JP7196880B2 - 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法 - Google Patents

電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法 Download PDF

Info

Publication number
JP7196880B2
JP7196880B2 JP2020101831A JP2020101831A JP7196880B2 JP 7196880 B2 JP7196880 B2 JP 7196880B2 JP 2020101831 A JP2020101831 A JP 2020101831A JP 2020101831 A JP2020101831 A JP 2020101831A JP 7196880 B2 JP7196880 B2 JP 7196880B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
reactor
current
phase
boost converter
operating state
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2020101831A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2021197793A (ja
Inventor
智彦 金子
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Priority to JP2020101831A priority Critical patent/JP7196880B2/ja
Priority to US17/232,713 priority patent/US11444536B2/en
Priority to DE102021109890.4A priority patent/DE102021109890A1/de
Priority to CN202110619785.0A priority patent/CN113809919B/zh
Publication of JP2021197793A publication Critical patent/JP2021197793A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7196880B2 publication Critical patent/JP7196880B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16533—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application
    • G01R19/16538—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application in AC or DC supplies
    • G01R19/16542—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application in AC or DC supplies for batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/42—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/42—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils
    • H01F27/422—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils for instrument transformers
    • H01F27/427—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils for instrument transformers for current transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/30—Hydrogen technology
    • Y02E60/50—Fuel cells

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

本発明は、入力された直流電力を昇圧する昇圧コンバータを有する電力供給システム、そのような昇圧コンバータを制御する制御装置、及び昇圧コンバータが有するリアクトルに流れるリアクトル電流を測定するリアクトル電流測定方法に関する。
燃料電池などの直流電源から供給される直流電力を昇圧するために、昇圧型のＤＣ－ＤＣコンバータ（以下、単に昇圧コンバータと呼ぶ）が利用されることがある。このような昇圧コンバータは、例えば、リアクトルと、スイッチング素子を有する。そして、スイッチング素子のスイッチング周期に対する、スイッチング素子がオンとなる期間の比であるデューティ比を制御することで、リアクトルを流れる電流（以下、単にリアクトル電流と呼ぶことがある）が制御され、その結果として昇圧コンバータに入力される電圧に対する昇圧コンバータから出力される電圧の昇圧比が制御される。そのため、昇圧比を適切に制御するためには、リアクトル電流を正確に測定することが求められる。そこで、昇圧コンバータのリアクトル電流を測定する技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
例えば、特許文献１に記載された燃料電池システムは、燃料電池と負荷との間に設けられて燃料電池の出力を昇圧するコンバータとコントロールユニットとを有する。そしてコントロールユニットが、コンバータ内のリアクトルを流れるリアクトル電流の指令値または／及び測定値を用いて算出したフィードフォワード・デューティ及びフィードバック・デューティからコンバータに対するデューティ比指令値を決定する。その際、コントロールユニットは、低負荷運転時においては、リアクトル電流の測定値として、オン・デューティである期間中の中間のタイミングで測定した中点測定値に所定の係数を乗じたものを設定する。
国際公開第２０１３／０９８９９９号
上記の技術では、低負荷運転時のように、スイッチング周期中においてリアクトル電流が流れない状態となる期間が存在する、いわゆる不連続モードで昇圧コンバータが動作するときに、リアクトル電流の中点測定値に所定の係数を乗じることで得られる値が、リアクトル電流の測定値として改めて設定される。これにより、フィードバック制御に使用するリアクトル電流の測定値と実電流の平均値との乖離を抑制することが図られる。
しかしながら、昇圧コンバータとして、二つのリアクトルが互いに磁気結合可能なように配置される、いわゆる磁気結合型の昇圧コンバータでは、昇圧コンバータが不連続モードで動作する場合であっても、昇圧コンバータの動作状態に応じてリアクトル電流の波形が異なるものとなる。そこで、磁気結合型の昇圧コンバータのリアクトル電流をより精度良く測定する手法が求められている。
そこで、本発明は、磁気結合型の昇圧コンバータのリアクトル電流の測定精度を向上することが可能な電力供給システムを提供することを目的とする。
本発明の一つの形態によれば、電力供給システムが提供される。この電力供給システムは、直流電力を供給する電源と、電源から供給される直流電力を昇圧する昇圧コンバータと、昇圧コンバータへの入力電圧を測定する第１の電圧計と、昇圧コンバータからの出力電圧を測定する第２の電圧計と、昇圧コンバータを制御する制御装置とを有する。昇圧コンバータは、電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、第１のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、第２のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子とを有する。そして、制御装置は、第１のリアクトル及び第２のリアクトルの自己インダクタンスと、第１のリアクトルと第２のリアクトル間の相互インダクタンスとを記憶する記憶部と、所定のスイッチング周期ごとに、設定したデューティ比で第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとを交互に切り替える制御部と、スイッチング周期における、第１のリアクトル及び第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの昇圧コンバータの現在の動作状態を、出力電圧に対する入力電圧の比、デューティ比、自己インダクタンス及び相互インダクタンスに基づいて判定する動作状態判定部と、入力電圧と、出力電圧と、デューティ比とに基づいて、昇圧コンバータの現在の動作状態に対応するリアクトル電流の波形に従って所定のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定する電流測定部とを有する。
この電力供給システムは、第１のリアクトルに流れるリアクトル電流を測定する電流計をさらに有することが好ましい。そして制御装置の記憶部は、昇圧コンバータの複数の動作状態のそれぞれについて、その動作状態における、入力電圧、出力電圧及びデューティ比の組み合わせごとにスイッチング周期内の所定のタイミングにおけるリアクトル電流の値とリアクトル電流の平均値間のオフセット値をさらに記憶し、制御装置の電流測定部は、その所定のタイミングにおけるリアクトル電流の測定値に、昇圧コンバータの現在の動作状態における入力電圧、出力電圧及びデューティ比の組み合わせに対応するオフセット値を加えることでリアクトル電流の平均値を測定することが好ましい。
あるいは、この電力供給システムにおいて、制御装置の記憶部は、昇圧コンバータの複数の動作状態のそれぞれについて、その動作状態における、入力電圧、出力電圧及びデューティ比の組み合わせごとにリアクトル電流の平均値の基準値をさらに記憶し、制御装置の電流測定部は、昇圧コンバータの現在の動作状態における入力電圧、出力電圧及びデューティ比の組み合わせに対応するリアクトル電流の平均値の基準値を、リアクトル電流の平均値として測定することが好ましい。
さらに、この電力供給システムにおいて、昇圧コンバータの複数の動作状態のそれぞれについてのリアクトル電流の波形は、第１のリアクトルと第２のリアクトルとの間の相互作用の有無及びその相互作用による、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフの組み合わせにおけるリアクトル電流の増加または減少により規定され、
制御装置の動作状態判定部は、出力電圧に対する入力電圧の比、デューティ比、自己インダクタンス及び相互インダクタンスに基づいて、複数の動作状態のそれぞれごとに、その動作状態についてのリアクトル電流の波形が成立する判定条件が満たされるか否か判定し、その判定条件を満たす動作状態を、昇圧コンバータの現在の動作状態とすることが好ましい。
本発明の他の形態によれば、直流電力を供給する電源から供給される直流電力を昇圧する昇圧コンバータを制御する制御装置が提供される。この制御装置が制御する昇圧コンバータは、電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、第１のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、第２のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子とを有する。そして制御装置は、第１のリアクトル及び第２のリアクトルの自己インダクタンスと、第１のリアクトルと第２のリアクトル間の相互インダクタンスとを記憶する記憶部と、所定のスイッチング周期ごとに、設定したデューティ比で第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとを交互に切り替える制御部と、スイッチング周期における、第１のリアクトル及び第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの昇圧コンバータの現在の動作状態を、第２の電圧計により測定される昇圧コンバータからの出力電圧に対する第１の電圧計により測定される昇圧コンバータへの入力電圧の比、デューティ比、自己インダクタンス及び相互インダクタンスに基づいて判定する動作状態判定部と、入力電圧と、出力電圧と、デューティ比とに基づいて、昇圧コンバータの現在の動作状態に対応するリアクトル電流の波形に従ってスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定する電流測定部とを有する。
本発明のさらに他の変形例によれば、直流電力を供給する電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、第１のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、第２のリアクトルの電源に接続される側の一端と反対側の第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子とを有する昇圧コンバータにおいて第１のリアクトル及び第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流を測定する測定方法が提供される。このリアクトル電流測定方法は、第１の電圧計により測定された昇圧コンバータへの入力電圧を取得し、第２の電圧計により測定された昇圧コンバータからの出力電圧を取得し、設定したデューティ比で第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとが交互に切り替えられる所定のスイッチング周期における、リアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの昇圧コンバータの現在の動作状態を、出力電圧に対する入力電圧の比、デューティ比、第１のリアクトル及び第２のリアクトルの自己インダクタンス及び第１のリアクトルと第２のリアクトル間の相互インダクタンスに基づいて判定し、入力電圧と、出力電圧と、デューティ比とに基づいて、昇圧コンバータの現在の動作状態に対応するリアクトル電流の波形に従ってスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定する、ことを含む。
本発明に係る電力供給システムは、磁気結合型の昇圧コンバータのリアクトル電流の測定精度を向上できるという効果を奏する。
一つの実施形態による電力供給システムの概略構成図である。 リアクトル電流測定処理を含む昇圧コンバータの制御処理に関する、コントローラのプロセッサの機能ブロック図である。 昇圧コンバータの等価回路図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちの一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちの他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータが不連続モードで動作する動作状態のうちのさらに他の一つについてのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータからの出力電圧に対する昇圧コンバータへの入力電圧の比とデューティ比の組み合わせに対する、各動作状態の分布を表す図である。 リアクトル電流を測定した昇圧コンバータの動作点を表すテーブルを示す図である。 （ａ）～（ｆ）は、それぞれ、図１４に示される各動作点についてのリアクトル電流の波形の計算結果と実際の波形の測定結果とを示す図である。 本実施形態による、リアクトル電流測定処理を含む、昇圧コンバータの制御処理の動作フローチャートである。 昇圧コンバータの何れかの相に逆電流が流れる昇圧コンバータの動作状態のうちの一つにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。 昇圧コンバータの何れかの相に逆電流が流れる昇圧コンバータの動作状態のうちの他の一つにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。 変形例による、昇圧コンバータからの出力電圧に対する昇圧コンバータへの入力電圧の比とデューティ比の組み合わせに対する、各動作状態の分布を表す図である。
以下、図を参照しつつ、昇圧コンバータを有する電力供給システム、昇圧コンバータを制御する制御装置、及び、その電力供給システムで実行されるリアクトル電流測定処理について説明する。この電力供給システムは、磁気結合型の昇圧コンバータを有し、その昇圧コンバータが有する二つのリアクトルに流れるリアクトル電流を測定する。その際、この電力供給システムは、昇圧コンバータに入力される電圧（以下、単に入力電圧と呼ぶことがある）及び昇圧コンバータから出力される電圧（以下、単に出力電圧と呼ぶことがある）を測定する。そしてこの電力供給システムは、リアクトル電流の波形が異なる昇圧コンバータの複数の動作状態のうちの現在の動作状態を、入力電圧の測定値と出力電圧の測定値の比、及び、昇圧コンバータが有するスイッチング素子のデューティ比、各リアクトルの自己インダクタンス及び相互インダクタンスに基づいて判定する。そしてこの電力供給システムは、判定した動作状態に相当するリアクトル電流の波形に応じて、昇圧コンバータが有するスイッチング素子のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定する。
図１は、一つの実施形態による電力供給システムの概略構成図である。図１に示されるように、電力供給システム１は、電源２と、昇圧コンバータ３と、二つの電圧計４、５と、二つの電流計６、７と、コントローラ８とを有する。そして電力供給システム１は、電源２から供給される直流電力を昇圧コンバータ３により昇圧し、昇圧された直流電力を負荷回路９へ供給する。なお、図１に示される例では、電源２に接続される昇圧コンバータ３の数は一つであるが、電源２に対して並列に複数の昇圧コンバータが接続されてもよい。そしてコントローラ８が複数の昇圧コンバータを制御してもよい。この場合には、昇圧コンバータごとに、図１に示されるようにその昇圧コンバータに対して接続される二つの電圧計及び二つの電流計が設けられればよい。
電源２は、直流電力を供給する電源であり、本実施形態では、燃料電池とすることができる。なお、電源２は、燃料電池に限られず、鉛蓄電池あるいはリチウムイオン電池など、他の方式の直流電源であってもよい。電源２から供給される直流電力は、昇圧コンバータ３に入力される。
昇圧コンバータ３は、いわゆる磁気結合型の昇圧コンバータであり、電源２から供給された直流電力を昇圧し、昇圧された直流電力を負荷回路９へ出力する。そのために、昇圧コンバータ３は、二つのリアクトル１１、１２と、二つのダイオード１３、１４と、二つのスイッチング素子１５、１６と、平滑コンデンサ１７とを有する。
二つのリアクトル１１、１２は、電源２と負荷回路９との間において互いに並列に接続され、かつ、互いに対して磁気結合可能なように配置される。例えば、リアクトル１１（第１のリアクトル）とリアクトル１２（第２のリアクトル）とは、同じコアに巻き付けられる。なお、リアクトル１１の構成（例えば、巻き数等）とリアクトル１２の構成は同じとすることができる。すなわち、リアクトル１１の自己インダクタンスとリアクトル１２の自己インダクタンスとは互いに同一とすることができる。
ダイオード１３は、リアクトル１１と平滑コンデンサ１７との間に、ダイオード１３のアノードがリアクトル１１の一端と接続され、ダイオード１３のカソードが平滑コンデンサ１７の一端と接続されるように配置される。すなわち、ダイオード１３は、リアクトル１１から平滑コンデンサ１７へ向けてリアクトル電流が流れるように配置される。同様に、ダイオード１４は、リアクトル１２と平滑コンデンサ１７との間に、ダイオード１４のアノードがリアクトル１２の一端と接続され、ダイオード１４のカソードが平滑コンデンサ１７の一端と接続されるように配置される。すなわち、ダイオード１４は、リアクトル１２から平滑コンデンサ１７へ向けてリアクトル電流が流れるように配置される。
二つのスイッチング素子１５、１６は、例えば、MOSFETあるいは絶縁ゲートバイポーラトランジスタといった、半導体によるスイッチング素子とすることができる。スイッチング素子１５（第１のスイッチング素子）は、リアクトル１１の電源２と接続される側の一端と反対側のリアクトル１１の他端に接続される。すなわち、スイッチング素子１５は、リアクトル１１とダイオード１３との間に一端が接続され、他端が接地され、かつ、コントローラ８からの制御信号に従ってオン・オフが切り替えられるように設けられる。同様に、スイッチング素子１６（第２のスイッチング素子）は、リアクトル１２の電源２と接続される側の一端と反対側のリアクトル１２の他端に接続される。すなわち、スイッチング素子１６は、リアクトル１２とダイオード１４との間に一端が接続され、他端が接地され、かつ、コントローラ８からの制御信号に従ってオン・オフが切り替えられるように設けられる。そしてコントローラ８がスイッチング素子１５をオンにすると、スイッチング素子１５を介してリアクトル１１に流れるリアクトル電流によりリアクトル１１にエネルギーが蓄積される。そしてコントローラ８がスイッチング素子１５をオフにすると、リアクトル１１に蓄積されていたエネルギーによるリアクトル電流が平滑コンデンサ１７へ流れる。同様に、コントローラ８がスイッチング素子１６をオンにすると、スイッチング素子１６を介してリアクトル１２に流れるリアクトル電流によりリアクトル１２にエネルギーが蓄積される。そしてコントローラ８がスイッチング素子１６をオフにすると、リアクトル１２に蓄積されていたエネルギーによるリアクトル電流が平滑コンデンサ１７へ流れる。
平滑コンデンサ１７は、リアクトル１１及びリアクトル１２から流入するリアクトル電流により蓄積される電力を平滑化して負荷回路９へ出力する。したがって、コントローラ８がスイッチング素子１５、１６のそれぞれについてオン・オフを周期的に切り替えることで平滑コンデンサ１７に蓄積される電力が増加し、その結果として昇圧コンバータ３に供給された直流電力は昇圧されてから出力されることになる。
電圧計４は、第１の電圧計の一例であり、電源２と昇圧コンバータ３との間に設けられ、昇圧コンバータ３への入力電圧を測定する。そして電圧計４は、入力電圧の測定値をコントローラ８へ出力する。
電圧計５は、第２の電圧計の一例であり、ダイオード１３及びダイオード１４と、平滑コンデンサ１７との間に設けられ、昇圧コンバータ３からの出力電圧を測定する。なお、電圧計５は、平滑コンデンサ１７と負荷回路９との間に設けられてもよい。そして電圧計５は、出力電圧の測定値をコントローラ８へ出力する。
電流計６は、リアクトル１１とダイオード１３との間においてスイッチング素子１５が接続される箇所よりもリアクトル１１側に設けられ、リアクトル１１を流れるリアクトル電流を測定する。そして電流計６は、そのリアクトル電流の測定値をコントローラ８へ出力する。同様に、電流計７は、リアクトル１２とダイオード１４との間においてスイッチング素子１６が接続される箇所よりもリアクトル１２側に設けられ、リアクトル１２を流れるリアクトル電流を測定してそのリアクトル電流の測定値をコントローラ８へ出力する。
コントローラ８は、制御装置の一例であり、昇圧コンバータ３を含む電力供給システム１全体を制御する。具体的に、コントローラ８は、他の装置、例えば、電力供給システム１が組み込まれる装置の制御装置から通知された、電源２から供給される電力の目標値（以下、単に目標電力値と呼ぶ）に基づいて昇圧コンバータ３に対する電流指令値を求め、求めた電流指令値に従って二つのスイッチング素子１５、１６のデューティ比を設定する。そしてコントローラ８は、所定のスイッチング周期ごとに、設定したデューティ比で、二つのスイッチング素子１５、１６に対して交互にオン・オフを切り替えさせる。また、コントローラ８は、昇圧コンバータ３の入力電圧の測定値及び出力電圧の測定値、リアクトル電流の測定値、昇圧コンバータ３の二つのリアクトル１１、１２の自己インダクタンス及びその二つのリアクトル間の相互インダクタンス、及び、デューティ比に基づいて、各スイッチング素子のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定し、測定したリアクトル電流の平均値に従ってデューティ比を更新する。
そのために、コントローラ８は、通信インターフェース２１と、メモリ２２と、プロセッサ２３とを有する。通信インターフェース２１、メモリ２２及びプロセッサ２３は、互いに別個の回路として構成されてもよく、あるいは、一つの集積回路として構成されてもよい。
通信インターフェース２１は、二つの電圧計４、５、二つの電流計６、７及び他の装置とコントローラ８とを接続するためのインターフェース回路と、昇圧コンバータ３の二つのスイッチング素子１５、１６への制御信号を出力するためのゲートドライバなどを有する。そして通信インターフェース２１は、電圧計４から受け取った、昇圧コンバータ３への入力電圧の測定値、電圧計５から受け取った、昇圧コンバータ３からの出力電圧の測定値、電流計６及び電流計７のそれぞれからのリアクトル電流の測定値をプロセッサ２３へわたす。また、通信インターフェース２１は、プロセッサ２３からの制御信号を昇圧コンバータ３の二つのスイッチング素子１５、１６へ出力する。さらに、通信インターフェース２１は、他の装置から受け取った、目標電力値をプロセッサ２３へわたす。さらにまた、通信インターフェース２１は、プロセッサ２３から受け取った、スイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を表す情報を、他の装置へ出力してもよい。
メモリ２２は、記憶部の一例であり、例えば、不揮発性の半導体メモリ及び揮発性の半導体メモリを有する。そしてメモリ２２は、電力供給システム１の制御に利用される各種の情報を記憶する。例えば、メモリ２２は、電流指令値とデューティ比との対応関係を表すテーブル、及び、昇圧コンバータ３の各スイッチング素子のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を推定するために利用される各種の情報、例えば、昇圧コンバータ３の二つのリアクトル１１、１２の自己インダクタンス、リアクトル１１とリアクトル１２間の相互インダクタンス、及び、各スイッチング素子のスイッチング周期の長さなどを記憶する。さらに、メモリ２２は、電力供給システム１が動作している間にプロセッサ２３により算出される各種のデータを一時的に記憶する。
プロセッサ２３は、例えば、１以上の演算回路と、その周辺回路とを有する。そしてプロセッサ２３は、昇圧コンバータ３の各スイッチング素子のデューティ比を設定し、スイッチング周期ごとに、設定したデューティ比に従って、各スイッチング素子のオン・オフを交互に切り替えさせる。さらに、プロセッサ２３は、昇圧コンバータ３の各スイッチング素子のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定し、測定したリアクトル電流の平均値に従ってデューティ比を更新する。
図２は、リアクトル電流測定処理を含む昇圧コンバータ３の制御処理に関する、プロセッサ２３の機能ブロック図である。プロセッサ２３は、動作状態判定部３１と、電流測定部３２と、制御部３３とを有する。
動作状態判定部３１は、所定の周期ごと、例えば、昇圧コンバータ３の何れかのスイッチング素子のスイッチング周期ごとに、昇圧コンバータ３の動作状態を判定する。本実施形態では、動作状態判定部３１は、スイッチング周期におけるリアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの昇圧コンバータ３の現在の動作状態を、昇圧コンバータ３への入力電圧の測定値と昇圧コンバータ３からの出力電圧の測定値との比と、昇圧コンバータ３の各リアクトルの自己インピーダンス及び相互インダクタンスと、各スイッチング素子のデューティ比とに基づいて判定する。
スイッチング周期中においてリアクトル電流が流れない期間が存在しない連続モードで昇圧コンバータ３が動作する場合には、昇圧コンバータ３の各リアクトルを流れるリアクトル電流の波形は、各スイッチング素子のスイッチング周期ごとに線形に上下動を繰り返す三角波となる。したがって、リアクトル１１、１２のそれぞれについて、対応するスイッチング素子がオンとなっている期間の中点に相当するタイミングにおけるリアクトル電流の測定値が、スイッチング周期における、そのリアクトルを流れるリアクトル電流の平均値として推定される。しかし、リアクトル電流が流れない期間が存在する不連続モードで昇圧コンバータ３が動作する場合には、スイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値は、スイッチング周期におけるリアクトル電流の波形に応じて変化する。さらに、スイッチング周期におけるリアクトル電流の波形は、リアクトル１１とリアクトル１２間の相互作用の有無、及び、リアクトル１１、１２が相互作用する場合のその相互作用の程度により定まる動作状態に応じて変化する。
昇圧コンバータ３の動作状態ごとのリアクトル電流の波形は、昇圧コンバータの回路方程式を解くことで求められる。そこで、先ず、昇圧コンバータ３の等価回路及び回路方程式について説明する。
図３は、昇圧コンバータ３の等価回路図である。図３に示されるように、昇圧コンバータ３の等価回路では、リアクトル１１は、抵抗r、自己インダクタンスL及び相互インダクタンスMが直列に接続されたものとみなされる。同様に、リアクトル１２も、抵抗r、自己インダクタンスL及び相互インダクタンスMが直列に接続されたものとみなされる。なお、リアクトル１１及びリアクトル１２は、互いに同じ回路定数を有するものとする。そして、リアクトル１１とリアクトル１２のうち、リアクトル１１が接続される側をU相、リアクトル１２が接続される側をV相とし、リアクトル１１を流れるリアクトル電流をIU、リアクトル１２を流れるリアクトル電流をIV、電圧ベクトルをVで表すと、昇圧コンバータ３の回路方程式は次式で表される。
Figure 0007196880000001
なお、電圧ベクトルVは、以下の表に従う値を取る。ただし、昇圧コンバータ３への入力電圧はVL、昇圧コンバータ３からの出力電圧はVHで表される。以下の説明でも同様とする。U相オンは、リアクトル１１と接続されるスイッチング素子１５がオンとなることを表し、U相オフは、スイッチング素子１５がオフとなることを表す。同様に、V相オフは、リアクトル１２と接続されるスイッチング素子１６がオンとなることを表し、V相オフは、スイッチング素子１６がオフとなることを表す。なお、以下では、説明の便宜上、U相のスイッチング素子１５がオンになることを単にU相がオンになると表記し、U相のスイッチング素子１５がオフになることを単にU相がオフになると表記する。同様に、V相のスイッチング素子１６がオンになることを単にV相がオンになると表記し、V相のスイッチング素子１６がオフになることを単にV相がオフになると表記する。
Figure 0007196880000002
本実施形態では、各リアクトルの自己インダクタンスLはその相互インダクタンスMよりも大きいとする。また、コントローラ８は、U相とV相の動作が対称となるように、各スイッチング素子を制御するものとする。すなわち、U相のスイッチング素子１５のスイッチング周期とデューティ比は、V相のスイッチング素子１６のスイッチング周期及びデューティ比と同一であり、かつ、U相がオフからオンに切り替わるタイミングと、V相がオフからオンに切り替わるタイミングとは、スイッチング周期の1/2だけずれるものとする。
不連続モードで動作する昇圧コンバータ３の動作状態には、U相にリアクトル電流が流れる期間とV相にリアクトル電流が流れる期間とが重ならず、U相とV相間に相互作用が無い動作状態と、U相にリアクトル電流が流れる期間とV相にリアクトル電流が流れる期間とが重なり、U相とV相間に相互作用が存在する動作状態とが含まれる。さらに、U相とV相間に相互作用が存在する動作状態には、U相とV相のそれぞれのオンとオフとの組み合わせに応じたリアクトル電流の増加または減少のタイミングが異なる、すなわち、リアクトル電流の波形が異なる、複数の動作状態が含まれる。言い換えれば、複数の動作状態のそれぞれについてのリアクトル電流の波形は、U相のリアクトル１１とV相のリアクトル１２との間の相互作用の有無及びその相互作用による、スイッチング素子１５及びスイッチング素子１６のそれぞれのオンとオフの組み合わせにおけるリアクトル電流の増加または減少により規定される。したがって、動作状態ごとに、その動作状態についてのリアクトル電流の波形が成立するための判定条件が存在する。
この点について詳細に説明する。上記のように、U相の動作とV相の動作は対称であることから、以下では、U相に着目して説明する。
（１）式及び表１より、U相とV相の何れもオンとなる場合の昇圧コンバータ３のU相に関する回路方程式は次式で表される。
Figure 0007196880000003
 ここで、上記の定義より、自己インダクタンスLは相互インダクタンスMよりも大きいことから、（２）式の右辺は常に正となる。したがって、U相とV相の何れもオンとなる場合、U相のリアクトル電流（以下、単にU相電流と呼ぶことがある）の時間変化dI/dtは常に正となる。すなわち、U相とV相の何れもオンとなる場合、U相電流は時間経過とともに増加する（以下、単に電流の増加とよぶことがある。V相についても同じ）。
また、（１）式及び表１より、U相とV相の何れもオフとなる場合の昇圧コンバータ３のU相に関する回路方程式は次式で表される。
Figure 0007196880000004
 上記のように、自己インダクタンスLは相互インダクタンスMよりも大きく、かつ、出力電圧VHは入力電圧VLよりも高いので、（３）式の右辺は常に負となる。したがって、U相とV相の何れもオフとなる場合、U相電流の時間変化dI/dtは常に負となる。すなわち、U相とV相の何れもオフとなる場合、U相電流は時間経過とともに減少する（以下、単に電流の減少とよぶことがある。V相についても同じ）。このことから、U相とV相間に相互作用が存在する場合、各相のオン・オフの組み合わせとU相電流の増減の取り得る組み合わせは、以下の表２～表５に示す通りとなる。
Figure 0007196880000005
Figure 0007196880000006
Figure 0007196880000007
Figure 0007196880000008
すなわち、表２に示される動作状態では、U相及びV相の何れもオンとなる場合に限り、U相電流は増加し、その他の場合、U相電流は減少する。以下、便宜上、この動作状態を、相互作用状態Ｉと呼ぶ。なお、相互作用状態Ｉが成立するのは、（１）式より、出力電圧に対する入力電圧の比VL/VHがM/(L+M)よりも小さい場合に限定される。また、表３に示される動作状態では、U相がオンとなる場合、V相のオン・オフにかかわらず、U相電流は増加し、逆に、U相がオフとなる場合、V相のオン・オフにかかわらず、U相電流は減少する。以下、便宜上、この動作状態を、相互作用状態ＩＩと呼ぶ。なお、相互作用状態ＩＩが成立するのは、（１）式より、出力電圧に対する入力電圧の比VL/VHがM/(L+M)以上、かつ、L/(L+M)よりも小さい場合に限定される。さらに、表４に示される動作状態では、V相がオンとなる場合、U相のオン・オフにかかわらず、U相電流は増加し、逆に、V相がオフとなる場合、U相のオン・オフにかかわらず、U相電流は減少する。以下、便宜上、この動作状態を、相互作用状態ＩＩＩと呼ぶ。なお、詳細は後述するように、昇圧コンバータ３の動作状態が相互作用状態ＩＩＩとなることはない。そして表５に示される動作状態では、U相及びV相の何れもオフとなる場合に限り、U相電流は減少し、その他の場合、U相電流は増加する。以下、便宜上、この動作状態を、相互作用状態ＩＶと呼ぶ。なお、相互作用状態ＩＶが成立するのは、（１）式より、出力電圧に対する入力電圧の比VL/VHがL/(L+M)以上となる場合に限定される。
そこで、以下では、各動作状態について、その動作状態となるための判定条件（すなわち、その動作状態についてのリアクトル電流の波形が成立するための判定条件）及び、その動作状態におけるリアクトル電流の波形とスイッチング周期における電流の平均値との関係について説明する。
図４は、U相とV相間の相互作用が無い場合のリアクトル電流の波形の一例を示す図である。図４において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形４０１は、U相電流の波形を表し、波形４０２は、V相のリアクトル電流（以下、単にV相電流と呼ぶことがある）の波形を表す。さらに、波形４１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形４１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図４に示されるように、U相とV相間に相互作用が無い場合、U相電流は、U相がオンとなっている間増加し、U相がオフになると減少する。そしてU相電流がゼロになっている間に、V相電流が同じように増減する。したがって、この場合、（１）式において、相互インダクタンスMがゼロであるとして、スイッチング周期をU相電流が線形に増減する期間ごとに区切って各期間の終点におけるU相電流を測定することで、スイッチング周期におけるU相電流の平均値Iave(以下、単にU相電流の平均値、あるいは平均電流と呼ぶことがある)が算出される。なお、以下に説明する各動作状態についても同様に、スイッチング周期をU相電流が線形に増減する期間ごとに区切って各期間の終点におけるU相電流を測定することで、U相の平均電流Iaveが算出される。すなわち、U相とV相間に相互作用が無い動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000009
 ここで、Tは、スイッチング周期の長さを表し、TDは、U相のスイッチング素子１５がスイッチング周期中でオンとなる期間の長さを表す。また、T1は、U相電流が増加する期間の長さを表す。この例では、T1=TDである。さらに、T2は、U相電流が減少する期間の長さを表す。さらにまた、I1は、U相がオフとなったタイミング、すなわち、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過した時点におけるU相電流を表し、I2は、U相がオフとなったタイミングから期間T2が経過した時点のU相電流を表す。すなわち、I2=0となる。この動作状態は、(T1+T2)≦T/2の時に成立する。このことから、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000010
 ただし、Dはデューティ比である。したがって、動作状態判定部３１は、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（５）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態であると判定すればよい。
次に、相互作用状態Ｉについて説明する。相互作用状態Ｉは、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相がオンとなっている間にU相電流がゼロになるケースと、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相がオンとなっている間にU相電流がゼロにならないケースとに分類される。なお、相互作用状態Ｉでは、デューティ比Dが1/2以下となることはない。相互作用状態Ｉの定義より、デューティ比Dが1/2以下であれば、U相及びV相の何れもがオンとなる期間が存在しないので、U相電流は常に減少することとなるためである。それぞれのケースについて順に説明する。
図５は、相互作用状態Ｉ、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相のスイッチング素子１５がオンとなっている間にU相電流がゼロになるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図５において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形５０１は、U相電流の波形を表し、波形５０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形５１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形５１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図５に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するまでは、U相及びV相の何れもオンとなっており、U相電流は増加する。そして期間T1が経過した時点においてV相がオフになると、V相電流が減少を開始する。相互作用状態Ｉでは、U相またはV相の何れかがオフになるとU相電流は減少する。すなわち、U相のリアクトルが、V相電流の減少による影響を受けることで、U相電流も減少する。そして期間T1の終点から期間T2が経過した時点で、U相電流はゼロとなる。その後、スイッチング周期の開始からT/2が経過してV相がオンになると、U相、V相ともオンになるので、V相電流とともにU相電流も増加する。そしてV相がオンになってから期間T3が経過した時点でU相がオフになると、それ以降、U相電流及びV相電流の何れも減少する。そしてU相がオフになってから期間T4が経過すると、V相電流がゼロとなり、それ以降、U相電流の減少はより急となる。そしてV相電流がゼロとなってから期間T5が経過すると、U相電流もゼロとなる。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5、及び、各期間T1～T5の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000011
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000012
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000013
 しかし、期間T5が正となるためには、（６）式より、自己インダクタンスLが相互インダクタンスMよりも小さくなることが必要となり、前提条件と矛盾する。したがって、相互作用状態Ｉ、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相がオンとなっている間にU相電流がゼロになるケースは存在しない。すなわち、動作状態判定部３１は、昇圧コンバータ３の動作状態がこのケースになると判定することはない。
図６は、相互作用状態Ｉ、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相がオンとなっている間にU相電流がゼロにならないケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図６において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形６０１は、U相電流の波形を表し、波形６０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形６１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形６１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図６に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するまでは、U相及びV相の何れもオンとなっており、U相電流は増加する。そして期間T1が経過した時点においてV相がオフになると、V相電流が減少を開始する。上記のように、相互作用状態Ｉでは、U相またはV相の何れかがオフになるとU相電流は減少する。すなわち、U相のリアクトルが、V相電流の減少による影響を受けることで、U相電流も減少する。そして期間T1が終了してから期間T2が経過した時点で、V相電流はゼロとなる。その後、U相電流の減少は緩やかとなる。また、V相電流がゼロとなってから期間T3が経過すると、すなわち、スイッチング周期の開始からT/2が経過すると、U相、V相ともオンになるので、V相電流とともにU相電流も増加する。そしてV相がオンになってから期間T4が経過した時点でU相がオフになると、それ以降、U相電流及びV相電流は減少する。そしてU相がオフになってから期間T5が経過すると、U相電流がゼロとなる。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5及び各期間T1～T5の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000014
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000015
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000016
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（１１）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、相互作用状態Ｉ、かつ、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相のスイッチング素子１５がオンとなっている間にU相電流がゼロにならないケースにおける動作状態であると判定すればよい。
次に、相互作用状態ＩＩについて説明する。相互作用状態ＩＩは、デューティ比Dが1/2未満となるケースと、デューティ比Dが1/2以上となるケースに分類される。さらに、デューティ比Dが1/2未満となるケースは、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前であるケースと、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなっている期間中であるケースと、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンからオフに切り替わった後であるケースとに分類される。それぞれのケースについて順に説明する。
図７は、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオフからオンに切り替わるタイミングよりも前であるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図７において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形７０１は、U相電流の波形を表し、波形７０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形７１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形７１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
波形７０１及び波形７０２に示されるように、このケースにおけるU相電流の波形は、図４に示される、U相とV相間に相互作用が無い場合のU相電流の波形と同じとなる。したがって、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前であるケースにおける昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態と区別される必要はなく、両者は同じ動作状態であるとすることができる。したがって、動作状態判定部３１は、（５）式で示される条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態、もしくは、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前ケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図８は、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなる期間中となるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図８において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形８０１は、U相電流の波形を表し、波形８０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形８１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形８１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図８に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間TDが経過するまでは、U相がオンとなり、V相がオフとなっている。そのため、この期間では、U相電流は増加する。期間TDのうち、スイッチング周期Tの開始からの期間T1では、V相電流が減少しているので、U相電流の増加はより急激となる。スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するとV相電流がゼロとなり、U相とV相間の相互作用が無くなり、U相電流の増加が緩やかとなる。期間T1の終了後、さらに期間T2が経過して、U相がオフになると、それ以降、U相電流は減少する。そしてU相がオフになってから期間T3が経過すると、すなわち、スイッチング周期Tの開始からの経過時間がT/2となるとV相がオンとなり、それ以降、V相電流が増加する。相互作用状態ＩＩでは、V相電流の増加によりU相電流は減少するので、期間T3終了後の期間T4では、V相電流の増加に伴い、U相電流の減少が急となる。そしてV相がオンとなってから期間T4が経過すると、U相電流はゼロとなる。したがって、各期間T1～T4のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I4、及び、各期間T1～T4の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000017
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000018
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000019
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（１４）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなる期間中であるケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図９は、相互作用状態ＩＩであり、かつ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンからオフに切り替わった後となるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図９において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形９０１は、U相電流の波形を表し、波形９０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形９１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形９１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図９に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するまでは、U相がオン、かつ、V相がオフとなっている。相互作用状態ＩＩでは、U相がオンであればU相電流は増加するので、U相電流は増加するとともに、V相電流は減少する。そして期間T1が経過した時点においてU相がオフになると、U相電流が減少を開始する。また、V相のリアクトルがU相電流の減少による影響を受けて、V相電流もより急激に減少する。そして期間T1の終点から期間T2だけ経過した時点で、V相電流はゼロとなるので、期間T2が経過した後、U相のリアクトルがV相電流による影響を受けなくなる。その結果、U相電流の減少は緩やかとなる。また、V相電流がゼロとなってから期間T3が経過すると、すなわち、スイッチング周期の開始からT/2が経過すると、V相がオンになり、V相電流が増加し、U相のリアクトルがV相電流の影響を受けてU相電流はより急激に減少する。そしてV相がオンになってから期間T4が経過した時点でV相がオフになると、それ以降、V相電流は減少するとともに、V相電流の減少の影響を受けて、U相電流はさらに急激に減少する。そしてV相がオフになってから期間T5が経過すると、U相電流がゼロとなる。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5、及び、各期間T1～T5の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000020
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000021
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000022
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（１７）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンからオフに切り替わった後となるケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図１０は、相互作用状態ＩＩ、かつ、デューティ比Dが1/2以上となるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。なお、このケースでは、その定義上、U相電流がゼロとなるタイミングは、常にV相がオンとなる期間中となる。図１０において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形１００１は、U相電流の波形を表し、波形１００２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形１０１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形１０１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図１０に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するまでは、U相及びV相の何れもオンとなっており、U相電流及びV相電流の何れも増加する。そして期間T1が経過した時点においてV相がオフになると、V相電流は減少に転じる。また、U相のリアクトルがV相電流の減少による影響を受けて、U相電流の増加は緩やかとなる。そして期間T1が終了してから期間T2が経過した時点で、V相電流はゼロとなる。V相電流がゼロになると、U相とV相間の相互作用が無くなるので、期間T2が経過した後、U相電流の増加はより緩やかとなる。また、V相電流がゼロとなってから期間T3が経過すると、すなわち、スイッチング周期の開始からT/2が経過すると、V相がオンになり、V相電流が増加を開始し、V相電流の増加の影響を受けてU相電流はより急激に増加する。そしてV相がオンになってから期間T4が経過した時点でU相がオフになると、それ以降、U相電流は減少するとともに、U相電流の減少の影響を受けて、V相電流の増加は緩やかとなる。そしてU相がオフになってから期間T5が経過すると、U相電流がゼロとなる。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5、及び、各期間T1～T5の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000023
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000024
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000025
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（２０）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、かつ、デューティ比Dが1/2以上となるケースにおける動作状態であると判定すればよい。
次に、相互作用状態ＩＩＩについて説明する。上記のように、相互作用状態ＩＩＩは、V相のスイッチング素子がオンとなる場合、U相のスイッチング素子のオン・オフにかかわらず、U相電流が増加し、逆に、V相のスイッチング素子がオフとなる場合、U相のスイッチング素子のオン・オフにかかわらず、U相電流が減少する動作状態である。しかし、本実施形態では、リアクトル１１の自己インダクタンスLが相互インダクタンスMよりも大きいため、昇圧コンバータ３の動作状態が相互作用状態ＩＩＩとなることはない。
より詳細に説明すると、相互作用状態ＩＩＩの定義より、U相がオンとなり、V相がオフとなる場合には、U相電流は減少し、逆に、V相がオンとなり、U相がオフとなる場合には、U相電流Iuは増加する。したがって、（１）式より、下記の式が成立する。
Figure 0007196880000026
この式が成立するためには、下記の判定条件が満たされる必要がある。
Figure 0007196880000027
しかし、自己インダクタンスLが相互インダクタンスMよりも大きい場合には、(L+M)/Mは(L+M)/Lよりも大きくなるので、（２２）式で示される条件は成立しない。したがって、昇圧コンバータ３の動作状態は、相互作用状態ＩＩＩとはならない。したがって、動作状態判定部３１は、相互作用状態ＩＩＩを、昇圧コンバータ３の動作状態として判定することはない。
次に、相互作用状態ＩＶについて説明する。相互作用状態ＩＶでは、デューティ比Dが1/2よりも大きくなると、U相、V相ともオフになる期間が存在しないので、U相電流は増加し続けることになる。そのため、相互作用状態ＩＶが継続すると、U相電流がゼロにはならなくなるので、昇圧コンバータ３は、不連続モードとなる動作状態を維持できず、定常的には連続モードで動作することになる。したがって、デューティ比Dが1/2よりも大きいケースについては考慮する必要が無い。一方、デューティ比Dが1/2以下となるケースは、V相がオフからオンに切り替わるタイミング（すなわち、T/2）までにU相電流がゼロとなるケースと、V相がオフからオンに切り替わるタイミングまでにU相電流がゼロにならないケースとに分類される。それぞれのケースについて順に説明する。
図１１は、相互作用状態ＩＶ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前であるケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図１１において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形１１０１は、U相電流の波形を表し、波形１１０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形１１１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形１１１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
波形１１０１及び波形１１０２に示されるように、このケースにおけるU相電流の波形は、図４に示される、U相とV相間に相互作用が無い場合のU相電流の波形と同じとなる。したがって、不連続モード、相互作用状態ＩＶ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前であるケースにおける昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態、及び、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前であるケースにおける動作状態と区別される必要はない。したがって、動作状態判定部３１は、（５）式で示される条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態、もしくは、不連続モード、相互作用状態ＩＩまたはＩＶ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前となるケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図１２は、相互作用状態ＩＶ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、V相がオンになるまでにU相電流がゼロにならないケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図１２において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形１２０１は、U相のリアクトル電流の波形を表し、波形１２０２は、V相のリアクトル電流の波形を表す。さらに、波形１２１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形１２１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図１２に示されるように、スイッチング周期Tの開始から期間T1が経過するまでは、U相及びV相の何れもオンとなっており、U相電流は増加する。そして期間T1が経過した時点においてU相がオフになると、U相、V相ともオフになるので、V相電流が減少を開始するとともに、U相電流も減少する。そして期間T1が終了してから期間T2が経過した時点で、V相電流はゼロとなる。その後、U相のリアクトルは、V相から影響を受けなくなるので、U相電流の減少は緩やかとなる。また、V相電流がゼロとなってから期間T3が経過すると、すなわち、スイッチング周期の開始からT/2が経過すると、V相がオンになり、V相電流が増加する。また、相互作用状態ＩＶでは、U相及びV相の何れかがオンであればU相電流は増加する。したがって、期間T3が終了した後の期間T4では、U相のリアクトルがV相電流の増加の影響を受けてU相電流も増加する。そしてV相がオンになってから期間T4が経過した時点でV相がオフになると、U相及びV相の何れもオフになるため、それ以降、U相電流及びV相電流は減少する。そしてV相がオフになってから期間T5が経過すると、U相電流がゼロとなる。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5、及び各期間T1～T5の長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000028
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000029
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000030
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（２５）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、不連続モード、相互作用状態ＩＶ、デューティ比Dが1/2以下、かつ、V相がオンとなるまでにU相電流がゼロにならないケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図１３は、昇圧コンバータ３からの出力電圧VHに対する昇圧コンバータ３への入力電圧VLの比VL/VHとデューティ比Dの組み合わせに対する、各動作状態の分布を表す図である。図１３において、横軸は、比VL/VHを表し、縦軸はデューティ比Dを表す。そして個々の領域は、それぞれ、一つの動作状態に対応する昇圧コンバータ３の運転領域を表す。すなわち、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０１に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、連続モードに相当する動作状態となる。また、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０２に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、かつ、U相とV相間に相互作用が無い動作状態となる。なお、上記のように、この動作状態には、不連続モード、相互作用状態ＩＩまたはＩＶ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなるよりも前となるケースも含まれる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態１と呼ぶ。
また、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０３に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、相互作用状態Ｉ、かつ、デューティ比Dが1/2より大きく、かつ、U相のスイッチング素子１５がオンとなっている間にU相電流がゼロにならないケースにおける動作状態となる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態２と呼ぶ。
さらに、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０４に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンとなる期間中であるケースにおける動作状態となる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態３と呼ぶ。
さらにまた、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０５に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、デューティ比Dが1/2未満、かつ、U相電流がゼロとなるタイミングが、V相がオンからオフに切り替わった後となるケースにおける動作状態となる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態４と呼ぶ。
さらにまた、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０６に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、相互作用状態ＩＩ、かつ、デューティ比Dが1/2以上となるケースにおける動作状態となる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態５と呼ぶ。
そして、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１３０７に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、不連続モード、相互作用状態ＩＶ、デューティ比Dが1/2以下、かつ、V相がオンとなるまでにU相電流がゼロにならないケースにおける動作状態となる。以下では、この動作状態を、便宜上、状態６と呼ぶ。
上記のように、動作状態判定部３１は、昇圧コンバータ３が取り得る複数の動作状態のうちの現在の動作状態を、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて判定することができる。すなわち、動作状態判定部３１は、（５）式、（１１）式、（１４）式、（１７）式、（２０）式、及び（２５）式の何れが満たされるかを判定することで、昇圧コンバータ３の現在の動作状態を判定することができる。なお、（５）式、（１１）式、（１４）式、（１７）式、（２０）式、及び（２５）式の何れも成立しない場合は、図１３に示されるように、昇圧コンバータ３の動作状態は、連続モードで動作する動作状態となる。
動作状態判定部３１は、昇圧コンバータ３の動作状態が不連続モードの何れかの動作状態である場合、その動作状態に応じた、U相電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及びその個々の期間が終了するタイミングを算出する。すなわち、動作状態判定部３１は、（４）式、（９）式、（１２）式、（１５）式、（１８）式、及び（２３）式のうち、昇圧コンバータ３の現在の動作状態に対応する式に従って、各期間T1～T5の長さ及び各期間T1～T5が終了するタイミングを算出すればよい。例えば、昇圧コンバータ３の動作状態が、状態１である場合、動作状態判定部３１は、（４）式に従って、期間T1及びT2の長さ、及び、期間T1及び期間T2が終了するタイミングを算出すればよい。
動作状態判定部３１は、昇圧コンバータ３の動作状態を判定する度に、その動作状態を電流測定部３２へ通知する。また、昇圧コンバータ３の動作状態が不連続モードの何れかの動作状態である場合、動作状態判定部３１は、その動作状態における、U相電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及びその個々の期間が終了するタイミングを、電流測定部３２へ通知する。
電流測定部３２は、動作状態判定部３１から通知された昇圧コンバータ３の動作状態に従って、スイッチング周期における、各相の平均電流を算出する。
すなわち、昇圧コンバータ３の動作状態が連続モードで動作する動作状態である場合、電流測定部３２は、各相に設けられた電流計６、７によるリアクトル電流の測定値のうち、各相がオンとなる期間の中点となるタイミングにおける測定値を、その相についての平均電流Iaveとすればよい。
また、昇圧コンバータ３の動作状態が不連続モードの何れかの動作状態である場合、電流測定部３２は、U相について、動作状態判定部３１から通知された、その動作状態における、U相電流の波形が線形となる個々の期間が終了するタイミングにおける、U相に設けられた電流計６によるリアクトル電流の測定値をもとめる。なお、コントローラ８は、電流計６、７から受け取ったリアクトル電流の測定値を所定のサンプリング周期（ただし、サンプリング周期は、昇圧コンバータ３の各スイッチング素子のスイッチング周期よりも十分に短い）ごとのサンプリングタイミングで参照する。そこで、電流測定部３２は、上記のようにして特定された、U相電流の波形が線形となる個々の期間が終了するタイミングに最も近いサンプリングタイミングにおけるリアクトル電流の測定値を、その期間が終了するタイミングにおけるリアクトル電流の測定値とすればよい。
電流測定部３２は、昇圧コンバータ３の動作状態における、U相電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及び個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の測定値を、入力電圧VL、出力電圧VH、自己インダクタンスL、相互インダクタンスMとともに、その動作状態についての平均電流の算出式に入力することで、平均電流Iaveを算出することができる。なお、電流測定部３２は、昇圧コンバータ３の現在の動作状態に対応する、個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の算出式に、入力電圧VL、出力電圧VH、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM及びデューティ比Dを入力することで算出される、個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の算出値を、個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の測定値の代わりに利用してもよい。すなわち、電流測定部３２は、（４）式、（１０）式、（１３）式、（１６）式、（１９）式、及び（２４）式のうち、昇圧コンバータ３の現在の動作状態に対応する式に従って平均電流Iaveを算出することができる。例えば、昇圧コンバータ３の動作状態が、状態１である場合、電流測定部３２は、（４）式に従って平均電流Iaveを算出すればよい。また、昇圧コンバータ３の動作状態が、状態３である場合、電流測定部３２は、（１３）式に従って平均電流Iaveを算出すればよい。これにより、電流測定部３２は、昇圧コンバータ３の現在の動作状態におけるリアクトル電流の波形に従って、平均電流Iaveを精度良くもとめることができる。また、電流測定部３２は、スイッチング周期中の全てのサンプリングタイミングのリアクトル電流の測定値を利用しなくてよいので、平均電流Iaveの算出に要する処理が簡単化される。
電流測定部３２は、V相についてもU相と同様の処理を行うことで、スイッチング周期におけるV相の平均電流を算出することができる。ただし、U相のスイッチング素子がオンになるタイミングと、V相のスイッチング素子がオンになるタイミングとは、スイッチング周期Tの半分だけずれているので、電流測定部３２は、V相電流の波形が線形となる個々の期間が終了するタイミングを、U相電流についての対応するタイミングからスイッチング周期Tの半分だけずらしたタイミングに設定すればよい。
以下、本実施形態による、リアクトル電流測定の実験結果について説明する。
図１４は、リアクトル電流を測定した昇圧コンバータ３の動作点を表すテーブルを示す図である。図１４に示されるように、テーブル１４００の各行には、それぞれ、昇圧コンバータ３の動作点、デューティ比D、出力電圧VHに対する入力電圧VLの電圧比VL/VH及びその動作点が含まれる動作状態を表す。例えば、動作点１では、デューティ比Dが21%、電圧比VL/VHが0.154、かつ、動作状態が状態１であることが表される。
図１５（ａ）～図１５（ｆ）は、それぞれ、図１４に示される各動作点についてのリアクトル電流の波形の計算結果と実際の波形の測定結果とを示す図である。なお、この実験において、昇圧コンバータ３の各相のリアクトルの自己インダクタンスLを115μHとし、相互インダクタンスMを35μHとした。また、実験に用いた昇圧コンバータ３では、リンギングによってリアクトル電流が負となる状態からスイッチング素子がオンとなり、リアクトル電流が正の値となるまでに略0.5μsだけ要する。この時間は、デューティ比Dの値の略1％に相当する。そこで、平均電流Iaveを計算により求める際には、図１４に示されるデューティ比Dの値から1%だけ減じた値を利用した。
図１５（ａ）～図１５（ｆ）のそれぞれにおいて、横軸は時間を表し、縦軸はリアクトル電流を表す。そして図１５（ａ）の波形１５０１は、動作点１における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５０２は、動作点１における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。また、図１５（ｂ）の波形１５１１は、動作点２における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５１２は、動作点２における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。さらに、図１５（ｃ）の波形１５２１は、動作点３における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５２２は、動作点３における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。さらにまた、図１５（ｄ）の波形１５３１は、動作点４における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５３２は、動作点４における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。さらにまた、図１５（ｅ）の波形１５４１は、動作点５における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５４２は、動作点５における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。そして、図１５（ｆ）の波形１５５１は、動作点６における、計算により算出されたリアクトル電流の時間変化を表し、波形１５５２は、動作点６における、実験により測定されたリアクトル電流の時間変化を表す。
図１５（ａ）～図１５（ｆ）に示されるように、何れの動作点についても、計算により算出されるリアクトル電流の波形と実際に測定されたリアクトル電流の波形とが良好に一致していることが分かる。したがって、本実施形態により、スイッチング周期における平均電流Iaveが精度良く求められることが分かる。
電流測定部３２は、スイッチング周期における各相の平均電流Iaveを求める度に、その平均電流Iaveを制御部３３へ通知する。
制御部３３は、電流測定部３２から通知された、スイッチング周期における平均電流Iaveに基づいて、昇圧コンバータ３を制御する。例えば、制御部３３は、他の装置からコントローラ８が受信した目標電力値を、電源２から出力される電圧、すなわち、昇圧コンバータ３への入力電圧で除することで、電流指令値を算出する。そして制御部３３は、メモリ２２に予め記憶されている、電流指令値と昇圧コンバータ３の各相のスイッチング素子のデューティ比との対応関係を表すテーブルを参照することで、電流指令値に対応するデューティ比を決定する。制御部３３は、スイッチング周期ごとに、決定したデューティ比で昇圧コンバータ３の各相のスイッチング素子が交互にオン・オフを繰り返すように各相のスイッチング素子に対する制御信号を出力することで、昇圧コンバータ３を制御する。
そして制御部３３は、電流測定部３２から通知された、スイッチング周期における平均電流Iaveと電流指令値との差が小さくなるように、デューティ比を更新することで、昇圧コンバータ３をフィードバック制御する。その際、制御部３３は、例えば、比例制御、比例積分制御あるいはPID制御の何れかに従って、デューティ比を更新すればよい。
図１６は、本実施形態による、リアクトル電流測定処理を含む、昇圧コンバータ３の制御処理の動作フローチャートである。プロセッサ２３は、所定の周期ごとに、以下に示す動作フローチャートに従って昇圧コンバータ３の制御処理を実行すればよい。なお、以下に示す動作フローチャートの各ステップのうち、ステップＳ１０１～Ｓ１０４の処理がリアクトル電流測定処理に含まれる。
プロセッサ２３の動作状態判定部３１は、昇圧コンバータ３の各相のリアクトルの自己インダクタンスL及び相互インダクタンスM、電圧計５により測定される昇圧コンバータ３からの出力電圧VHに対する電圧計４により測定される昇圧コンバータ３への入力電圧VLの比(VL/VH)、及び、昇圧コンバータ３の各相のスイッチング素子に適用されるデューティ比Dに基づいて、昇圧コンバータ３の現在の動作状態を判定する（ステップＳ１０１）。そして動作状態判定部３１は、判定した動作状態に応じて、各相のリアクトル電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及びその個々の期間が終了するタイミングを算出する（ステップＳ１０２）。
プロセッサ２３の電流測定部３２は、電流計６、７から、昇圧コンバータ３の動作状態に応じた、各相のリアクトル電流の波形が線形となる個々の期間が終了するタイミングにおけるリアクトル電流の測定値を取得する（ステップＳ１０３）。そして電流測定部３２は、昇圧コンバータ３の動作状態に応じた平均電流の算出式に、各相のリアクトル電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及び個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の測定値を、入力電圧VL、出力電圧VH、自己インダクタンスL、相互インダクタンスMとともに入力することで、その平均電流Iaveをもとめる（ステップＳ１０４）。
プロセッサ２３の制御部３３は、求められた平均電流Iaveと電流指令値との差が小さくなるように、昇圧コンバータ３をフィードバック制御する（ステップＳ１０５）。そしてプロセッサ２３は、昇圧コンバータ３の制御処理を終了する。
以上に説明してきたように、この電力供給システムは、磁気結合型の昇圧コンバータの入出力電圧、昇圧コンバータが有する各相のリアクトルの自己インダクタンス及び相互インダクタンス、及び、昇圧コンバータの各相のスイッチング素子に適用されるデューティ比に基づいて、昇圧コンバータの動作状態を判定する。そしてこの電力供給システムは、判定した動作状態に応じたリアクトル電流の波形から、昇圧コンバータの各相のスイッチング素子のスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定する。そのため、この電力供給システムは、磁気結合型の昇圧コンバータが不連続モードで動作する場合でも、リアクトル電流の測定精度を向上することができる。
なお、磁気結合型の昇圧コンバータが不連続モードで動作する場合、特定の昇圧比と適用されるデューティ比の組み合わせにおいて、何れかの相において、スイッチング素子のボディダイオードを介して、出力側から入力側へ電流が流れることがある。この電流、すなわち、逆電流は、一方の相からの磁束による起電力が、他方の相における、電源から供給される電力による起電力よりも大きくなることにより生じる。
そこで変形例によれば、昇圧コンバータ３の取り得る複数の動作状態に、逆電流が流れる動作状態が含まれるものとする。逆電流が流れる動作状態には、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなることで、リアクトル電流が増加するケースと、リアクトル電流の減少が継続するケースの二つの動作状態がある。以下、この二つのケースについて説明する。
図１７は、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなることで、リアクトル電流が増加するケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図１７において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形１７０１は、U相電流の波形を表し、波形１７０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形１７１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形１７１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図１７に示されるように、スイッチング周期Tが開始した時点では、U相に逆電流が流れていることにより、U相電流は負の値を持っている。そしてスイッチング周期Tの開始から期間Txが経過した時点で、U相電流はゼロとなる。また、スイッチング周期Tの開始から期間T3が経過するまでは、U相がオンとなっているのでU相電流は増加し、一方、V相がオフとなっているのでV相電流はゼロとなっている。スイッチング周期Tの開始から期間T3が経過すると、すなわち、U相がオンとなる期間TDが経過すると、U相がオフとなる。そのため、期間T3が経過した後、U相電流は減少する。また、U相電流の減少による起電力のために、V相に流れる逆電流が増加する。そしてU相がオフになってから期間T4が経過するとU相電流がゼロとなり、V相に流れる逆電流の増加も停止する。そして期間T4が終了した時点以降、V相の逆電流は減少する。
その後、スイッチング周期Tの開始からT/2が経過してV相がオンになると、V相に流れる逆電流の減少がより急激となる。そしてV相がオンとなっている間にV相に流れる電流は逆電流から順方向の電流に転じ、V相がオフとなるまでV相電流は増加する。V相がオンとなってから期間TDが経過すると、V相がオフとなり、その後、V相電流は減少する。また、V相電流の減少による起電力のために、U相に流れる逆電流が増加する。そしてV相がオフになってから期間T1が経過するとV相電流がゼロとなり、U相に流れる逆電流の増加も停止する。そして期間T1が終了した時点からスイッチング周期Tが終了するまでの期間T2の間、U相の逆電流は減少する。したがって、各期間T1～T4のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I4、各期間T1～T4の長さ、及び、期間Txの長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000031
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000032
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000033
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（２８）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなることで、リアクトル電流が増加するケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図１８は、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなっても、リアクトル電流が減少するケースにおける、リアクトル電流の波形の一例を示す図である。図１８において、横軸は時間を表し、上側では、縦軸はリアクトル電流の大きさを表し、下側では、縦軸はスイッチング素子の状態（オンまたはオフ）を表す。また、波形１８０１は、U相電流の波形を表し、波形１８０２は、V相電流の波形を表す。さらに、波形１８１１は、U相のスイッチング素子１５の状態変化を表し、波形１８１２は、V相のスイッチング素子１６の状態変化を表す。
図１８に示されるように、スイッチング周期Tが開始した時点では、U相に流れる逆電流は増加している。また、V相電流は減少している。そしてスイッチング周期Tの開始から期間T2が経過した時点で、V相電流がゼロとなるので、それ以降、U相に流れる逆電流は減少する。そして期間T2が終了した時点から期間Txが経過した時点で、U相に流れる逆電流はゼロとなる。また、期間T2が終了してから期間T3が経過するまでは、U相がオンとなっているのでU相に流れる順方向の電流は増加し、一方、V相がオフとなっているのでV相電流はゼロとなっている。期間T3が経過すると、すなわち、U相がオンとなる期間TDが経過すると、U相がオフとなる。そのため、期間T3が経過した後、V相がオンになるまでの期間T4では、U相電流は減少する。また、U相電流の減少による起電力のために、V相に流れる逆電流が増加する。
その後、U相がオフになってから期間T4が経過すると、すなわち、スイッチング周期Tの開始からT/2が経過してV相がオンになると、V相に流れる逆電流の増加が緩やかとなるとともに、U相電流の減少も緩やかとなる。そしてV相がオンとなってから期間T5が経過した時点で、U相電流はゼロとなる。その後、V相に流れる順方向の電流が増加するので、V相がオンになっている間にV相に流れる電流は逆電流から順方向の電流に転じ、V相がオフとなるまでV相電流は増加する。V相がオンとなってから期間TDが経過すると、V相がオフとなり、その後、V相電流は減少する。また、V相電流の減少による起電力のために、U相に流れる逆電流が増加する。そしてV相がオフになってからスイッチング周期Tが終了するまでの期間T1の間、U相の逆電流は減少する。したがって、各期間T1～T5のそれぞれの終点におけるU相電流I1～I5、各期間T1～T5の長さ、及び、期間Txの長さは、次式で表される。
Figure 0007196880000034
 このことから、この動作状態では、U相の平均電流Iaveは、次式に従って算出される。
Figure 0007196880000035
したがって、この動作状態となる判定条件は次式で表される。
Figure 0007196880000036
したがって、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、（３１）式で示される条件が満たされるか否か判定する。そして動作状態判定部３１は、その条件が満たされる場合、昇圧コンバータ３の動作状態を、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなっても、リアクトル電流が減少するケースにおける動作状態であると判定すればよい。
図１９は、この変形例による、昇圧コンバータ３からの出力電圧VHに対する昇圧コンバータ３への入力電圧VLの比VL/VHとデューティ比Dの組み合わせに対する、各動作状態の分布を表す図である。図１９において、横軸は、比VL/VHを表し、縦軸はデューティ比Dを表す。そして個々の領域は、それぞれ、一つの動作状態に対応する運転領域を表す。この変形例による動作状態の分布は、図１３に示される動作状態の分布と比較して、運転領域１９０１及び運転領域１９０２が新たに追加されている点で相違する。
すなわち、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１９０１に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなることで、リアクトル電流が増加する動作状態となる。
また、比VL/VHとデューティ比Dとの組み合わせが運転領域１９０２に含まれる場合、昇圧コンバータ３の動作状態は、逆電流が流れている間にスイッチング素子がオンとなっても、リアクトル電流が減少する動作状態となる。
この変形例においても、動作状態判定部３１は、自己インダクタンスL、相互インダクタンスM、入力電圧VLと出力電圧VHの比(VL/VH)及びデューティ比Dに基づいて、昇圧コンバータ３の動作状態を判定すればよい。また、電流測定部３２は、上記の実施形態と同様に、昇圧コンバータ３の動作状態における、U相電流の波形が線形となる個々の期間の長さ及び個々の期間が終了するタイミングでのリアクトル電流の測定値を、入力電圧VL、出力電圧VH、自己インダクタンスL、相互インダクタンスMとともに、その動作状態についての平均電流の算出式に入力することで、平均電流Iaveを算出すればよい。
この変形例によれば、電力供給システムは、昇圧コンバータの何れかの相に逆電流が流れる場合でも、リアクトル電流を精度良く測定することができる。
他の変形例によれば、昇圧コンバータ３の動作状態ごとに、昇圧コンバータ３への入力電圧VLと、昇圧コンバータ３からの出力電圧VHと、デューティ比Dとの組み合わせに対応する平均電流の基準値との関係を表す参照テーブルがメモリ２２に予め記憶されてもよい。なお、参照テーブルに格納される、入力電圧VL、出力電圧VH及びデューティ比Dの組み合わせに対応する平均電流の基準値は、例えば、上記の手法に従って予め測定されたものでもよく、シミュレーションあるいは計算により求められた値であってもよい。
この場合、電流測定部３２は、動作状態判定部３１から通知された動作状態に応じた参照テーブルをメモリ２２から読み込み、読み込んだ参照テーブルを参照して、入力電圧VL、出力電圧VH及びデューティ比Dの組み合わせに対応する平均電流の基準値を特定すればよい。そして電流測定部３２は、その特定した基準値を、平均電流Iaveとして測定すればよい。したがって、この変形例では、電流計６、７は省略されてもよい。したがって、この変形例によれば、電力供給システムの構成を簡単化することが可能となる。
また他の変形例によれば、昇圧コンバータ３の動作状態ごとに用意される上記の参照テーブルには、入力電圧VL、出力電圧VH、及びデューティ比Dの組み合わせごとに、上記の実施形態のように算出される平均電流の値と、スイッチング周期中の所定のタイミング、例えば、何れかの相のスイッチング素子がオンとなっている期間の中点におけるリアクトル電流の値との差であるオフセット値が格納されていてもよい。この場合、電流測定部３２は、動作状態判定部３１から通知された動作状態に応じた参照テーブルをメモリ２２から読み込み、読み込んだ参照テーブルを参照して、入力電圧VL、出力電圧VH、及びデューティ比Dの組み合わせに対応するオフセット値を特定する。そして電流測定部３２は、スイッチング周期中のその所定のタイミングにおける、電流計によるリアクトル電流の測定値に、特定したオフセット値を加算することで得られる値を、スイッチング周期における平均電流Iaveの測定値としてもとめてもよい。
この変形例によれば、電流測定部３２は、個々のスイッチング周期において一つのリアクトル電流の測定値を参照することで、スイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を求めることができる。そのため、この変形例によれば、電流測定部３２は、平均電流の測定に要する処理を簡単化しつつ、その平均電流を精度良く求めることができる。
上記の実施形態または変形例において、U相とV相とは、スイッチング素子がオンとなるタイミングがスイッチング周期の1/2だけずれる点を除けば同じである。そこでさらに他の変形例によれば、電流測定部３２は、上記の実施形態はまたは変形例の何れかに従って、U相及びV相のうちの何れか一方についてのみ、スイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値を測定してもよい。そして電流測定部３２は、U相及びV相の他方についてのスイッチング周期におけるリアクトル電流の平均値は、測定された一方の相のリアクトル電流の平均値と同じとしてもよい。これにより、電流測定部３２による処理がより簡単化される。
さらに他の変形例によれば、電流測定部３２により求められた、各相のスイッチング周期における平均電流Iaveは、昇圧コンバータ３の制御以外に利用されてもよい。例えば、プロセッサ２３は、電源２から供給される電力を算出するためにその平均電流Iaveを利用してもよい。すなわち、プロセッサ２３は、電源２からの出力電圧に、その平均電流Iaveを乗じることで、電源２から供給される電力を求めることができる。
以上のように、当業者は、本発明の範囲内で、実施される形態に合わせて様々な変更を行うことができる。
１ 電力供給システム
２ 電源
３ 昇圧コンバータ
４、５ 電圧計
６、７ 電流計
８ コントローラ
９ 負荷回路
１１、１２ リアクトル
１３、１４ ダイオード
１５、１６ スイッチング素子
１７ 平滑コンデンサ
２１ 通信インターフェース
２２ メモリ
２３ プロセッサ
３１ 動作状態判定部
３２ 電流測定部
３３ 制御部

Claims (6)

  1. 直流電力を供給する電源と、
    前記電源から供給される直流電力を昇圧する昇圧コンバータと、
    前記昇圧コンバータへの入力電圧を測定する第１の電圧計と、
    前記昇圧コンバータからの出力電圧を測定する第２の電圧計と、
    前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、
    を有し、
    前記昇圧コンバータは、
    前記電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、
    前記第１のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、
    前記第２のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子と、
    を有し、
    前記制御装置は、
    前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの自己インダクタンスと、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトル間の相互インダクタンスとを記憶する記憶部と、
    所定のスイッチング周期ごとに、設定したデューティ比で前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとを交互に切り替える制御部と、
    前記スイッチング周期における、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの前記昇圧コンバータの現在の動作状態を、前記出力電圧に対する前記入力電圧の比、前記デューティ比、前記自己インダクタンス及び前記相互インダクタンスに基づいて判定する動作状態判定部と、
    前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記デューティ比とに基づいて、前記昇圧コンバータの現在の動作状態に対応する前記リアクトル電流の波形に従って前記スイッチング周期における前記リアクトル電流の平均値を測定する電流測定部と、
    を有する電力供給システム。
  2. 前記リアクトル電流を測定する電流計をさらに有し、
    前記記憶部は、前記複数の動作状態のそれぞれについて、当該動作状態における、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記デューティ比の組み合わせごとに前記スイッチング周期内の所定のタイミングにおける前記リアクトル電流の値と前記リアクトル電流の平均値間のオフセット値をさらに記憶し、
    前記電流測定部は、前記所定のタイミングにおける前記リアクトル電流の測定値に、前記昇圧コンバータの現在の動作状態における前記入力電圧、前記出力電圧及び前記デューティ比の組み合わせに対応する前記オフセット値を加えることで前記リアクトル電流の平均値を測定する、請求項１に記載の電力供給システム。
  3. 前記記憶部は、前記複数の動作状態のそれぞれについて、当該動作状態における、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記デューティ比の組み合わせごとに前記リアクトル電流の平均値の基準値をさらに記憶し、
    前記電流測定部は、前記昇圧コンバータの現在の動作状態における前記入力電圧、前記出力電圧及び前記デューティ比の組み合わせに対応する前記リアクトル電流の平均値の基準値を、前記リアクトル電流の平均値として測定する、請求項１に記載の電力供給システム。
  4. 前記複数の動作状態のそれぞれについての前記リアクトル電流の波形は、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルとの間の相互作用の有無及び当該相互作用による、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフの組み合わせにおける前記リアクトル電流の増加または減少により規定され、
    前記動作状態判定部は、前記出力電圧に対する前記入力電圧の比、前記デューティ比、前記自己インダクタンス及び前記相互インダクタンスに基づいて、前記複数の動作状態のそれぞれごとに、当該動作状態についての前記リアクトル電流の波形に応じた判定条件が満たされるか否か判定し、前記判定条件を満たす動作状態を、前記昇圧コンバータの現在の動作状態とする、請求項１～３の何れか一項に記載の電力供給システム。
  5. 直流電力を供給する電源から供給される直流電力を昇圧する昇圧コンバータを制御する制御装置であって、
    前記昇圧コンバータは、
    前記電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、
    前記第１のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、
    前記第２のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子と、
    を有し、
    前記制御装置は、
    前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの自己インダクタンスと、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトル間の相互インダクタンスとを記憶する記憶部と、
    所定のスイッチング周期ごとに、設定したデューティ比で前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとを交互に切り替える制御部と、
    前記スイッチング周期における、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの前記昇圧コンバータの現在の動作状態を、第１の電圧計により測定される前記昇圧コンバータへの入力電圧と第２の電圧計により測定される前記昇圧コンバータへの出力電圧との比、前記デューティ比、前記自己インダクタンス及び前記相互インダクタンスに基づいて判定する動作状態判定部と、
    前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記デューティ比とに基づいて、前記昇圧コンバータの現在の動作状態に対応する前記リアクトル電流の波形に従って前記スイッチング周期における前記リアクトル電流の平均値を測定する電流測定部と、
    を有する制御装置。
  6. 直流電力を供給する電源に対して並列に接続されるとともに互いに磁気結合可能に設けられる第１のリアクトル及び第２のリアクトルと、前記第１のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第１のリアクトルの他端に接続される第１のスイッチング素子と、前記第２のリアクトルの前記電源に接続される側の一端と反対側の前記第２のリアクトルの他端に接続される第２のスイッチング素子とを有する昇圧コンバータにおいて前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの一方に流れるリアクトル電流の測定方法であって、
    第１の電圧計により測定された前記昇圧コンバータへの入力電圧を取得し、
    第２の電圧計により測定された前記昇圧コンバータからの出力電圧を取得し、
    設定したデューティ比で前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のそれぞれのオンとオフとが交互に切り替えられる所定のスイッチング周期における、前記リアクトル電流の波形が異なる複数の動作状態のうちの前記昇圧コンバータの現在の動作状態を、前記出力電圧に対する前記入力電圧の比、前記デューティ比、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルの自己インダクタンス及び前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトル間の相互インダクタンスに基づいて判定し、
    前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記デューティ比とに基づいて、前記昇圧コンバータの現在の動作状態に対応する前記リアクトル電流の波形に従って前記スイッチング周期における前記リアクトル電流の平均値を測定する、
    ことを含む測定方法。
JP2020101831A 2020-06-11 2020-06-11 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法 Active JP7196880B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020101831A JP7196880B2 (ja) 2020-06-11 2020-06-11 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法
US17/232,713 US11444536B2 (en) 2020-06-11 2021-04-16 Power supply system, control device, and method for measuring reactor current
DE102021109890.4A DE102021109890A1 (de) 2020-06-11 2021-04-20 Stromversorgungssystem, steuervorrichtung und verfahren zur messung des drosselstroms
CN202110619785.0A CN113809919B (zh) 2020-06-11 2021-06-03 电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020101831A JP7196880B2 (ja) 2020-06-11 2020-06-11 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021197793A JP2021197793A (ja) 2021-12-27
JP7196880B2 true JP7196880B2 (ja) 2022-12-27

Family

ID=78826018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020101831A Active JP7196880B2 (ja) 2020-06-11 2020-06-11 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11444536B2 (ja)
JP (1) JP7196880B2 (ja)
CN (1) CN113809919B (ja)
DE (1) DE102021109890A1 (ja)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008306786A (ja) 2007-06-05 2008-12-18 Daihen Corp 昇圧チョッパ装置
US20200180451A1 (en) 2016-09-21 2020-06-11 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4510568B2 (ja) 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4510566B2 (ja) 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP5862918B2 (ja) * 2010-06-23 2016-02-16 トヨタ自動車株式会社 多相コンバータおよび多相コンバータの設計方法
KR101232874B1 (ko) * 2011-11-23 2013-02-12 전남대학교산학협력단 변압기를 이용한 자기결합 승압형 컨버터 장치
CN103430438B (zh) 2011-12-28 2016-09-07 丰田自动车株式会社 燃料电池系统
JP5997677B2 (ja) * 2013-10-16 2016-09-28 ダイキン工業株式会社 電力変換装置及び空気調和装置
WO2017145303A1 (ja) * 2016-02-24 2017-08-31 三菱電機株式会社 コンバータ装置
JP6763013B2 (ja) * 2016-03-04 2020-09-30 三菱電機株式会社 車載用の電力変換装置
JP7035980B2 (ja) * 2018-11-20 2022-03-15 トヨタ自動車株式会社 電流制御システム、燃料電池システム、および、昇圧コンバータの制御方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008306786A (ja) 2007-06-05 2008-12-18 Daihen Corp 昇圧チョッパ装置
US20200180451A1 (en) 2016-09-21 2020-06-11 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device

Also Published As

Publication number Publication date
CN113809919A (zh) 2021-12-17
JP2021197793A (ja) 2021-12-27
US20210391791A1 (en) 2021-12-16
DE102021109890A1 (de) 2021-12-30
CN113809919B (zh) 2024-03-26
US11444536B2 (en) 2022-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7974107B2 (en) System and method for controlling a current limit with primary side sensing using a hybrid PWM and PFM control
EP2873148B1 (en) Switched mode power supply with improved light load efficiency
US9899928B2 (en) Power conversion apparatus having an auxiliary coil functioning as a flyback transformer
JP4910575B2 (ja) スイッチング電源装置
US9444332B2 (en) System and method for controlling a power supply during discontinuous conduction mode
CN106998136B (zh) 基于相轨迹规划和跟踪的Buck变换器控制系统和方法
US9705410B2 (en) Power conversion apparatus
CN104919689A (zh) 基于可调参考电压调节输出电压的控制电路和方法
CN103997202B (zh) 供电系统和控制方法
JP2018057203A (ja) 直流電力変換器
JP7247991B2 (ja) 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法
JP7196880B2 (ja) 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法
CN113497556A (zh) 直流-直流转换器
US10897211B2 (en) Power conversion apparatus capable of performing step-up/step-down operation
JP5839497B2 (ja) 電流検出回路
JP7435547B2 (ja) 燃料電池システム
US9537390B2 (en) Control circuit, control method, DC-DC converter and electronic device
JP5216888B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃ変換器
Luo et al. Time-varying current observer with parameter estimation for multiphase low-voltage high-current voltage regulator modules
JP6295397B1 (ja) スイッチング電源回路
KR101091985B1 (ko) 고속 응답 특성을 갖는 양방향 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 제어 장치 및 방법
JP2002252974A (ja) スイッチング電源装置
JP2012170316A (ja) Ａｃ−ｄｃ変換回路および力率改善方法
CN115078834A (zh) 燃料电池系统
JP2002252976A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220314

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20221115

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20221128

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 7196880

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151