CN113809919A - 电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法 - Google Patents

电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113809919A
CN113809919A CN202110619785.0A CN202110619785A CN113809919A CN 113809919 A CN113809919 A CN 113809919A CN 202110619785 A CN202110619785 A CN 202110619785A CN 113809919 A CN113809919 A CN 113809919A
Authority
CN
China
Prior art keywords
reactor
current
phase
boost converter
operating state
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110619785.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113809919B (zh
Inventor
金子智彦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Publication of CN113809919A publication Critical patent/CN113809919A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113809919B publication Critical patent/CN113809919B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16533—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application
    • G01R19/16538—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application in AC or DC supplies
    • G01R19/16542—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application in AC or DC supplies for batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/42—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/42—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils
    • H01F27/422—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils for instrument transformers
    • H01F27/427—Circuits specially adapted for the purpose of modifying, or compensating for, electric characteristics of transformers, reactors, or choke coils for instrument transformers for current transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/30—Hydrogen technology
    • Y02E60/50—Fuel cells

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法，电力供给系统的控制装置(8)具有：存储部(22)，对升压转换器(3)的相互能够磁耦合的两个电抗器(11、12)的自感以及互感进行存储；动作状态判定部(31)，基于升压转换器(3)的输入电压相对于输出电压的比、应用于升压转换器(3)的各开关元件(15、16)的占空比、自感以及互感来对电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的升压转换器(3)的当前的动作状态进行判定；以及电流测定部(32)，基于输入电压、输出电压以及占空比并根据与升压转换器的当前的动作状态对应的电抗器电流的波形来测定各开关元件的规定的开关周期中的电抗器电流的平均值。

Description

电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法
技术领域
本发明涉及具有将被输入的直流电力升压的升压转换器的电力供给系统、控制这样的升压转换器的控制装置、以及对流动至升压转换器所具有的电抗器的电抗器电流进行测定的电抗器电流测定方法。
背景技术
为了将从燃料电池等直流电源供给的直流电力升压，有时利用升压型的DC－DC转换器(以下，简称为升压转换器)。这样的升压转换器例如具有电抗器与开关元件。而且，通过控制开关元件接通的期间相对于开关元件的开关周期的比亦即占空比来控制在电抗器中流动的电流(以下，有时简称为电抗器电流)，作为其结果，可控制从升压转换器输出的电压相对于输入至升压转换器的电压的升压比。因此，为了适当地控制升压比，要求准确地测定电抗器电流。鉴于此，提出了一种测定升压转换器的电抗器电流的技术(例如，参照国际公开第2013/098999号)。
例如，国际公开第2013/098999号所记载的燃料电池系统具有设置在燃料电池与负载之间并使燃料电池的输出升压的转换器与控制单元。而且，控制单元根据使用在转换器内的电抗器中流动的电抗器电流的指令值或者/以及测定值计算出的前馈占空比以及反馈占空比来决定对于转换器的占空比指令值。此时，在低负载运转时，控制单元将在处于工作(on-duty)的期间中的中间的时机测定出的中点测定值乘以规定的系数所得的值设定为电抗器电流的测定值。
在上述的技术中，当如低负载运转时那样，升压转换器以在开关周期中存在成为不流动电抗器电流的状态的期间的、所谓的不连续模式进行动作时，通过对电抗器电流的中点测定值乘以规定的系数而得的值被重新设定为电抗器电流的测定值。由此，可实现抑制在反馈控制中使用的电抗器电流的测定值与实际电流的平均值的偏差。
然而，作为升压转换器，在两个电抗器被配置为相互能够磁耦合的、所谓的磁耦合型的升压转换器中，即便是升压转换器以不连续模式进行动作的情况，电抗器电流的波形也根据升压转换器的动作状态而不同。鉴于此，要求能够更高精度地测定磁耦合型的升压转换器的电抗器电流的手法。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供能够提高磁耦合型的升压转换器的电抗器电流的测定精度的电力供给系统。
根据本发明的一个方式，提供一种电力供给系统。该电力供给系统具有：电源，供给直流电力；升压转换器，对从电源供给的直流电力进行升压；第1电压计，测定向升压转换器的输入电压；第2电压计，测定来自升压转换器的输出电压；以及控制装置，控制升压转换器。升压转换器具有：第1电抗器以及第2电抗器，相对于电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；第1开关元件，连接在与第1电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第1电抗器的另一端；以及第2开关元件，连接在与第2电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第2电抗器的另一端。而且，控制装置具有：存储部，对第1电抗器以及第2电抗器的自感和第1电抗器与第2电抗器间的互感进行存储；控制部，每隔规定的开关周期，按所设定的占空比交替地切换第1开关元件与第2开关元件各自的接通与断开；动作状态判定部，基于输入电压相对于输出电压的比、占空比、自感以及互感来对开关周期中的、流动至第1电抗器以及第2电抗器的一方的电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及电流测定部，基于输入电压、输出电压以及占空比并根据与升压转换器的当前的动作状态对应的电抗器电流的波形来测定规定的开关周期中的电抗器电流的平均值。
优选该电力供给系统还具有电流计，该电流计测定流动至第1电抗器的电抗器电流。而且，优选控制装置的存储部还针对升压转换器的多个动作状态分别按该动作状态下的输入电压、输出电压以及占空比的每个组合来存储开关周期中的规定的时机下的电抗器电流的值与电抗器电流的平均值间的偏移值，控制装置的电流测定部通过对该规定的时机下的电抗器电流的测定值加上与升压转换器的当前的动作状态下的输入电压、输出电压以及占空比的组合对应的偏移值来测定电抗器电流的平均值。
或者，优选在该电力供给系统中，控制装置的存储部还针对升压转换器的多个动作状态分别按该动作状态下的输入电压、输出电压以及占空比的每个组合来存储电抗器电流的平均值的基准值，控制装置的电流测定部测定与升压转换器的当前的动作状态下的输入电压、输出电压以及占空比的组合对应的电抗器电流的平均值的基准值作为电抗器电流的平均值。
并且，优选在该电力供给系统中，与升压转换器的多个动作状态分别有关的电抗器电流的波形根据第1电抗器与第2电抗器之间的相互作用的有无以及该相互作用引起的、第1开关元件以及第2开关元件各自的接通与断开的组合中的电抗器电流的增加或者减少来规定，
控制装置的动作状态判定部基于输入电压相对于输出电压的比、占空比、自感以及互感来按多个动作状态的每个对是否满足与该动作状态有关的电抗器电流的波形成立的判定条件进行判定，并将满足该判定条件的动作状态作为升压转换器的当前的动作状态。
根据本发明的其他方式，提供一种控制升压转换器的控制装置，该升压转换器对从供给直流电力的电源供给的直流电力进行升压。该控制装置控制的升压转换器具有：第1电抗器以及第2电抗器，相对于电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；第1开关元件，连接在与第1电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第1电抗器的另一端；以及第2开关元件，连接在与第2电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第2电抗器的另一端。而且，控制装置具有：存储部，对第1电抗器以及第2电抗器的自感和第1电抗器与第2电抗器间的互感进行存储；控制部，每隔规定的开关周期，按照所设定的占空比来交替地切换第1开关元件与第2开关元件各自的接通与断开；动作状态判定部，基于由第1电压计测定的向升压转换器的输入电压相对于由第2电压计测定的来自升压转换器的输出电压的比、占空比、自感以及互感来对开关周期中的、流动至第1电抗器以及第2电抗器的一方的电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及电流测定部，基于输入电压、输出电压、占空比并根据与升压转换器的当前的动作状态对应的电抗器电流的波形来测定开关周期中的电抗器电流的平均值。
根据本发明的又一个变形例，提供一种对在升压转换器中流动至第1电抗器以及第2电抗器的一方的电抗器电流进行测定的测定方法，该升压转换器具有：第1电抗器以及第2电抗器，相对于供给直流电力的电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；第1开关元件，连接在与第1电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第1电抗器的另一端；以及第2开关元件，连接在与第2电抗器的和电源连接一侧的一端相反侧的第2电抗器的另一端。该电抗器电流测定方法包括：取得由第1电压计测定出的向升压转换器的输入电压；取得由第2电压计测定出的来自升压转换器的输出电压；基于输入电压相对于输出电压的比、占空比、第1电抗器以及第2电抗器的自感以及第1电抗器与第2电抗器间的互感来对按照所设定的占空比交替地切换第1开关元件与第2开关元件各自的接通与断开的规定的开关周期中的、电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及基于输入电压、输出电压以及占空比并根据与升压转换器的当前的动作状态对应的电抗器电流的波形来测定开关周期中的电抗器电流的平均值。
本发明所涉及的电力供给系统起到能够提高磁耦合型的升压转换器的电抗器电流的测定精度的效果。
附图说明
图1是一个实施方式涉及的电力供给系统的简要结构图。
图2是与包括电抗器电流测定处理的升压转换器的控制处理相关的、控制器的处理器的功能框图。
图3是升压转换器的等效电路图。
图4是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图5是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的另一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图6是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图7是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图8是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图9是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图10是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图11是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图12是表示与升压转换器以不连续模式进行动作的动作状态中的又一个有关的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图13是表示对于向升压转换器的输入电压相对于来自升压转换器的输出电压的比与占空比的组合的、各动作状态的分布的图。
图14是表示对测定出电抗器电流的升压转换器的动作点进行表示的表的图。
图15A～图15F分别是表示与图14所示的各动作点有关的电抗器电流的波形的计算结果和实际的波形的测定结果的图。
图16是本实施方式涉及的、包括电抗器电流测定处理的升压转换器的控制处理的动作流程图。
图17是表示反向电流流动至升压转换器的任一个相的升压转换器的动作状态中的一个动作状态下的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图18是表示反向电流流动至升压转换器的任一个相的升压转换器的动作状态中的另一个动作状态下的电抗器电流的波形的一个例子的图。
图19是表示变形例涉及的对于向升压转换器的输入电压相对于来自升压转换器的输出电压的比与占空比的组合的、各动作状态的分布的图。
具体实施方式
以下，参照附图对具有升压转换器的电力供给系统、控制升压转换器的控制装置、以及由该电力供给系统执行的电抗器电流测定处理进行说明。该电力供给系统具有磁耦合型的升压转换器，对流动至该升压转换器所具有的两个电抗器的电抗器电流进行测定。此时，该电力供给系统对被输入至升压转换器的电压(以下，有时简称为输入电压)以及从升压转换器输出的电压(以下，有时简称为输出电压)进行测定。而且，该电力供给系统基于输入电压的测定值与输出电压的测定值的比、以及升压转换器所具有的开关元件的占空比、各电抗器的自感以及互感来对电抗器电流的波形不同的升压转换器的多个动作状态中的当前的动作状态进行判定。而且，该电力供给系统根据与判定出的动作状态相当的电抗器电流的波形来对升压转换器所具有的开关元件的开关周期中的电抗器电流的平均值进行测定。
图1是一个实施方式涉及的电力供给系统的简要结构图。如图1所示，电力供给系统1具有电源2、升压转换器3、两个电压计4、5、两个电流计6、7、以及控制器8。而且，电力供给系统1通过升压转换器3将从电源2供给的直流电力升压，并将升压后的直流电力向负载电路9供给。此外，在图1所示的例子中，与电源2连接的升压转换器3的数量为一个，但可以相对于电源2并列连接有多个升压转换器。而且，控制器8可以控制多个升压转换器。此时，只要按每个升压转换器，如图1所示那样设置与该升压转换器连接的两个电压计以及两个电流计即可。
电源2是供给直流电力的电源，在本实施方式中，能够为燃料电池。此外，电源2并不局限于燃料电池，也可以是铅蓄电池或锂离子电池等其他方式的直流电源。从电源2供给的直流电力被输入至升压转换器3。
升压转换器3是所谓的磁耦合型的升压转换器，将从电源2供给的直流电力升压，并将升压后的直流电力向负载电路9输出。为此，升压转换器3具有两个电抗器11、12、两个二极管13、14、两个开关元件15、16以及平滑电容器17。
两个电抗器11、12被配置为在电源2与负载电路9之间相互并联连接且相对于彼此能够磁耦合。例如，电抗器11(第1电抗器)与电抗器12(第2电抗器)被卷绕于相同的铁芯。此外，电抗器11的结构(例如匝数等)与电抗器12的结构能够相同。即，电抗器11的自感与电抗器12的自感能够相互相同。
二极管13以二极管13的阳极与电抗器11的一端连接、二极管13的阴极与平滑电容器17的一端连接的方式被配置于电抗器11与平滑电容器17之间。即，二极管13被配置为从电抗器11朝向平滑电容器17流动电抗器电流。同样，二极管14以二极管14的阳极与电抗器12的一端连接、二极管14的阴极与平滑电容器17的一端连接的方式被配置于电抗器12与平滑电容器17之间。即，二极管14被配置为从电抗器12向平滑电容器17流动电抗器电流。
两个开关元件15、16例如能够是MOSFET或绝缘栅双极晶体管之类的半导体的开关元件。开关元件15(第1开关元件)与电抗器11的和电源2连接侧的一端相反侧的电抗器11的另一端连接。即，开关元件15被设置为一端连接在电抗器11与二极管13之间、另一端接地且根据来自控制器8的控制信号来切换接通/断开。同样，开关元件16(第2开关元件)与电抗器12的和电源2连接侧的一端相反侧的电抗器12的另一端连接。即，开关元件16被设置为一端连接在电抗器12与二极管14之间、另一端接地且根据来自控制器8的控制信号来切换接通/断开。而且，若控制器8将开关元件15接通，则利用经由开关元件15流动至电抗器11的电抗器电流向电抗器11蓄积能量。而且，若控制器8将开关元件15断开，则蓄积于电抗器11的能量引起的电抗器电流向平滑电容器17流动。同样，若控制器8将开关元件16接通，则利用经由开关元件16流动至电抗器12的电抗器电流向电抗器12蓄积能量。而且，若控制器8将开关元件16断开，则蓄积于电抗器12的能量引起的电抗器电流向平滑电容器17流动。
平滑电容器17对利用从电抗器11以及电抗器12流入的电抗器电流而蓄积的电力进行平滑化并向负载电路9输出。因此，通过控制器8针对开关元件15、16分别周期性地切换接通/断开，使得蓄积于平滑电容器17的电力增加，其结果是，供给至升压转换器3的直流电力在升压之后被输出。
电压计4是第1电压计的一个例子，设置于电源2与升压转换器3之间，对向升压转换器3的输入电压进行测定。而且，电压计4将输入电压的测定值向控制器8输出。
电压计5是第2电压计的一个例子，设置于二极管13以及二极管14与平滑电容器17之间，测定来自升压转换器3的输出电压。此外，电压计5也可以设置于平滑电容器17与负载电路9之间。而且，电压计5将输出电压的测定值向控制器8输出。
电流计6在电抗器11与二极管13之间被设置于比连接开关元件15的位置靠电抗器11侧，对在电抗器11中流动的电抗器电流进行测定。而且，电流计6将该电抗器电流的测定值向控制器8输出。同样，电流计7在电抗器12与二极管14之间设置于比连接开关元件16的位置靠电抗器12侧，对在电抗器12中流动的电抗器电流进行测定并将该电抗器电流的测定值向控制器8输出。
控制器8是控制装置的一个例子，对包括升压转换器3的电力供给系统1整体进行控制。具体而言，控制器8基于从其他装置例如被组装了电力供给系统1的装置的控制装置通知的、从电源2供给的电力的目标值(以下，简称为目标电力值)来求出对于升压转换器3的电流指令值，根据求出的电流指令值来设定两个开关元件15、16的占空比。而且，每隔规定的开关周期，控制器8按照所设定的占空比来对于两个开关元件15、16交替地切换接通/断开。另外，控制器8基于升压转换器3的输入电压的测定值以及输出电压的测定值、电抗器电流的测定值、升压转换器3的两个电抗器11、12的自感及该两个电抗器间的互感、以及占空比来测定各开关元件的开关周期中的电抗器电流的平均值，根据测定出的电抗器电流的平均值来更新占空比。
为此，控制器8具有通信接口21、存储器22以及处理器23。通信接口21、存储器22以及处理器23可以构成为相互独立的电路，或者也可以构成为一个集成电路。
通信接口21具有用于将两个电压计4、5、两个电流计6、7以及其他装置与控制器8连接的接口电路、和用于向升压转换器3的两个开关元件15、16输出控制信号的门驱动器(Gate driver)等。而且，通信接口21将从电压计4接受到的向升压转换器3的输入电压的测定值、从电压计5接受到的来自升压转换器3的输出电压的测定值、以及分别来自电流计6及电流计7的电抗器电流的测定值转给处理器23。另外，通信接口21将来自处理器23的控制信号向升压转换器3的两个开关元件15、16输出。并且，通信接口21将从其他装置接受到的目标电力值转给处理器23。另外，通信接口21可以将从处理器23接受到的表示开关周期中的电抗器电流的平均值的信息向其他装置输出。
存储器22是存储部的一个例子，例如具有非易失性的半导体存储器以及易失性的半导体存储器。而且，存储器22对在电力供给系统1的控制中利用的各种信息进行存储。例如，存储器22对表示电流指令值与占空比的对应关系的表、以及为了推断升压转换器3的各开关元件的开关周期中的电抗器电流的平均值而利用的各种信息、例如升压转换器3的两个电抗器11、12的自感、电抗器11与电抗器12间的互感、以及各开关元件的开关周期的长度等进行存储。并且，存储器22对在电力供给系统1动作的期间由处理器23计算的各种数据暂时进行存储。
处理器23例如具有1个以上的运算电路及其周边电路。而且，处理器23设定升压转换器3的各开关元件的占空比，按每个开关周期，根据所设定的占空比来交替地切换各开关元件的接通/断开。并且，处理器23测定升压转换器3的各开关元件的开关周期中的电抗器电流的平均值，根据测定出的电抗器电流的平均值来更新占空比。
图2是与包括电抗器电流测定处理的升压转换器3的控制处理相关的、处理器23的功能框图。处理器23具有动作状态判定部31、电流测定部32以及控制部33。
每隔规定的周期、例如每隔升压转换器3的任一个开关元件的开关周期，动作状态判定部31便判定升压转换器3的动作状态。在本实施方式中，动作状态判定部31基于向升压转换器3的输入电压的测定值与来自升压转换器3的输出电压的测定值之比、升压转换器3的各电抗器的自身阻抗以及互感、各开关元件的占空比来对开关周期中的电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的升压转换器3的当前的动作状态进行判定。
当升压转换器3以在开关周期中不存在不流动电抗器电流的期间的连续模式进行动作的情况下，在升压转换器3的各电抗器中流动的电抗器电流的波形成为按各开关元件的开关周期线性地重复上下运动的三角波。因此，针对电抗器11、12分别将与对应的开关元件接通的期间的中点相当的时机的电抗器电流的测定值推断为开关周期中的在该电抗器流动的电抗器电流的平均值。然而，在升压转换器3以存在不流动电抗器电流的期间的不连续模式进行动作的情况下，开关周期中的电抗器电流的平均值根据开关周期中的电抗器电流的波形而变化。并且，开关周期中的电抗器电流的波形根据由电抗器11与电抗器12间的相互作用的有无以及电抗器11、12相互作用的情况下的该相互作用的程度决定的动作状态而变化。
升压转换器3的每个动作状态的电抗器电流的波形可通过求解升压转换器的电路方程式来求出。鉴于此，首先对升压转换器3的等效电路以及电路方程式进行说明。
图3是升压转换器3的等效电路图。如图3所示，在升压转换器3的等效电路中，电抗器11被视为电阻r、自感L以及互感M串联连接的结构。同样，电抗器12也被视为电阻r、自感L以及互感M串联连接的结构。其中，设电抗器11以及电抗器12具有彼此相同的电路常量。而且，若将电抗器11与电抗器12中的连接电抗器11的一侧作为U相、将连接电抗器12的一侧作为V相，并用Iu表示在电抗器11流动的电抗器电流、用IV表示在电抗器12流动的电抗器电流、用V表示电压矢量，则升压转换器3的电路方程式用下式表达。
Figure BDA0003099093120000101
Figure BDA0003099093120000102
需要说明的是，电压矢量V取遵照以下的表的值。其中，向升压转换器3的输入电压用VL表示，来自升压转换器3的输出电压用VH表示。在以下的说明中也是同样的。U相接通表示与电抗器11连接的开关元件15接通，U相断开表示开关元件15断开。同样，V相接通表示与电抗器12连接的开关元件16接通，V相断开表示开关元件16断开。此外，以下为了便于说明，将U相的开关元件15接通简述为U相接通，将U相的开关元件15断开简述为U相断开。同样，将V相的开关元件16接通简述为V相接通，将V相的开关元件16断开简述为V相断开。
表1电压矢量所取的值
Figure BDA0003099093120000103
在本实施方式中，设各电抗器的自感L大于它们的互感M。另外，控制器8以U相与V相的动作对称的方式控制各开关元件。即，U相的开关元件15的开关周期以及占空比与V相的开关元件16的开关周期以及占空比相同，且U相从断开切换为接通的时机与V相从断开切换为接通的时机错开开关周期的1/2。
以不连续模式进行动作的升压转换器3的动作状态包括电抗器电流流动至U相的期间与电抗器电流流动至V相的期间不重叠、U相与V相间无相互作用的动作状态；和电抗器电流流动至U相的期间与电抗器电流流动至V相的期间重叠、U相与V相间存在相互作用的动作状态。并且，U相与V相间存在相互作用的动作状态包括U相与V相各自的接通和断开的组合所对应的电抗器电流的增加或者减少的时机不同、即电抗器电流的波形不同的多个动作状态。换言之，与多个动作状态分别有关的电抗器电流的波形由U相的电抗器11与V相的电抗器12之间的相互作用的有无以及该相互作用引起的、开关元件15以及开关元件16各自的接通与断开的组合中的电抗器电流的增加或者减少来规定。因此，按每个动作状态存在用于与该动作状态有关的电抗器电流的波形成立的判定条件。
对这点详细进行说明。如上述那样，由于U相的动作与V相的动作对称，所以以下着眼于U相进行说明。
根据(1)式以及表1，U相和V相均接通的情况下的与升压转换器3的U相相关的电路方程式用下式表达。
Figure BDA0003099093120000111
这里，根据上述的定义，由于自感L大于互感M，所以(2)式的右边总为正。因此，在U相与V相均接通的情况下，U相的电抗器电流(以下，有时简称为U相电流)的时间变化dI/dt总为正。即，在U相与V相均接通的情况下，U相电流随着时间经过而增加(以下，有时简称为电流的增加。关于V相也相同)。
另外，根据(1)式以及表1，U相与V相均断开的情况下的与升压转换器3的U相相关的电路方程式用下式表达。
Figure BDA0003099093120000112
如上述那样，由于自感L大于互感M且输出电压VH高于输入电压VL，所以(3)式的右边总为负。因此，在U相与V相均断开的情况下，U相电流的时间变化dI/dt总为负。即，在U相与V相均断开的情况下，U相电流随着时间经过而减少(以下，有时简称为电流的减少。关于V相也相同)。因此，在U相与V相间存在相互作用的情况下，各相的接通/断开的组合与U相电流的增减可采取的组合如以下的表2～表5所示。
表2相互作用状态I下的U相电流的增减表
dI<sub>U</sub>/dt U相接通 U相断开
V相接通 正fi× 负
V相断开 负 负fi×
表3相互作用状态II下的U相电流的增减表
dI<sub>U</sub>/dt U相接通 U相断开
V相接通 正fi× 负
V相断开 正 负fi×
表4相互作用状态III下的U相电流的增减表
dI<sub>U</sub>/dt U相接通 U相断开
V相接通 正fi× 正
V相断开 负 负fi×
表5相互作用状态IV下的U相电流的增减表
dI<sub>U</sub>/dt U相接通 U相断开
V相接通 正fi× 正
V相断开 正 负fi×
即，在表2所示的动作状态下，仅在U相以及V相均接通的情况下U相电流增加，在其他的情况下U相电流减少。以下，为了方便起见，将该动作状态称为相互作用状态I。此外，根据(1)式，相互作用状态I成立仅限定于输入电压相对于输出电压的比VL/VH小于M/(L+M)的情况。另外，在表3所示的动作状态下，在U相接通的情况下，不管V相的接通/断开，U相电流均增加，相反，在U相断开的情况下，不管V相的接通/断开，U相电流均减少。以下，为了方便，将该动作状态称为相互作用状态II。此外，根据(1)式，相互作用状态II成立仅限定于输入电压相对于输出电压的比VL/VH为M/(L+M)以上且小于L/(L+M)的情况。并且，在表4所示的动作状态下，在V相接通的情况下，不管U相的接通/断开，U相电流均增加，相反，在V相断开的情况下，不管U相的接通/断开，U相电流均减少。以下，为了方便，将该动作状态简称为相互作用状态III。此外，详细如后述那样，升压转换器3的动作状态不会成为相互作用状态III。而且，在表5所示的动作状态下，仅在U相以及V相均断开的情况下，U相电流减少，在其他的情况下，U相电流增加。以下，为了方便，将该动作状态称为相互作用状态IV。此外，根据(1)式，相互作用状态IV成立仅限定于输入电压相对于输出电压的比VL/VH为L/(L+M)以上的情况。
鉴于此，以下关于各动作状态，对用于成为该动作状态的判定条件(即，用于与该动作状态有关的电抗器电流的波形成立的判定条件)以及该动作状态下的电抗器电流的波形与开关周期中的电流的平均值的关系进行说明。
图4是表示U相与V相间不存在相互作用的情况下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图4中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形401表示U相电流的波形，波形402表示V相的电抗器电流(以下，有时简称为V相电流)的波形。并且，波形411表示U相的开关元件15的状态变化，波形412表示V相的开关元件16的状态变化。
如图4所示，在U相与V相间不存在相互作用的情况下，U相电流在U相接通的期间增加，若U相断开则减少。而且，在U相电流为零的期间，V相电流以相同的方式进行增减。因此，该情况下，在(1)式中，视为互感M为零，通过按U相电流线性增减的每个期间划分开关周期来测定各期间的终点处的U相电流，能够计算开关周期中的U相电流的平均值Iave(以下，有时简称为U相电流的平均值或平均电流)。此外，关于以下说明的各动作状态也同样，通过按U相电流线性增减的每个期间划分开关周期来测定各期间的终点处的U相电流，能够计算U相的平均电流Iave。即，在U相与V相间不存在相互作用的动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000131
这里，T表示开关周期的长度，TD表示U相的开关元件15在开关周期中接通的期间的长度。另外，T1表示U相电流增加的期间的长度。在该例子中，T1＝TD。并且，T2表示U相电流减少的期间的长度。另外，I1表示从U相断开的时机、即开关周期T的开始起经过了期间T1的时刻的U相电流，I2表示从U相断开的时机起经过了期间T2的时刻的U相电流。即，I2＝0。该动作状态在(T1+T2)≤T/2时成立。因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000141
其中，D为占空比。因此，动作状态判定部31基于输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(5)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态即可。
接下来，对相互作用状态I进行说明。相互作用状态I被分类为占空比D大于1/2且U相电流在U相接通的期间为零的情形、与占空比D大于1/2且U相电流在U相接通的期间不为零的情形。其中，在相互作用状态I下，占空比D不会为1/2以下。这是因为：根据相互作用状态I的定义，由于若占空比D为1/2以下，则不存在U相以及V相均接通的期间，所以U相电流总减少。依次对各个情形进行说明。
图5是表示相互作用状态I、占空比D大于1/2且U相电流在U相的开关元件15接通的期间为零的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图5中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形501表示U相电流的波形，波形502表示V相电流的波形。并且，波形511表示U相的开关元件15的状态变化，波形512表示V相的开关元件16的状态变化。
如图5所示，从开关周期T的开始起直至经过期间T1为止，U相以及V相均接通，U相电流增加。而且，若在经过了期间T1的时刻V相断开，则V相电流开始减少。在相互作用状态I下，若U相或者V相中的任一相断开，则U相电流减少。即，因U相的电抗器受到V相电流的减少带来的影响，所以U相电流也减少。而且，在从期间T1的终点起经过了期间T2的时刻，U相电流为零。然后，若从开关周期的开始起经过T/2且V相接通，则由于U相、V相都接通，所以U相电流也与V相电流一同增加。而且，在V相接通之后经过了期间T3的时刻，若U相断开，则此后U相电流以及V相电流均减少。而且，在U相断开之后，若经过期间T4，则V相电流为零，此后，U相电流的减少更快速。而且，在V相电流为零之后，若经过期间T5，则U相电流也为零。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5以及各期间T1～T5的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000151
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000152
因此，成为该动作状态的判定条件用下式来表达。
Figure BDA0003099093120000153
然而，为了在期间T5为正，根据(6)式，需要自感L小于互感M，这与前提条件矛盾。因此，不存在相互作用状态I、占空比D大于1/2且U相电流在U相接通的期间为零的情形。即，动作状态判定部31不会判定为升压转换器3的动作状态成为该情形。
图6是表示相互作用状态I、占空比D大于1/2且U相电流在U相接通的期间不为零的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图6中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形601表示U相电流的波形，波形602表示V相电流的波形。并且，波形611表示U相的开关元件15的状态变化，波形612表示V相的开关元件16的状态变化。
如图6所示，从开关周期T的开始起直至经过期间T1为止，U相以及V均接通，U相电流增加。而且，在经过了期间T1的时刻，若V相断开，则V相电流开始减少。如上述那样，在相互作用状态I下，若U相或者V相中的任一相断开，则U相电流减少。即，因U相的电抗器受到V相电流的减少带来的影响，所以U相电流也减少。而且，在期间T1结束之后经过了期间T2的时刻，V相电流为零。然后，U相电流的减少变缓慢。另外，若在V相电流为零之后经过期间T3、即若从开关周期的开始起经过T/2，则由于U相、V相都接通，所以U相电流也与V相电流一同增加。而且，在V相接通之后经过了期间T4的时刻，若U相断开，则此后U相电流以及V相电流减少。而且，若在U相断开之后经过期间T5，则U相电流为零。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5以及各期间T1～T5的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000171
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000172
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000173
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(11)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式、相互作用状态I并且占空比D大于1/2且U相电流在U相的开关元件15接通的期间不为零的情形下的动作状态即可。
接下来，对相互作用状态II进行说明。相互作用状态II被分类为占空比D小于1/2的情形与占空比D为1/2以上的情形。并且，占空比D小于1/2的情形被分类为U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形、U相电流为零的时机是V相接通的期间中的情形、以及U相电流为零的时机是V相从接通切换为断开之后的情形。依次对各个情形进行说明。
图7是表示相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相从断开切换为接通的时机靠前的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图7中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形701表示U相电流的波形，波形702表示V相电流的波形。并且，波形711表示U相的开关元件15的状态变化，波形712表示V相的开关元件16的状态变化。
如波形701以及波形702所示，该情形下的U相电流的波形与图4所示的、U相与V相间不存在相互作用的情况下的U相电流的波形相同。因此，不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的升压转换器3的动作状态不需要与不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态区别，两者能够为相同的动作状态。因此，在满足(5)式所示的条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态或不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的动作状态即可。
图8是表示相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相接通的期间中的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图8中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形801表示U相电流的波形，波形802表示V相电流的波形。并且，波形811表示U相的开关元件15的状态变化，波形812表示V相的开关元件16的状态变化。
如图8所示，从开关周期T的开始直至经过期间TD为止，U相接通，V相断开。因此，在该期间中，U相电流增加。在期间TD中的从开关周期T的开始起的期间T1，由于V相电流减少，所以U相电流的增加更急剧。若从开关周期T的开始起经过期间T1，则V相电流为零，不存在U相与V相间的相互作用，U相电流的增加变缓慢。在期间T1的结束后再经过期间T2，若U相断开，则此后U相电流减少。而且，若在U相断开之后经过期间T3、即若从开关周期T的开始起的经过时间为T/2，则V相接通，此后，V相电流增加。在相互作用状态II下，由于U相电流因V相电流的增加而减少，所以在期间T3结束后的期间T4，伴随着V相电流的增加而U相电流的减少变快速。而且，若在V相接通之后经过期间T4，则U相电流为零。因此，各期间T1～T4各自的终点处的U相电流I1～I4以及各期间T1～T4的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000191
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000192
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000193
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(14)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相接通的期间中的情形下的动作状态即可。
图9是表示是相互作用状态II且占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相从接通切换为断开之后的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图9中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形901表示U相电流的波形，波形902表示V相电流的波形。并且，波形911表示U相的开关元件15的状态变化，波形912表示V相的开关元件16的状态变化。
如图9所示，从开关周期T的开始起直至经过期间T1为止，U相接通且V相断开。由于在相互作用状态II下，若U相接通，则U相电流增加，所以U相电流增加并且V相电流减少。而且，在经过了期间T1的时刻，若U相断开，则U相电流开始减少。另外，V相的电抗器受到U相电流的减少带来的影响而比V相电流急剧减少。而且，由于在从期间T1的终点起经过了期间T2的时刻，V相电流为零，所以在经过期间T2之后，U相的电抗器不再受到V相电流带来的影响。其结果是，U相电流的减少变缓慢。另外，若在V相电流为零之后经过期间T3、即若从开关周期的开始起经过T/2，则V相接通，V相电流增加，U相的电抗器受到V相电流的影响而U相电流更急剧减少。而且，在V相接通之后经过了期间T4的时刻，若V相断开，则此后V相电流减少，并且受到V相电流的减少的影响，U相电流进一步急剧减少。而且，若在V相断开之后经过期间T5，则U相电流为零。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5以及各期间T1～T5的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000211
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000212
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000213
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(17)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判断为是不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相从接通切换为断开之后的情形下的动作状态即可。
图10是表示相互作用状态II且占空比D为1/2以上的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。此外，该情形下，在其定义上U相电流为零的时机总是V相接通的期间。在图10中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形1001表示U相电流的波形，波形1002表示V相电流的波形。并且，波形1011表示U相的开关元件15的状态变化，波形1012表示V相的开关元件16的状态变化。
如图10所示，从开关周期T的开始起直至经过期间T1为止，U相以及V相均接通，U相电流以及V相电流均增加。而且，在经过了期间T1的时刻，若V相断开，则V相电流转为减少。另外，U相的电抗器受到V相电流的减少带来的影响，U相电流的增加变缓慢。而且，在期间T1结束之后经过了期间T2的时刻，V相电流为零。由于若V相电流为零，则不存在U相与V相间的相互作用，所以在经过了期间T2之后，U相电流的增加更缓慢。另外，若在V相电流为零之后经过期间T3、即若从开关周期的开始起经过T/2，则V相接通，V相电流开始增加，受到V相电流的增加的影响，U相电流更急剧地增加。而且，在V相接通之后经过了期间T4的时刻，若U相断开，则此后U相电流减少，并且受到U相电流的减少的影响，V相电流的增加变缓慢。而且，若在U相断开之后经过期间T5，则U相电流为零。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5以及各期间T1～T5的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000231
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000232
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000233
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(20)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式、相互作用状态II且占空比D为1/2以上的情形下的动作状态即可。
接下来，对相互作用状态III进行说明。如上述那样，相互作用状态III是如下的动作状态：在V相的开关元件接通的情况下，不管U相的开关元件的接通/断开，U相电流均增加，相反，在V相的开关元件断开的情况下，不管U相的开关元件的接通/断开，U相电流均减少。然而，在本实施方式中，由于电抗器11的自感L大于互感M，所以升压转换器3的动作状态不会成为相互作用状态III。
若更详细地进行说明，则根据相互作用状态III的定义，在U相接通、V相断开的情况下，U相电流减少，相反，在V相接通、U相断开的情况下，U相电流Iu增加。因此，根据(1)式，下述的式成立。
Figure BDA0003099093120000241
为了该式成立，需要满足下述的判定条件。
Figure BDA0003099093120000242
然而，在自感L大于互感M的情况下，由于(L+M)/M大于(L+M)/L，所以(22)式所示的条件不成立。因此，升压转换器3的动作状态不成为相互作用状态III。因此，动作状态判定部31不会将相互作用状态III判定为升压转换器3的动作状态。
接下来，对相互作用状态IV进行说明。在相互作用状态IV下，由于若占空比D大于1/2，则不存在U相、V相均断开的期间，所以U相电流持续增加。因此，由于若相互作用状态IV继续，则U相电流不为零，所以升压转换器3无法维持成为不连续模式的动作状态，稳定地以连续模式进行动作。因此，不需要对占空比D大于1/2的情形进行考虑。另一方面，占空比D为1/2以下的情形被分类为在V相从断开切换为接通的时机(即T/2)之前U相电流为零的情形、和在V相从断开切换为接通的时机之前U相电流不为零的情形。依次对各个情形进行说明。
图11是表示相互作用状态IV、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图11中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形1101表示U相电流的波形，波形1102表示V相电流的波形。并且，波形1111表示U相的开关元件15的状态变化，波形1112表示V相的开关元件16的状态变化。
如波形1101以及波形1102所示，该情形下的U相电流的波形与图4所示的、U相与V相间不存在相互作用的情况下的U相电流的波形相同。因此，不连续模式、相互作用状态IV、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的升压转换器3的动作状态不需要与不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态、以及相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的动作状态区别。因此，在满足(5)式所示的条件情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态或不连续模式、相互作用状态II或者IV、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形下的动作状态即可。
图12是表示相互作用状态IV、占空比D小于1/2且在V相接通之前U相电流不为零的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图12中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形1201表示U相的电抗器电流的波形，波形1202表示V相的电抗器电流的波形。并且，波形1211表示U相的开关元件15的状态变化，波形1212表示V相的开关元件16的状态变化。
如图12所示，从开关周期T的开始起直至经过期间T1为止，U相以及V相均接通，U相电流增加。而且，由于在经过了期间T1的时刻，若U相断开，则U相、V相都断开，所以V相电流开始减少，并且U相电流也减少。而且，在期间T1结束之后经过了期间T2的时刻，V相电流为零。然后，由于U相的电抗器不从V相受到影响，所以U相电流的减少变缓慢。另外，若在V相电流为零之后经过期间T3、即若从开关周期的开始起经过T/2，则V相接通，V相电流增加。另外，在相互作用状态IV下，若U相以及V相的任一相接通，则U相电流增加。因此，在期间T3结束之后的期间T4，U相的电抗器受到V相电流的增加的影响而U相电流也增加。而且，由于在V相接通之后经过了期间T4的时刻，若V相断开，则U相以及V相均断开，所以此后U相电流以及V相电流减少。而且，若在V相断开之后经过期间T5，则U相电流为零。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5以及各期间T1～T5的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000261
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000262
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000271
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(25)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是不连续模式、相互作用状态IV、占空比D为1/2以下且在V相接通之前U相电流不为零的情形下的动作状态即可。
图13是表示针对向升压转换器3的输入电压VL相对于来自升压转换器3的输出电压VH的比VL/VH与占空比D的组合的、各动作状态的分布的图。在图13中，横轴表示比VL/VH，纵轴表示占空比D。而且，各个区域分别表示与一个动作状态对应的升压转换器3的运转区域。即，在运转区域1301包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为与连续模式相当的动作状态。另外，在运转区域1302包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式且U相与V相间不存在相互作用的动作状态。此外，如上述那样，该动作状态还包括不连续模式、相互作用状态II或者IV、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机比V相接通靠前的情形。以下，为了方便，将该动作状态称为状态1。
另外，在运转区域1303包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式、相互作用状态I且占空比D大于1/2且U相电流在U相的开关元件15接通的期间不为零的情形下的动作状态。以下，为了方便，将该动作状态称为状态2。
并且，在运转区域1304包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相接通的期间中的情形下的动作状态。以下，为了方便，将该动作状态称为状态3。
进而，在运转区域1305包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式、相互作用状态II、占空比D小于1/2且U相电流为零的时机是V相从接通切换为断开之后的情形下的动作状态。以下，为了方便，将该动作状态称为状态4。
进而，在运转区域1306包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式、相互作用状态II且占空比D为1/2以上的情形下的动作状态。以下，为了方便，将该动作状态称为状态5。
而且，在运转区域1307包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为不连续模式、相互作用状态IV、占空比D为1/2以下且在V相接通之前U相电流不为零的情形下的动作状态。以下，为了方便，将该动作状态称为状态6。
如上述那样，动作状态判定部31能够基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对升压转换器3可取的多个动作状态中的当前的动作状态进行判定。即，动作状态判定部31通过对满足(5)式、(11)式、(14)式、(17)式、(20)式以及(25)式中的哪个进行判定，能够判定升压转换器3的当前的动作状态。此外，在(5)式、(11)式、(14)式、(17)式、(20)式以及(25)式均不成立的情况下，如图13所示，升压转换器3的动作状态成为以连续模式进行动作的动作状态。
在升压转换器3的动作状态为不连续模式的任一个动作状态的情况下，动作状态判定部31对与该动作状态对应的、U相电流的波形为线性的各个期间的长度以及该各个期间结束的时机进行计算。即，动作状态判定部31只要根据(4)式、(9)式、(12)式、(15)式、(18)式以及(23)式中的与升压转换器3的当前的动作状态对应的式来计算各期间T1～T5的长度以及各期间T1～T5结束的时机即可。例如，在升压转换器3的动作状态为状态1的情况下，动作状态判定部31只要根据(4)式来计算期间T1及T2的长度以及期间T1及期间T2结束的时机即可。
动作状态判定部31每当判定升压转换器3的动作状态时，便向电流测定部32通知该动作状态。另外，在升压转换器3的动作状态为不连续模式的任一个动作状态的情况下，动作状态判定部31向电流测定部32通知该动作状态下的、U相电流的波形为线性的各个期间的长度以及该各个期间结束的时机。
电流测定部32根据从动作状态判定部31通知的升压转换器3的动作状态来计算开关周期中的各相的平均电流。
即，在升压转换器3的动作状态是以连续模式进行动作的动作状态的情况下，电流测定部32只要将设置于各相的电流计6、7对电抗器电流的测定值中的成为各相接通的期间的中点的时机下的测定值作为与该相有关的平均电流Iave即可。
另外，在升压转换器3的动作状态是不连续模式的任一个动作状态的情况下，电流测定部32针对U相求出从动作状态判定部31通知的、该动作状态下的、U相电流的波形为线性的各个期间结束的时机的、设置于U相的电流计6对电抗器电流的测定值。需要说明的是，控制器8在每个规定的取样周期(其中，取样周期比升压转换器3的各开关元件的开关周期充分短)的取样时机参照从电流计6、7接受到的电抗器电流的测定值。鉴于此，电流测定部32只要将如上述那样确定出的、与U相电流的波形为线性的各个期间结束的时机最接近的取样时机下的电抗器电流的测定值作为该期间结束的时机下的电抗器电流的测定值即可。
电流测定部32能够通过将升压转换器3的动作状态下的、U相电流的波形为线性的各个期间的长度以及各个期间结束的时机下的电抗器电流的测定值与输入电压VL、输出电压VH、自感L、互感M一同输入至与该动作状态有关的平均电流的计算式，来计算平均电流Iave。此外，电流测定部32也可以利用通过将输入电压VL、输出电压VH、自感L、互感M以及占空比D输入至与升压转换器3的当前的动作状态对应的、各个期间结束的时机下的电抗器电流的计算式而计算出的、各个期间结束的时机下的电抗器电流的计算值，来代替各个期间结束的时机下的电抗器电流的测定值。即，电流测定部32能够根据(4)式、(10)式、(13)式、(16)式、(19)式以及(24)式中的与升压转换器3的当前的动作状态对应的式来计算平均电流Iave。例如，在升压转换器3的动作状态为状态1的情况下，电流测定部32只要根据(4)式来计算平均电流Iave即可。另外，在升压转换器3的动作状态为状态3的情况下，电流测定部32只要根据(13)式来计算平均电流Iave即可。由此，电流测定部32能够根据升压转换器3的当前的动作状态下的电抗器电流的波形来高精度地求出平均电流Iave。另外，由于电流测定部32可以不利用开关周期中的全部的取样时机的电抗器电流的测定值，所以可简化平均电流Iave的计算所需的处理。
电流测定部32针对V相也能够通过进行与U相同样的处理，来计算开关周期中的V相的平均电流。但是，由于U相的开关元件接通的时机与V相的开关元件接通的时机错开开关周期T的一半，所以电流测定部32只要将V相电流的波形为线性的各个期间结束的时机设定为从与U相电流有关的对应的时机错开了开关周期T的一半的时机即可。
以下，对本实施方式涉及的电抗器电流测定的实验结果进行说明。
图14是表示对测定了电抗器电流的升压转换器3的动作点进行表示的表的图。如图14所示，在表1400的各行分别表示升压转换器3的动作点、占空比D、输入电压VL相对于输出电压VH的电压比VL/VH以及包括该动作点的动作状态。例如，在动作点1中，表示为占空比D为21％、电压比VL/VH为0.154且动作状态为状态1。
图15A～图15F分别是表示与图14所示的各动作点有关的电抗器电流的波形的计算结果和实际的波形的测定结果的图。其中，在该实验中，设升压转换器3的各相的电抗器的自感L为115μH、互感M为35μH。另外，在实验所使用的升压转换器3中，开关元件从电抗器电流因阻尼振荡(ringing)而为负的状态接通，直至电抗器电流变为正值为止大致需要0.5μs。该时间相当于占空比D的值的大致1％。鉴于此，在通过计算求取平均电流Iave时，利用了从图14所示的占空比D的值减去1％所得的值。
在图15A～图15F各自中，横轴表示时间，纵轴表示电抗器电流。而且，图15A的波形1501表示动作点1处的、通过计算而计算出的电抗器电流的时间变化，波形1502表示动作点1处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。另外，图15B的波形1511表示动作点2处的、通过计算而计算出的电抗器电流的时间变化，波形1512表示动作点2处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。并且，图15C的波形1521表示动作点3处的、通过计算而计算出的电抗器电流的时间变化，波形1522表示动作点3处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。进而，图15D的波形1531表示动作点4处的、通过计算而计算出的电抗器电流的时间变化，波形1532表示动作点4处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。进而，图15E的波形1541表示动作点5处的、通过计算二计算出的电抗器电流的时间变化，波形1542表示动作点5处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。而且，图15F的波形1551表示动作点6处的、通过计算而计算出的电抗器电流的时间变化，波形1552表示动作点6处的、通过实验测定出的电抗器电流的时间变化。
如图15A～图15F所示可知：关于任一动作点，通过计算而计算出的电抗器电流的波形与实际测定出的电抗器电流的波形都良好地一致。因此，可知根据本实施方式能够高精度地求出开关周期中的平均电流Iave。
每当求出开关周期中的各相的平均电流Iave，电流测定部32便向控制部33通知该平均电流Iave。
控制部33基于从电流测定部32通知的、开关周期中的平均电流Iave来控制升压转换器3。例如，控制部33通过将控制器8从其他装置接收到的目标电力值除以从电源2输出的电压、即向升压转换器3的输入电压来计算电流指令值。而且，控制部33通过参照预先存储于存储器22的、表示电流指令值与升压转换器3的各相的开关元件的占空比的对应关系的表来决定与电流指令值对应的占空比。控制部33通过按每个开关周期以升压转换器3的各相的开关元件按照所决定的占空比交替地重复接通/断开的方式输出对于各相的开关元件的控制信号来控制升压转换器3。
而且，控制部33通过以从电流测定部32通知的、开关周期中的平均电流Iave与电流指令值的差变小的方式更新占空比来反馈控制升压转换器3。此时，控制部33例如只要根据比例控制、比例积分控制或PID控制中的任一个控制来更新占空比即可。
图16是本实施方式涉及的包括电抗器电流测定处理的升压转换器3的控制处理的动作流程图。处理器23只要每隔规定的周期根据以下所示的动作流程图来执行升压转换器3的控制处理即可。此外，以下所示的动作流程图的各步骤中的步骤S101～S104的处理包含于电抗器电流测定处理。
处理器23的动作状态判定部31基于升压转换器3的各相的电抗器的自感L及互感M、由电压计4测定的向升压转换器3的输入电压VL相对于由电压计5测定的来自升压转换器3的输出电压VH的比(VL/VH)、以及应用于升压转换器3的各相的开关元件的占空比D来判定升压转换器3的当前的动作状态(步骤S101)。然后，动作状态判定部31根据判定出的动作状态来对各相的电抗器电流的波形为线性的各个期间的长度以及该各个期间结束的时机进行计算(步骤S102)。
处理器23的电流测定部32从电流计6、7取得与升压转换器3的动作状态对应的、各相的电抗器电流的波形为线性的各个期间结束的时机下的电抗器电流的测定值(步骤S103)。然后，电流测定部32通过将各相的电抗器电流的波形为线性的各个期间的长度以及各个期间结束的时机下的电抗器电流的测定值与输入电压VL、输出电压VH、自感L、互感M一同输入至与升压转换器3的动作状态对应的平均电流的计算式来求出其平均电流Iave(步骤S104)。
处理器23的控制部33以求出的平均电流Iave与电流指令值的差变小的方式反馈控制升压转换器3(步骤S105)。然后，处理器23结束升压转换器3的控制处理。
如以上说明那样，该电力供给系统基于磁耦合型的升压转换器的输入输出电压、升压转换器所具有的各相的电抗器的自感及互感、以及应用于升压转换器的各相的开关元件的占空比来判定升压转换器的动作状态。而且，该电力供给系统根据与判定出的动作状态对应的电抗器电流的波形来测定升压转换器的各相的开关元件的开关周期中的电抗器电流的平均值。因此，即便在磁耦合型的升压转换器以不连续模式进行动作的情况下，该电力供给系统也能够提高电抗器电流的测定精度。
此外，在磁耦合型的升压转换器以不连续模式进行动作的情况下，在特定的升压比与所应用的占空比的组合中，有时在任一相中经由开关元件的体二极管(body diode)从输出侧向输入侧流动电流。该电流、即反向电流因来自一相的磁通引起的电动势大于另一相中的从电源供给的电力引起的电动势而产生。
鉴于此，根据变形例，使升压转换器3可采取的多个动作状态包括流动反向电流的动作状态。流动反向电流的动作状态中存在电抗器电流因开关元件在流动有反向电流的期间接通而增加的情形和电抗器电流的减少继续的情形这两个动作状态。以下，对这两个情形进行说明。
图17是表示电抗器电流因开关元件在流动有反向电流的期间接通而增加的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图17中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形1701表示U相电流的波形，波形1702表示V相电流的波形。并且，波形1711表示U相的开关元件15的状态变化，波形1712表示V相的开关元件16的状态变化。
如图17所示，在开关周期T开始的时刻，因反向电流流动至U相，所以U相电流具有负的值。而且，在从开关周期T的开始起经过了期间Tx的时刻，U相电流为零。另外，从开关周期T的开始起直至经过期间T3为止，由于U相接通，所以U相电流增加，另一方面，由于V相断开，所以V相电流为零。若从开关周期T的开始起经过期间T3、即若经过U相接通的期间TD，则U相断开。因此，在经过了期间T3之后，U相电流减少。另外，由于因U相电流的减少引起的电动势，使得流动至V相的反向电流增加。而且，若在U相断开之后经过期间T4，则U相电流为零，流动至V相的反向电流的增加也停止。而且，在期间T4结束的时刻以后，V相的反向电流减少。
然后，从开关周期T的开始起经过T/2，若V相接通，则流动至V相的反向电流的减少更急剧。而且，在V相接通的期间流动至V相的电流从反向电流转为正向的电流，V相电流增加直至V相断开为止。若在V相接通之后经过期间TD，则V相断开，然后，V相电流减少。另外，由于因V相电流的减少引起的电动势，使得流动至U相的反向电流增加。而且，若V相断开之后经过期间T1，则V相电流为零，流动至U相的反向电流的增加也停止。而且，在期间T1结束的时刻至开关周期T结束为止的期间T2的期间，U相的反向电流减少。因此，各期间T1～T4各自的终点处的U相电流I1～I4、各期间T1～T4的长度以及期间Tx的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000331
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000341
因此，成为该动作状态的判定条件用下式来表达。
Figure BDA0003099093120000342
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(28)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是电抗器电流因开关元件在流动有反向电流的期间接通而增加的情形下的动作状态即可。
图18是表示即便开关元件在流动有反向电流的期间接通、电抗器电流也减少的情形下的电抗器电流的波形的一个例子的图。在图18中，横轴表示时间，在上侧，纵轴表示电抗器电流的大小，在下侧，纵轴表示开关元件的状态(接通或者断开)。另外，波形1801表示U相电流的波形，波形1802表示V相电流的波形。并且，波形1811表示U相的开关元件15的状态变化，波形1812表示V相的开关元件16的状态变化。
如图18所示，在开关周期T开始的时刻，流动至U相的反向电流增加。另外，V相电流减少。而且，由于在从开关周期T的开始起经过了期间T2的时刻，V相电流为零，所以此后流动至U相的反向电流减少。而且，在从期间T2结束的时刻起经过了期间Tx的时刻，流动至U相的反向电流为零。另外，在期间T2结束之后至经过期间T3为止，由于U相接通，所以流动至U相的正向的电流增加，另一方面，由于V相断开，所以V相电流为零。若经过期间T3、即若经过U相接通的期间TD，则U相断开。因此，在经过了期间T3之后到V相接通为止的期间T4，U相电流减少。另外，由于因U相电流的减少引起的电动势，使得流动至V相的反向电流增加。
然后，若在U相断开之后经过期间T4、即若从开关周期T的开始起经过T/2而V相接通，则流动至V相的反向电流的增加变缓慢，并且U相电流的减少也变缓慢。而且，在V相接通之后经过了期间T5的时刻，U相电流为零。然后，由于流动至V相的正向的电流增加，所以在V相接通的期间流动至V相的电流从反向电流转为正向的电流，V相电流增加直至V相断开为止。若V相接通之后经过期间TD，则V相断开，然后，V相电流减少。另外，由于因V相电流的减少引起的电动势，使得流动至U相的反向电流增加。而且，在V相断开之后至开关周期T结束为止的期间T1的期间，U相的反向电流减少。因此，各期间T1～T5各自的终点处的U相电流I1～I5、各期间T1～T5的长度以及期间Tx的长度用下式表达。
Figure BDA0003099093120000351
因此，在该动作状态下，根据下式来计算U相的平均电流Iave。
Figure BDA0003099093120000361
因此，成为该动作状态的判定条件用下式表达。
Figure BDA0003099093120000362
因此，动作状态判定部31基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来对是否满足(31)式所示的条件进行判定。而且，在满足该条件的情况下，动作状态判定部31只要将升压转换器3的动作状态判定为是即便开关元件在流动有反向电流的期间接通、电抗器电流也减少的情形下的动作状态即可。
图19是表示该变形例涉及的针对向升压转换器3的输入电压VL相对于来自升压转换器3的输出电压VH的比VL/VH与占空比D的组合的、各动作状态的分布的图。在图19中，横轴表示比VL/VH，纵轴表示占空比D。而且，各个区域分别表示与一个动作状态对应的运转区域。该变形例涉及的动作状态的分布与图13所示的动作状态的分布相比，在新追加了运转区域1901以及运转区域1902的点上不同。
即，在运转区域1901包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为电抗器电流因开关元件在流动有反向电流的期间接通而增加的动作状态。
另外，在运转区域1902包括比VL/VH与占空比D的组合的情况下，升压转换器3的动作状态成为即便开关元件在流动有反向电流的期间接通、电抗器电流也减少的动作状态。
在该变形例中，动作状态判定部31也只要基于自感L、互感M、输入电压VL与输出电压VH的比(VL/VH)以及占空比D来判定升压转换器3的动作状态即可。另外，与上述的实施方式同样，电流测定部32只要通过将升压转换器3的动作状态下的、U相电流的波形为线性的各个期间的长度以及各个期间结束的时机下的电抗器电流的测定值与输入电压VL、输出电压VH、自感L、互感M一同输入至与该动作状态相关的平均电流的计算式来计算平均电流Iave即可。
根据该变形例，即便在升压转换器的任一相流动反向电流的情况下，电力供给系统也能够高精度地测定电抗器电流。
根据其他变形例，可以按升压转换器3的每个动作状态来将表示与和向升压转换器3的输入电压VL、来自升压转换器3的输出电压VH、以及占空比D的组合对应的平均电流的基准值的关系的参照表预先存储于存储器22。此外，储存于参照表的、与输入电压VL、输出电压VH以及占空比D的组合对应的平均电流的基准值例如可以是根据上述的手法预先测定的值，也可以是通过模拟或计算而求出的值。
该情况下，电流测定部32只要从存储器22读入与由动作状态判定部31通知的动作状态对应的参照表，并参照读入的参照表来确定与输入电压VL、输出电压VH以及占空比D的组合对应的平均电流的基准值即可。而且，电流测定部32只要测定该确定出的基准值作为平均电流Iave即可。因此，在该变形例中，可以省略电流计6、7。因此，根据该变形例，能够简化电力供给系统的结构。
另外，根据其他变形例，在按升压转换器3的每个动作状态准备的上述的参照表中可以按输入电压VL、输出电压VH以及占空比D的每个组合来储存如上述的实施方式那样计算的平均电流的值与开关周期中的规定的时机例如任一相的开关元件接通的期间的中点处的电抗器电流的值之差亦即偏移值。该情况下，电流测定部32从存储器22读入与由动作状态判定部31通知的动作状态对应的参照表，并参照读入的参照表来确定与输入电压VL、输出电压VH以及占空比D的组合对应的偏移值。而且，电流测定部32可以求出对开关周期中的该规定的时机下的、由电流计对电抗器电流的测定值加上确定出的偏移值而得到的值作为开关周期中的平均电流Iave的测定值。
根据该变形例，电流测定部32通过在各个开关周期中参照一个电抗器电流的测定值，能够求出开关周期中的电抗器电流的平均值。因此，根据该变形例，电流测定部32能够简化平均电流的测定所需的处理，并且高精度地求出该平均电流。
在上述的实施方式或者变形例中，U相与V相除了开关元件接通的时机错开开关周期的1/2的点以外相同。鉴于此，根据又一个变形例，电流测定部32可以按照上述的实施方式或者变形例中的任一个来仅对U相以及V相中的任一方测定开关周期中的电抗器电流的平均值。而且，与U相以及V相的另一相有关的开关周期中的电抗器电流的平均值可以与电流测定部32测定出的一相的电抗器电流的平均值相同。由此，可进一步简化电流测定部32的处理。
根据又一个变形例，由电流测定部32求出的各相的开关周期中的平均电流Iave也可以在升压转换器3的控制以外被利用。例如，处理器23可以为了计算从电源2供给的电力而利用该平均电流Iave。即，处理器23能够通过对来自电源2的输出电压乘以该平均电流Iave来求出从电源2供给的电力。
如以上那样，本领域技术人员能够在本发明的范围内根据所实施的方式来进行各种变更。

Claims (6)

1.一种电力供给系统，其中，具有：
电源，供给直流电力；
升压转换器，对从所述电源供给的直流电力进行升压；
第1电压计，对向所述升压转换器的输入电压进行测定；
第2电压计，对来自所述升压转换器的输出电压进行测定；以及
控制装置，控制所述升压转换器，
所述升压转换器具有：
第1电抗器以及第2电抗器，相对于所述电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；
第1开关元件，连接在与所述第1电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第1电抗器的另一端；以及
第2开关元件，连接在与所述第2电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第2电抗器的另一端，
所述控制装置具有：
存储部，对所述第1电抗器以及所述第2电抗器的自感和所述第1电抗器与所述第2电抗器间的互感进行存储；
控制部，每隔规定的开关周期，按照所设定的占空比交替地切换所述第1开关元件与所述第2开关元件各自的接通与断开；
动作状态判定部，基于所述输入电压相对于所述输出电压的比、所述占空比、所述自感以及所述互感来对所述开关周期中的、流动至所述第1电抗器以及所述第2电抗器的一方的电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的所述升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及
电流测定部，基于所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比并根据与所述升压转换器的当前的动作状态对应的所述电抗器电流的波形来测定所述开关周期中的所述电抗器电流的平均值。
2.根据权利要求1所述的电力供给系统，其中，
还具有测定所述电抗器电流的电流计，
所述存储部还针对所述多个动作状态分别按照该动作状态下的所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比的每个组合来存储所述开关周期中的规定的时机下的所述电抗器电流的值与所述电抗器电流的平均值间的偏移值，
所述电流测定部通过对所述规定的时机下的所述电抗器电流的测定值加上与所述升压转换器的当前的动作状态下的所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比的组合对应的所述偏移值来测定所述电抗器电流的平均值。
3.根据权利要求1所述的电力供给系统，其中，
所述存储部还针对所述多个动作状态分别按该动作状态下的所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比的每个组合来存储所述电抗器电流的平均值的基准值，
所述电流测定部测定与所述升压转换器的当前的动作状态下的所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比的组合对应的所述电抗器电流的平均值的基准值作为所述电抗器电流的平均值。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电力供给系统，其中，
与所述多个动作状态分别有关的所述电抗器电流的波形根据所述第1电抗器与所述第2电抗器之间的相互作用的有无以及该相互作用引起的、所述第1开关元件以及所述第2开关元件各自的接通与断开的组合中的所述电抗器电流的增加或者减少来规定，
所述动作状态判定部基于所述输入电压相对于所述输出电压的比、所述占空比、所述自感以及所述互感来按所述多个动作状态的每个对是否满足和与该动作状态有关的所述电抗器电流的波形对应的判定条件进行判定，并将满足所述判定条件的动作状态作为所述升压转换器的当前的动作状态。
5.一种控制装置，控制对从供给直流电力的电源供给的直流电力进行升压的升压转换器，其中，
所述升压转换器具有：
第1电抗器以及第2电抗器，相对于所述电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；
第1开关元件，连接在与所述第1电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第1电抗器的另一端；以及
第2开关元件，连接在与所述第2电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第2电抗器的另一端，
所述控制装置具有：
存储部，对所述第1电抗器以及所述第2电抗器的自感和所述第1电抗器与所述第2电抗器间的互感进行存储；
控制部，每隔规定的开关周期，按照所设定的占空比来交替地切换所述第1开关元件与所述第2开关元件各自的接通与断开；
动作状态判定部，基于由第1电压计测定的向所述升压转换器的输入电压与由第2电压计测定的向所述升压转换器的输出电压的比、所述占空比、所述自感以及所述互感来对所述开关周期中的、流动至所述第1电抗器以及所述第2电抗器的一方的电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的所述升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及
电流测定部，基于所述输入电压、所述输出电压、所述占空比并根据与所述升压转换器的当前的动作状态对应的所述电抗器电流的波形来测定所述开关周期中的所述电抗器电流的平均值。
6.一种电抗器电流的测定方法，是在升压转换器中流动至第1电抗器以及第2电抗器的一方的电抗器电流的测定方法，该升压转换器具有：所述第1电抗器以及所述第2电抗器，相对于供给直流电力的电源并联连接，并且被设置为相互能够磁耦合；第1开关元件，连接在与所述第1电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第1电抗器的另一端；以及第2开关元件，连接在与所述第2电抗器的和所述电源连接一侧的一端相反侧的所述第2电抗器的另一端，其中，所述测定方法包括：
取得由第1电压计测定出的向所述升压转换器的输入电压；
取得由第2电压计测定出的来自所述升压转换器的输出电压；
基于所述输入电压相对于所述输出电压的比、所设定的占空比、所述第1电抗器以及所述第2电抗器的自感以及所述第1电抗器与所述第2电抗器间的互感来对按照所述占空比交替地切换所述第1开关元件与所述第2开关元件各自的接通与断开的规定的开关周期中的、所述电抗器电流的波形不同的多个动作状态中的所述升压转换器的当前的动作状态进行判定；以及
基于所述输入电压、所述输出电压以及所述占空比并根据与所述升压转换器的当前的动作状态对应的所述电抗器电流的波形来测定所述开关周期中的所述电抗器电流的平均值。
CN202110619785.0A 2020-06-11 2021-06-03 电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法 Active CN113809919B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020101831A JP7196880B2 (ja) 2020-06-11 2020-06-11 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法
JP2020-101831 2020-06-11

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113809919A true CN113809919A (zh) 2021-12-17
CN113809919B CN113809919B (zh) 2024-03-26

Family

ID=78826018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110619785.0A Active CN113809919B (zh) 2020-06-11 2021-06-03 电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11444536B2 (zh)
JP (1) JP7196880B2 (zh)
CN (1) CN113809919B (zh)
DE (1) DE102021109890A1 (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012029549A (ja) * 2010-06-23 2012-02-09 Toyota Central R&D Labs Inc 多相コンバータおよび多相コンバータの設計方法
CN108713285A (zh) * 2016-03-04 2018-10-26 三菱电机株式会社 功率转换装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4510568B2 (ja) 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4510566B2 (ja) 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4995640B2 (ja) 2007-06-05 2012-08-08 株式会社ダイヘン 昇圧チョッパ装置
KR101232874B1 (ko) * 2011-11-23 2013-02-12 전남대학교산학협력단 변압기를 이용한 자기결합 승압형 컨버터 장치
JP5454987B2 (ja) 2011-12-28 2014-03-26 トヨタ自動車株式会社 燃料電池システム
JP5997677B2 (ja) * 2013-10-16 2016-09-28 ダイキン工業株式会社 電力変換装置及び空気調和装置
CA3015049C (en) * 2016-02-24 2021-02-16 Mitsubishi Electric Corporation Converter device
JP6218906B1 (ja) 2016-09-21 2017-10-25 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP7035980B2 (ja) * 2018-11-20 2022-03-15 トヨタ自動車株式会社 電流制御システム、燃料電池システム、および、昇圧コンバータの制御方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012029549A (ja) * 2010-06-23 2012-02-09 Toyota Central R&D Labs Inc 多相コンバータおよび多相コンバータの設計方法
CN108713285A (zh) * 2016-03-04 2018-10-26 三菱电机株式会社 功率转换装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FEI YANG，ET AL.: "Discontinuous-Current Mode Operation of a Two-Phase Interleaved Boost DC–DC Converter With Coupled Inductor", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vol. 33, no. 1, pages 188 - 198, XP011662061, DOI: 10.1109/TPEL.2017.2669401 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE102021109890A1 (de) 2021-12-30
CN113809919B (zh) 2024-03-26
US20210391791A1 (en) 2021-12-16
JP2021197793A (ja) 2021-12-27
US11444536B2 (en) 2022-09-13
JP7196880B2 (ja) 2022-12-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9899928B2 (en) Power conversion apparatus having an auxiliary coil functioning as a flyback transformer
CN102362419B (zh) 变压器耦合型升压器的控制装置
CN111095008B (zh) 用于电化学阻抗谱的电气架构
CN103904758A (zh) 充电装置
CN103997202B (zh) 供电系统和控制方法
CN105191104A (zh) 功率因数改善电路
US20140198538A1 (en) Power converter with current feedback loop
CN205453498U (zh) 控制设备及电子装置
US11239754B2 (en) Bidirectional power converter, electric vehicle, and control method for bidirectional power converter
CN109792207A (zh) 信号产生电路以及电源装置
CN112564482B (zh) 四开关管升降压变换器控制方法、装置、控制器及存储介质
JP7247991B2 (ja) 電力供給システム、制御装置及びリアクトル電流測定方法
CN113497556A (zh) 直流-直流转换器
TWI715436B (zh) 電力轉換裝置
CN113809919B (zh) 电力供给系统、控制装置以及电抗器电流测定方法
CN115882739B (zh) 电源电压调节方法、整流电源、控制电路
JP5225761B2 (ja) 昇降圧コンバータの駆動制御装置
JP7435547B2 (ja) 燃料電池システム
US9537390B2 (en) Control circuit, control method, DC-DC converter and electronic device
JP5954256B2 (ja) 制御方法
CN115078834A (zh) 燃料电池系统
KR20110078221A (ko) 고속 응답 특성을 갖는 양방향 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 제어 장치 및 방법
JP2022140260A (ja) 燃料電池システム
JP2018074747A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置
JP2022140259A (ja) 燃料電池システム

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant