JP2019041490A - インバータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑える。【解決手段】直流電源１０と回転電機３０との間に設けられてパルス幅変調により直流／交流変換を行うインバータ２０を制御するインバータ制御装置１は、インバータが有するスイッチング素子の発熱量が規定値以下となるように上限ライン以下の領域に設定される第一領域と、リップル電圧が規定値以下となるように下限ライン以上の領域に設定される第二領域とが重なる重複領域において、直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定する。【選択図】図１
Description
本発明は、インバータ制御装置に関する。
直流電源と交流の回転電機との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するために、インバータが利用されている。このようなインバータとして、直流電源と並列に平滑コンデンサが接続されるとともに、キャリア周波数に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものが利用されている。そして、かかる構成のインバータを制御するインバータ制御装置の一例が、例えば特開２０１６−１９７９３３号公報（特許文献１）に開示されている。
特許文献１のインバータ制御装置は、パルス幅変調のキャリア周波数を可変に設定することができるように構成されている。具体的には、当該制御装置は、モータ損失を低減させる目的で、変調率が高いほどパルス幅変調のキャリア周波数を高く設定するように構成されている。
しかし、直流電源、平滑コンデンサ、インバータ、回転電機、及びインバータ制御装置を含む回転電機駆動システムを構築するにあたっては、モータ損失を低減させること以外にも、種々の要求事項が存在する。例えば、システム全体の小型化を図ることは、一般的な要求事項の１つとして挙げられる。システムを小型化するためにはできるだけ低容量の平滑コンデンサを用いることが好ましいが、平滑コンデンサを低容量化すればリップル電圧が大きくなる。パルス幅変調のキャリア周波数を高くすれば、リップル電圧を抑えつつ平滑コンデンサを低容量化することも可能ではあるが、この場合、スイッチング損失が増大してスイッチング素子の耐熱性が問題となり得る。このように、システムを小型化しながらのリップル電圧の抑制と、素子耐熱の確保という、相反する要求事項が存在するところ、そのような観点に基づく制御装置構成に関しては、特許文献１には一切記載がない。
システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることを可能とするインバータ制御装置の実現が望まれる。
本開示に係るインバータ制御装置は、
直流電源と交流の回転電機との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記直流電源と並列に平滑コンデンサが接続され、前記インバータは、キャリア周波数に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものであり、
前記インバータが有するスイッチング素子の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる上限ライン以下の領域である第一領域と、前記スイッチング素子のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる下限ライン以上の領域である第二領域と、が重なる重複領域において、前記直流電源の電圧に応じて前記キャリア周波数を可変に設定する。
直流電源と交流の回転電機との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記直流電源と並列に平滑コンデンサが接続され、前記インバータは、キャリア周波数に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものであり、
前記インバータが有するスイッチング素子の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる上限ライン以下の領域である第一領域と、前記スイッチング素子のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる下限ライン以上の領域である第二領域と、が重なる重複領域において、前記直流電源の電圧に応じて前記キャリア周波数を可変に設定する。
一般にスイッチング素子の発熱量は直流電源の電圧及びスイッチングの頻度に応じて大きくなる。直流電源の電圧が高くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数を低くすることで、スイッチング損失を低減してスイッチング素子の発熱を抑えることができる。よって、素子耐熱に応じた上限ラインを設定し、その上限ライン以下の領域（第一領域）で直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定することで、スイッチング素子の素子耐熱を確保することができる。
一方、リップル電圧は、直流電源の電圧及びパルス幅変調のキャリア周波数の両方に反比例する。直流電源の電圧が低くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数を高くすることで、リップル電圧を小さく抑えることができる。よって、許容できるリップル電圧に応じた下限ラインを設定し、その下限ライン以上の領域（第二領域）で直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定することで、リップル電圧を小さく抑えることができる。キャリア周波数の設定によってリップル電圧を小さく抑えられるので、低容量の平滑コンデンサを用いることができ、平滑コンデンサの低容量化によってシステム全体の小型化を図ることができる。
そして、第一領域と第二領域とが重なる重複領域で直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定することで、システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることが可能となる。
一方、リップル電圧は、直流電源の電圧及びパルス幅変調のキャリア周波数の両方に反比例する。直流電源の電圧が低くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数を高くすることで、リップル電圧を小さく抑えることができる。よって、許容できるリップル電圧に応じた下限ラインを設定し、その下限ライン以上の領域（第二領域）で直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定することで、リップル電圧を小さく抑えることができる。キャリア周波数の設定によってリップル電圧を小さく抑えられるので、低容量の平滑コンデンサを用いることができ、平滑コンデンサの低容量化によってシステム全体の小型化を図ることができる。
そして、第一領域と第二領域とが重なる重複領域で直流電源の電圧に応じてキャリア周波数を可変に設定することで、システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることが可能となる。
本開示に係る技術のさらなる特徴と利点は、図面を参照して記述する以下の例示的かつ非限定的な実施形態の説明によってより明確になるであろう。
インバータ制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。本実施形態では、車両の駆動力源となる回転電機３０を駆動制御する回転電機駆動システム１００に備えられるインバータ制御装置１（CTRL）を例として説明する。図１に示すように、インバータ制御装置１は、直流電源１０と交流の回転電機３０との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するインバータ２０を制御する。
直流電源１０は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の充電可能な二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタ等により構成されている。直流電源１０は、第一電圧Ｖ１以上第二電圧Ｖ２以下の範囲内のいずれかの大きさの電圧を出力する。本実施形態のように回転電機３０が車両の駆動力源である場合、直流電源１０は、大電圧大容量の直流電源であり、定格の電源電圧は、例えば２００〜４００［Ｖ］である。このような場合には、２００［Ｖ］が第一電圧Ｖ１の一例であり、４００［Ｖ］が第二電圧Ｖ２の一例である。
直流電源１０には、当該直流電源１０と並列に、平滑コンデンサ１５が接続されている。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０の直流側に接続されており、直流電源１０の正極と負極との間の電圧（以下、「直流リンク電圧Ｖｄｃ」と言う。）を平滑化する。
インバータ２０は、直流電源１０と交流の回転電機３０との間に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。インバータ２０は、複数（本例では３つ）のアーム２２を備えたブリッジ回路により構成されている。回転電機３０が３相交流式である場合には、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に対応するステータコイル３２のそれぞれにアーム２２が対応したブリッジ回路が構成される。各アーム２２は直列に接続された２つのスイッチング素子２４（正極側に位置する上段側スイッチング素子，負極側に位置する下段側スイッチング素子）を備えている。各アーム２２は、それら２つのスイッチング素子２４どうしの接続点で、回転電機３０の３相のステータコイル３２にそれぞれ接続されている。
スイッチング素子２４としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）、ＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）等の、高周波での動作が可能なパワー半導体素子を用いることができる。本実施形態では、スイッチング素子２４としてＩＧＢＴが用いられている。各スイッチング素子２４には、負極から正極へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、フリーホイールダイオード２６が並列に接続されている。
インバータ２０は、インバータ制御装置１により制御される。インバータ制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置１は、車両内の上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）９０（VHL-ECU）等の他の制御装置等から要求信号として提供される回転電機３０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた公知の電流フィードバック制御を行って、インバータ２０を介して回転電機３０を制御する。
回転電機３０の各相のステータコイル３２を流れる実電流は電流センサ４２により検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、回転電機３０のロータの各時点での磁極位置やロータの回転速度は、例えばレゾルバ等の回転センサ４４により検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。インバータ制御装置１は、電流センサ４２及び回転センサ４４の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。
各スイッチング素子２４の制御端子（例えばＩＧＢＴのゲート端子）は、ドライブ回路５（DRV）を介してインバータ制御装置１に接続されている。インバータ制御装置１はスイッチング制御信号を生成し、各スイッチング素子２４をそれぞれ個別にスイッチング制御する。なお、車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置１の動作電圧は例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］であり、車両に搭載された低圧バッテリ（例えば１２〜２４［Ｖ］；図示せず）からの電力供給を受けて動作する。
このように、インバータ２０とインバータ制御装置１とでは動作電圧が大きく異なるため、回転電機駆動システム１００にはドライブ回路５が備えられている。インバータ制御装置１により生成されたスイッチング制御信号（ＩＧＢＴの場合、ゲート駆動信号）は、ドライブ回路５を介してインバータ２０に供給される。ドライブ回路５は、各スイッチング素子２４に対するスイッチング制御信号の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流等、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。
インバータ２０は、キャリア周波数ｆｃに基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行う。インバータ制御装置１は、キャリア周波数ｆｃに基づくパルス幅変調によりインバータ２０をスイッチング制御する。図２は、１相の電圧指令ｖ＊がパルス幅変調される原理を示している。図２に示すように、電圧指令ｖ＊と、パルス幅変調のためのキャリアＣＷとの比較により、電圧指令ｖ＊がパルス信号ＰＷ（変調パルス）に変換される。キャリアＣＷの周期ＴＰの逆数がキャリア周波数ｆｃである。図２から明らかなように、キャリア周波数ｆｃが高くなると（キャリアＣＷの周期ＴＰが短くなると）、電圧指令ｖ＊の１周期においてより多くのパルス信号ＰＷが生成されることになる。
回転電機駆動システム１００の小型化を図ることは、一般的な要求事項の１つとして挙げられる。システムを小型化するためにはできるだけ低容量の平滑コンデンサ１５を用いることが好ましいが、平滑コンデンサ１５を低容量化すればリップル電圧が大きくなる。このため、リップル電圧を抑えつつ平滑コンデンサ１５を低容量化することが求められる。
ここで、平滑コンデンサ１５の容量Ｃ、リップル電圧Ｖｒｐ、インバータ２０の直流側を流れる直流電流ｉ、及びキャリア周波数ｆｃの間には、以下の関係が成立する。
Ｃ＝ｉ／（Ｖｒｐ・２ｆｃ） ・・・（式１）
また、直流電流ｉと直流リンク電圧Ｖｄｃとを乗算したものが直流電力Ｐｗであるから、式１は、以下のように書き換えることができる。
Ｃ＝Ｐｗ／（Ｖｒｐ・Ｖｄｃ・２ｆｃ） ・・・（式２）
この式２から、直流電力Ｐｗ及びリップル電圧Ｖｒｐが一定であれば、直流リンク電圧Ｖｄｃを高くすること、又は、キャリア周波数ｆｃを高くすることによって、平滑コンデンサ１５を低容量化できることが分かる。
Ｃ＝ｉ／（Ｖｒｐ・２ｆｃ） ・・・（式１）
また、直流電流ｉと直流リンク電圧Ｖｄｃとを乗算したものが直流電力Ｐｗであるから、式１は、以下のように書き換えることができる。
Ｃ＝Ｐｗ／（Ｖｒｐ・Ｖｄｃ・２ｆｃ） ・・・（式２）
この式２から、直流電力Ｐｗ及びリップル電圧Ｖｒｐが一定であれば、直流リンク電圧Ｖｄｃを高くすること、又は、キャリア周波数ｆｃを高くすることによって、平滑コンデンサ１５を低容量化できることが分かる。
その一方で、スイッチング素子２４の発熱量は、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従って大きくなり、キャリア周波数ｆｃが高くなるに従って大きくなる。上記のように直流リンク電圧Ｖｄｃやキャリア周波数ｆｃの設定によって平滑コンデンサ１５を低容量化しつつより大きなリップル電圧を抑えようとすれば、スイッチング素子２４の耐熱性が問題となり得る。つまり、回転電機駆動システム１００を小型化しながらのリップル電圧の抑制と、素子耐熱の確保とは、互いに背反する事項となり得、これらの相反する要求事項を共に満足させることが求められる。
この点を考慮し、本実施形態のインバータ制御装置１は、リップル電圧の抑制と素子耐熱の確保とを共に遵守可能な範囲内で、直流電源１０の電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数ｆｃを可変に設定する。より具体的には、直流リンク電圧Ｖｄｃとキャリア周波数ｆｃとの関係を規定した２次元マップにおいて、素子耐熱を確保可能な第一領域Ｒ１（図３を参照）と、リップル電圧を抑制可能な第二領域Ｒ２（図４を参照）とが設定される。そして、インバータ制御装置１は、第一領域Ｒ１と第二領域Ｒ２とが重なる重複領域Ｒｏ（図５を参照）において、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じてキャリア周波数ｆｃを可変に設定する。
第一領域Ｒ１は、インバータ２０が有するスイッチング素子２４の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域である。スイッチング素子２４の発熱量に関する前記規定値は、例えば許容可能なスイッチング素子２４の最高温度や、冷却装置が設けられる場合における冷却液温度等に基づいて設定される。上述したように、スイッチング素子２４の発熱量は、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従って大きくなり、キャリア周波数ｆｃが高くなるに従って大きくなる。このため、図３に示すように、前記規定値に応じた上限ラインＬｕが、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが低くなるように定まり、当該上限ラインＬｕ以下の領域が第一領域Ｒ１となる。第一領域Ｒ１では、直流リンク電圧Ｖｄｃが比較的低い場合だけでなく、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなってもそれに応じてパルス幅変調のキャリア周波数ｆｃを低くすることで、スイッチング損失を低減することができる。よって、スイッチング素子２４の発熱を抑えることができ、素子耐熱を確保することができる。
第二領域Ｒ２は、スイッチング素子２４のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域である。リップル電圧に関する前記規定値は、例えば要求される制御精度等に基づいて設定される。上述した式２は以下のように書き換えることができ、
Ｖｒｐ＝Ｐｗ／（Ｃ・Ｖｄｃ・２ｆｃ） ・・・（式３）
リップル電圧Ｖｒｐは、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなるに従って大きくなり、キャリア周波数ｆｃが低くなるに従って大きくなる。このため、図４に示すように、前記規定値に応じた下限ラインＬｌが、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが高くなる（言い換えれば、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが低くなる）ように定まり、当該下限ラインＬｌ以上の領域が第二領域Ｒ２となる。第二領域Ｒ２では、直流リンク電圧Ｖｄｃが比較的高い場合だけでなく、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなってもそれに応じてパルス幅変調のキャリア周波数ｆｃを高くすることで、リップル電圧を許容範囲内に抑えることができる。
Ｖｒｐ＝Ｐｗ／（Ｃ・Ｖｄｃ・２ｆｃ） ・・・（式３）
リップル電圧Ｖｒｐは、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなるに従って大きくなり、キャリア周波数ｆｃが低くなるに従って大きくなる。このため、図４に示すように、前記規定値に応じた下限ラインＬｌが、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが高くなる（言い換えれば、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが低くなる）ように定まり、当該下限ラインＬｌ以上の領域が第二領域Ｒ２となる。第二領域Ｒ２では、直流リンク電圧Ｖｄｃが比較的高い場合だけでなく、直流リンク電圧Ｖｄｃが低くなってもそれに応じてパルス幅変調のキャリア周波数ｆｃを高くすることで、リップル電圧を許容範囲内に抑えることができる。
なお、式３から理解できるように、リップル電圧Ｖｒｐは、平滑コンデンサ１５の容量Ｃにも依存して変化する。すなわち、リップル電圧Ｖｒｐは、直流リンク電圧Ｖｄｃやキャリア周波数ｆｃが同一であれば、平滑コンデンサ１５の容量Ｃが大きいほど小さく、平滑コンデンサ１５の容量Ｃが小さくなるに従って大きくなる。図４のマップとの関係では、平滑コンデンサ１５の容量Ｃが大きいほど下限ラインＬｌが下方に位置し、平滑コンデンサ１５の容量Ｃが小さくなるに従って下限ラインＬｌが上方に位置するようになる。なお、図４の例では、中程度の容量Ｃの平滑コンデンサ１５に対応する第二領域Ｒ２を、ハッチング付きで表示している。
平滑コンデンサ１５の容量Ｃは、リップル電圧を考慮した下限ラインＬｌが、素子耐熱を考慮した上限ラインＬｕよりも下方に位置することになるように設定されている。平滑コンデンサ１５の容量Ｃは、下限ラインＬｌが上限ラインＬｕよりも下方に位置することになるとの制約の下、ある程度の余裕代も加味しつつ、極力小さくなるように設定されている。一例として、平滑コンデンサ１５の容量Ｃは、下限ラインＬｌが、上限ラインＬｕよりも例えば２００〜１０００［Ｈｚ］相当分だけ下方（低周波数側）に位置することになるように設定されている。
平滑コンデンサ１５の容量Ｃを上記のように設定することで、図５に示すように、第一領域Ｒ１と第二領域Ｒ２とが重なる重複領域Ｒｏが存在することになる。重複領域Ｒｏは、リップル電圧を考慮した下限ラインＬｌよりも上方であって、素子耐熱を考慮した上限ラインＬｕよりも下方に位置する領域である。上述したように、直流電源１０は、第一電圧Ｖ１以上第二電圧Ｖ２以下の範囲内のいずれかの大きさの電圧を出力する。本実施形態では、通常想定される直流電源１０の最小電圧である第一電圧Ｖ１に応じて下限ラインＬｌにより定まる第一周波数ｆ１よりも、通常想定される直流電源１０の最大電圧である第二電圧Ｖ２に応じて上限ラインＬｕにより定まる第二周波数ｆ２が低くなっている。このため、重複領域Ｒｏは、全体としても、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが低くなる帯状領域となっている。但し、そのような構成に限定されることなく、第一周波数ｆ１よりも第二周波数ｆ２が高い構成が排除される訳ではない。
インバータ制御装置１は、直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなるに従ってキャリア周波数ｆｃが低くなる帯状の重複領域Ｒｏにおいて、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じてキャリア周波数ｆｃを可変に設定する。概略的には、インバータ制御装置１は、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて、直流リンク電圧Ｖｄｃが大きくなるに従ってキャリア周波数ｆｃを小さくする。インバータ制御装置１は、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じてキャリア周波数ｆｃを段階的に変更しても良いし、直線的に変更しても良い。
本実施形態では、少なくとも重複領域Ｒｏが生じる程度に低容量で小型の平滑コンデンサ１５を用いるとともに、重複領域Ｒｏにおいて直流リンク電圧Ｖｄｃに応じてキャリア周波数ｆｃを可変に設定する。これにより、回転電機駆動システム１００の全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子２４の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることができる。
なお、本明細書において開示された実施形態は全ての点で例示であって、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で適宜改変することが可能である。
〔実施形態の概要〕
以上をまとめると、本開示に係るインバータ制御装置は、好適には、以下の各構成を備える。
以上をまとめると、本開示に係るインバータ制御装置は、好適には、以下の各構成を備える。
直流電源（１０）と交流の回転電機（３０）との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するインバータ（２０）を制御するインバータ制御装置（１）であって、
前記直流電源（１０）と並列に平滑コンデンサ（１５）が接続され、前記インバータ（２０）は、キャリア周波数（ｆｃ）に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものであり、
前記インバータ（２０）が有するスイッチング素子（２４）の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が高くなるに従って前記キャリア周波数（ｆｃ）が低くなる上限ライン（Ｌｕ）以下の領域である第一領域（Ｒ１）と、前記スイッチング素子（２４）のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が高くなるに従って前記キャリア周波数（ｆｃ）が低くなる下限ライン（Ｌｌ）以上の領域である第二領域（Ｒ２）と、が重なる重複領域（Ｒｏ）において、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じて前記キャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定する。
前記直流電源（１０）と並列に平滑コンデンサ（１５）が接続され、前記インバータ（２０）は、キャリア周波数（ｆｃ）に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものであり、
前記インバータ（２０）が有するスイッチング素子（２４）の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が高くなるに従って前記キャリア周波数（ｆｃ）が低くなる上限ライン（Ｌｕ）以下の領域である第一領域（Ｒ１）と、前記スイッチング素子（２４）のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が高くなるに従って前記キャリア周波数（ｆｃ）が低くなる下限ライン（Ｌｌ）以上の領域である第二領域（Ｒ２）と、が重なる重複領域（Ｒｏ）において、前記直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じて前記キャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定する。
一般にスイッチング素子（２４）の発熱量は直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）及びスイッチングの頻度に応じて大きくなる。直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が高くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数（ｆｃ）を低くすることで、スイッチング損失を低減してスイッチング素子（２４）の発熱を抑えることができる。よって、素子耐熱に応じた上限ライン（Ｌｕ）を設定し、その上限ライン（Ｌｕ）以下の領域（第一領域（Ｒ１））で直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定することで、スイッチング素子（２４）の素子耐熱を確保することができる。
一方、リップル電圧は、直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）及びパルス幅変調のキャリア周波数（ｆｃ）の両方に反比例する。直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が低くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数（ｆｃ）を高くすることで、リップル電圧を小さく抑えることができる。よって、許容できるリップル電圧に応じた下限ライン（Ｌｌ）を設定し、その下限ライン（Ｌｌ）以上の領域（第二領域（Ｒ２））で直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定することで、リップル電圧を小さく抑えることができる。キャリア周波数（ｆｃ）の設定によってリップル電圧を小さく抑えられるので、低容量の平滑コンデンサ（１５）を用いることができ、平滑コンデンサ（１５）の低容量化によってシステム全体の小型化を図ることができる。
そして、第一領域（Ｒ１）と第二領域（Ｒ２）とが重なる重複領域（Ｒｏ）で直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定することで、システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子（２４）の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることが可能となる。
一方、リップル電圧は、直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）及びパルス幅変調のキャリア周波数（ｆｃ）の両方に反比例する。直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）が低くなっても、それに応じてパルス幅変調のキャリア周波数（ｆｃ）を高くすることで、リップル電圧を小さく抑えることができる。よって、許容できるリップル電圧に応じた下限ライン（Ｌｌ）を設定し、その下限ライン（Ｌｌ）以上の領域（第二領域（Ｒ２））で直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定することで、リップル電圧を小さく抑えることができる。キャリア周波数（ｆｃ）の設定によってリップル電圧を小さく抑えられるので、低容量の平滑コンデンサ（１５）を用いることができ、平滑コンデンサ（１５）の低容量化によってシステム全体の小型化を図ることができる。
そして、第一領域（Ｒ１）と第二領域（Ｒ２）とが重なる重複領域（Ｒｏ）で直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じてキャリア周波数（ｆｃ）を可変に設定することで、システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子（２４）の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることが可能となる。
一態様として、
前記平滑コンデンサ（１５）の容量（Ｃ）が、前記下限ライン（Ｌｌ）が前記上限ライン（Ｌｕ）よりも下方に位置することになるように設定されていることが好ましい。
前記平滑コンデンサ（１５）の容量（Ｃ）が、前記下限ライン（Ｌｌ）が前記上限ライン（Ｌｕ）よりも下方に位置することになるように設定されていることが好ましい。
この構成によれば、確実に重複領域（Ｒｏ）を生じさせることができ、直流電源（１０）の電圧（Ｖｄｃ）に応じたキャリア周波数（ｆｃ）の可変設定により、システム全体の小型化を図りつつ、スイッチング素子（２４）の発熱やスイッチングに伴うリップル電圧を小さく抑えることができる。
一態様として、
前記直流電源（１０）は、第一電圧（Ｖ１）以上第二電圧（Ｖ２）以下の範囲内のいずれかの大きさの電圧（Ｖｄｃ）を出力するものであり、
前記第二電圧（Ｖ２）に応じて前記上限ライン（Ｌｕ）により定まる前記キャリア周波数（ｆ２）が、前記第一電圧（Ｖ１）に応じて前記下限ライン（Ｌｌ）により定まる前記キャリア周波数（ｆ１）よりも低いことが好ましい。
前記直流電源（１０）は、第一電圧（Ｖ１）以上第二電圧（Ｖ２）以下の範囲内のいずれかの大きさの電圧（Ｖｄｃ）を出力するものであり、
前記第二電圧（Ｖ２）に応じて前記上限ライン（Ｌｕ）により定まる前記キャリア周波数（ｆ２）が、前記第一電圧（Ｖ１）に応じて前記下限ライン（Ｌｌ）により定まる前記キャリア周波数（ｆ１）よりも低いことが好ましい。
この構成によれば、第二電圧（Ｖ２）に応じて上限ライン（Ｌｕ）により定まるキャリア周波数（ｆ２）が第一電圧（Ｖ１）に応じて下限ライン（Ｌｌ）により定まるキャリア周波数（ｆ１）よりも高いような構成に比べて、下限ライン（Ｌｌ）を上限ライン（Ｌｕ）に近づけることができる。よって、より低容量で小型の平滑コンデンサ（１５）を用いることができ、システム全体をさらに小型化することができる。
本開示に係るインバータ制御装置は、上述した各効果のうち、少なくとも１つを奏することができれば良い。
１ インバータ制御装置
１０ 直流電源
１５ 平滑コンデンサ
２０ インバータ
２４ スイッチング素子
３０ 回転電機
Ｖｄｃ 直流リンク電圧（直流電源の電圧）
Ｖ１ 第一電圧
Ｖ２ 第二電圧
Ｃ 容量
ｆｃ キャリア周波数
ｆ１ 第一周波数（第一電圧に応じて下限ラインにより定まるキャリア周波数）
ｆ２ 第二周波数（第二電圧に応じて上限ラインにより定まるキャリア周波数）
Ｌｕ 上限ライン
Ｌｌ 下限ライン
Ｒ１ 第一領域
Ｒ２ 第二領域
Ｒｏ 重複領域
１０ 直流電源
１５ 平滑コンデンサ
２０ インバータ
２４ スイッチング素子
３０ 回転電機
Ｖｄｃ 直流リンク電圧（直流電源の電圧）
Ｖ１ 第一電圧
Ｖ２ 第二電圧
Ｃ 容量
ｆｃ キャリア周波数
ｆ１ 第一周波数（第一電圧に応じて下限ラインにより定まるキャリア周波数）
ｆ２ 第二周波数（第二電圧に応じて上限ラインにより定まるキャリア周波数）
Ｌｕ 上限ライン
Ｌｌ 下限ライン
Ｒ１ 第一領域
Ｒ２ 第二領域
Ｒｏ 重複領域
Claims (3)
- 直流電源と交流の回転電機との間に設けられて直流と交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記直流電源と並列に平滑コンデンサが接続され、前記インバータは、キャリア周波数に基づくパルス幅変調により直流から交流への電力の変換を行うものであり、
前記インバータが有するスイッチング素子の発熱量が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる上限ライン以下の領域である第一領域と、前記スイッチング素子のスイッチングにより生じるリップル電圧が予め定められた規定値以下となるように設定された領域であって、前記直流電源の電圧が高くなるに従って前記キャリア周波数が低くなる下限ライン以上の領域である第二領域と、が重なる重複領域において、前記直流電源の電圧に応じて前記キャリア周波数を可変に設定するインバータ制御装置。 - 前記平滑コンデンサの容量が、前記下限ラインが前記上限ラインよりも下方に位置することになるように設定されている請求項１に記載のインバータ制御装置。
- 前記直流電源は、第一電圧以上第二電圧以下の範囲内のいずれかの大きさの電圧を出力するものであり、
前記第二電圧に応じて前記上限ラインにより定まる前記キャリア周波数が、前記第一電圧に応じて前記下限ラインにより定まる前記キャリア周波数よりも低い請求項１又は２に記載のインバータ制御装置。
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