
    前記第1および第2の半導体スイッチング素子より前記出力端子の側で、前記正極側と前記負極側の出力端子間で直列接続された第3の半導体スイッチング素子と第4の半導体スイッチング素子と、
    前記第1の半導体スイッチング素子と前記第2の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第1の巻線と、前記第3の半導体スイッチング素子と前記第4の半導体スイッチング素子との接続点と前記蓄電部の正極側の入力端子の間に接続された第2の巻線が、共通の鉄心に巻数比が1:1で互いに逆方向に磁気結合するように巻かれた磁気結合リアクトルと、
    一端が前記蓄電部の正極側の入力端子と前記磁気結合リアクトルの入力側に接続され、他端が前記蓄電部の負極側の入力端子と前記出力端子の負極側との間に接続されたリプル電流抑制のための入力用コンデンサと、を備え、
    前記磁気結合リアクトルの結合率が、結合率の増加に伴う前記入力用コンデンサのリプル電流の急増領域を考慮した設定値以下であることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
  6. 前記磁気結合リアクトルの結合率が0.8以下であることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御部は、前記磁気結合リアクトルまたは前記入力用コンデンサの温度を検出する温度検出手段を備え、前記温度検出手段による温度があらかじめ定められた値をこえたとき前記昇圧コンバータの出力電圧を下げることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。
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