CN108713285A

CN108713285A - 功率转换装置

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Publication number: CN108713285A
Application number: CN201680082676.7A
Authority: CN
Inventors: 川村真央
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-03-04
Filing date: 2016-03-04
Publication date: 2018-10-26
Anticipated expiration: 2036-03-04
Also published as: JPWO2017149776A1; WO2017149776A1; CN108713285B; US20210211054A1; EP3425783A4; EP3425783B1; JP6763013B2; US11245333B2; EP3425783A1

Abstract

在使用了磁耦合电抗器的功率转换装置中，提供如下功率转换装置：能减少元器件数量，并且不仅能使磁耦合电抗器小型化，也能使输入用电容器小型化。通过将连接在进行功率转换的半导体开关元件组与输入用电容器之间的磁耦合电抗器中的2个电抗器的耦合率设为将输入用电容器的脉动电流伴随耦合率的增加而产生的急剧增加区域考虑在内而得到的、例如0.8的设定值以下，从而抑制流过输入用电容器的电流脉动。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及具有耦合电抗器和电容器的功率转换装置，尤其涉及用于小型化、低成本化的耦合电抗器的耦合系数。

背景技术

近来，以全球变暖为代表的与地球环境的剧变、能量资源运用相关的问题正受到议论，作为对环境友好的汽车，开发了电动汽车(EV：Electric Vehicle)，还开发了包含HEV(Hybrid Electric Vehicle：混合动力汽车)及PHEV(Plug-in Hybrid Electric Vehicle：插电式混合动力汽车)的混合动力汽车。

以往，在搭载了发动机和行驶用电动机，并以发动机和行驶用电动机中的一方或双方为主驱动源来使用的混合动力汽车中，为了实现电池电压以及与行驶用电动机相连接的逆变器的驱动电压的最优化，使用了升压转换器等功率转换装置。

此外，在电力电子技术进步的背景下，这样的汽车希望升压转换器等功率转换装置小型化、低损耗化，作为现有技术，例如在下述专利文献1中公开了一种转换器电路，其使用了包含铁心以及卷绕于铁心且彼此磁耦合的多相线圈的多相转换器用电抗器。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2012－65453号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，在现有的使用了磁耦合电抗器的升压转换器电路中，存在以下问题。在现有的使用了磁耦合电抗器的升压转换器中，与交错式结构不同，各相电抗器的脉动电流分量在同相位切换，因此，电抗器的合计脉动电流的振幅成为各相脉动电流的合计值，设置在磁耦合电抗器前级的滤波用电容器的脉动电流增加。因此，存在电容器的尺寸变得大型化、制造成本变高的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种功率转换装置，通过调整磁耦合电抗器的耦合率，从而使得在使用了磁耦合电抗器的多相转换器中，电容器不会变得大型化。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明是将由电源输入的电压转换成所希望的直流电压的功率转换装置，其包括：第1半导体开关元件和第2半导体开关元件，该第1半导体开关元件和第2半导体开关元件串联连接在正极与负极的输出端子之间；第3半导体开关元件和第4半导体开关元件，该第3半导体开关元件和第4半导体开关元件在比所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件更靠近所述输出端子的一侧，串联连接在所述正极与所述负极的输出端子之间；控制部，该控制部进行各所述半导体开关元件的导通、断开控制；磁耦合电抗器，该磁耦合电抗器的第1绕组和第2绕组以匝数比1：1卷绕在共用的铁心上，以使得在相反方向上彼此磁耦合，其中，该第1绕组连接在所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件的连接点与正极侧的输入端子之间，该第2绕组连接在所述第3半导体开关元件和所述第4半导体开关元件的连接点与所述正极侧的输入端子之间；以及输入用电容器，该输入用电容器的正极侧连接至所述正极侧的输入端子与所述磁耦合电抗器的输入侧，该输入用电容器的负极侧连接至负极侧的输入端子与所述负极的输出端子，该输入用电容器用于抑制脉动电流，所述磁耦合电抗器的耦合率在将所述输入用电容器的脉动电流伴随耦合率的增加而产生的急剧增加区域考虑在内而得到的设定值以下。

发明效果

根据本发明，在具备包含磁耦合型电抗器元件的他相转换器的功率转换装置中，通过将磁耦合电抗器的耦合率设为设定值以下，从而能抑制流过设置在磁耦合电抗器前级的电容器的电流脉动，能使电容器的尺寸小型化。由此，能提供元器件数量较少的小型且高效率的功率转换装置。

附图说明

图1是示出本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的简要结构图。

图2是用于说明本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。

图3是用于说明本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。

图4是用于说明本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。

图5是用于说明本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中的半导体开关元件的切换模式的图。

图6是本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的电路图。

图7是本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的各部分的信号、电流的时序图。

图8是本发明实施方式1所涉及的功率转换装置在耦合率较高的情况下的各部分的信号、电流的时序图。

图9是本发明实施方式1所涉及的功率转换装置在耦合率为中等程度的情况下的各部分的信号、电流的时序图。

图10是本发明实施方式1所涉及的功率转换装置在耦合率较低的情况下的各部分的信号、电流的时序图。

图11是示出本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中的输入用电容器的脉动电流与磁耦合电抗器的耦合率的关系的图。

图12是示出本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的简要结构图。

图13是用于说明本发明所涉及的功率转换装置的磁耦合电抗器的图。

图14是示出本发明实施方式3所涉及的功率转换装置的变形例的简要结构图。

图15是示出本发明所涉及的功率转换装置的控制部的结构的一个示例的结构图。

具体实施方式

下面，使用附图并按照各实施方式来对本发明所涉及的功率转换装置进行说明。此外，在各实施方式中，对相同或相当部分以相同标号示出，并省略重复说明。

实施方式1.

图1是示出本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的简要结构图。在图1中，电源即蓄电部1输出直流电压。这里，在该功率转换装置适用于电动汽车、混合动力汽车的情况下，蓄电部1代表性地由镍氢或锂离子等充电电池构成。此外，连接在功率转换装置的后级的负载8例如由逆变器构成。

该功率转换装置由检测蓄电部1的电压的输入功率检测电路20到检测平滑用电容器7的电压的输出功率检测电路21为止的要素构成。该功率转换装置中，为了去除脉动电流，将输入用电容器2与蓄电部1并联连接。在输入用电容器2的后级侧连接有磁耦合电抗器10，该磁耦合电抗器10配置为使得电抗器L1、电抗器L2彼此磁耦合。在磁耦合电抗器10的后级连接有开关元件组，该开关元件组由作为第1级开关元件对的半导体开关元件3和半导体开关元件4、以及作为第2级开关元件对的半导体开关元件5和半导体开关元件6构成，在第2级开关元件对的后级连接有平滑用电容器7。

分别作为一个示例，由功率MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的开关元件组由串联连接在正极的输出端子PO和负极的输出端子NO之间的第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4、以及在比第1和第2半导体开关元件3、4更靠近输出端子的一侧串联连接在正极的输出端子PO和负极的输出端子NO之间的第3半导体开关元件5和第4半导体开关元件6来构成。

半导体开关元件3和半导体开关元件5的漏极端子连接至平滑用电容器7的正极侧及正极的输出端子PO。半导体开关元件4和半导体开关元件6的源极端子连接至平滑用电容器7的负极侧及负极的输出端子NO。半导体开关元件3的源极端子和半导体开关元件4的漏极端子彼此相连接，连接点与磁耦合电抗器10的电抗器L1的输出侧相连接。半导体开关元件5的源极端子和半导体开关元件6的漏极端子彼此相连接，连接点与磁耦合电抗器10的电抗器L2的输出侧相连接。

磁耦合电抗器10中，第1绕组和第2绕组以匝数比1：1卷绕在用CO象征性示出的共用的铁心上，使得在相反方向上彼此磁耦合，其中，该第1绕组由连接在第1半导体开关元件3和第2半导体开关元件4的连接点与正极的输入端子PI之间的电抗器L1来表示，该第2绕组由连接在第3半导体开关元件5和第4半导体开关元件6的连接点与正极的输入端子PI之间的电抗器L2来表示。

输入用电容器2的正极侧连接至正极的输入端子PI和磁耦合电抗器10的输入侧，负极侧连接至负极的输入端子NI和负极的输出端子NO。

接着，控制部9利用控制线30a、30b、30c、30d，分别隔着设定的死区时间对第1级半导体开关元件3、4彼此及第2级半导体开关元件5、6彼此进行导通、断开控制，并利用信号线31a、31b，分别获取来自输入电压检测电路(SV1)20、输出电压检测电路(SV2)21的电压检测值。Vi表示输入电压、Vo表示输出电压。

功率转换装置与蓄电部1之间实际上用线束等进行连接，因此具有寄生电感分量。因此，高频阻抗较大，功率转换装置的脉动电流将流入输入用电容器2。

另外，控制部9例如如图15所示那样，大致包含处理器92、存储器93及接口91。然后，利用信号线31a－31d并经由接口91输入来自输入电压检测电路20、输出电压检测电路21及后述的电抗器电流检测电路22a、22b等的检测信号。根据预先存储于存储器93的程序、控制用的数据并基于检测信号来进行运算处理。基于运算处理结果，经由接口91并利用控制线30a－30d向半导体开关元件3－6输出控制信号。

以下，对本发明实施方式1所涉及的功率转换装置的动作原理进行说明。根据各半导体开关元件的状态，在实施方式1的功率转换装置中存在图2至图5所示的4种动作模式。

图2的模式1是半导体开关元件4导通、半导体开关元件6断开的状态。各开关元件对所对应的半导体开关元件3断开，半导体开关元件5导通。

图3的模式2与模式1相反，是半导体开关元件4断开、半导体开关元件6导通，此外，半导体开关元件3导通、半导体开关元件5断开的状态。

图4的模式3是半导体开关元件4、半导体开关元件6均断开且半导体开关元件3、半导体开关元件5均导通的状态。

图5的模式4与模式3相反，是半导体开关元件4、半导体开关元件6均导通且半导体开关元件3、半导体开关元件5均断开的状态。

控制部9使半导体开关元件4和半导体开关元件6的相位错开半周期、即偏移180°相位来进行控制，因此，电路动作的出现形式以开关的占空比(D)0.5为边界进行变化。

在占空比小于0.5的情况下(D＜0.5)，对于各周期

重复“模式1→模式3→模式2→模式3”的形式，

在占空比大于0.5的情况下(D＞0.5)，

重复“模式1→模式4→模式2→模式4”的形式。

在占空比为0.5时(D＝0.5)，交替重复模式1与模式2。

图6中示出实施方式1的功率转换装置的电路图。如图6所示，若设为磁耦合电抗器10具有

自感L₁、L₂、

互感M、

施加于绕组即电抗器L1、L2的电压v_L1、v_L2、

流过绕组即电抗器L1、L2的电流i_L1、i_L2、

合成电流i_in，

则以下关系式成立。

【数学式1】

由于在模式1到模式4中分别施加的电压v_L1、v_L2发生变化，因此，电流的动作按各模式而变化。

根据图2，在模式1中，半导体开关元件4导通、半导体开关元件6断开，因此，成为v_L1＝Vi，v_L2＝Vi-Vo。

若将其代入式(1)并进行整理，则成为

【数学式2】

这里，通常进行设计以使得各相的参数成为对象，因此，若进行各相的参数完全对象且L₁＝L₂＝L的假设，则式(2)表现为更简单的下式。

【数学式3】

同样地，对图3的模式2进行求解。由于模式2的开关状态成为与模式1的反转相对应的状态，因此各相的电流的动作也反转，由此用下式来表达。

【数学式4】

在图4的模式3中，由于模式3是负极侧双方的开关成为断开的模式，因此成为v_L1＝v_L2＝Vi-Vo。若将其代入式(1)并进行整理，则由下式来表达。

【数学式5】

在图5的模式4中，由于模式4是负极侧双方的开关成为导通的模式，因此成为v_L1＝v_L2＝Vi。若将其代入式(1)并进行整理，则由下式来表达。

【数学式6】

如上所述，在图7中，作为动作例，示出在占空比大于0.5的情况下(D＞0.5)功率转换装置的各电压、电流波形。这里，流过输入用电容器2的电流i_c是合成电流i_in的交流分量。

图7中，从上起示出

半导体开关元件的开关周期Tsw(这里示出半周期(1/2)Tsw)、

按从上起的顺序分别针对半导体开关元件4、6、3、5的栅极信号(DTsw表示导通占空部分)、

磁耦合电抗器10的电抗器L1的电流i_L1、

磁耦合电抗器10的电抗器L2的电流i_L2、

输入用电容器2的电流i_c(＝i_in)。

图7的下部所示的Mode(模式)1－4分别相当于图2－5的模式1－4。

此外，电抗器L1、电抗器L2、输入用电容器2各自的电流在图7的(a)－(d)各部分中的电流的时间变化如下所示。

【数学式7】电抗器L1

电抗器L2

输入用电容器

这里，根据图7，若将流过各相的电流的平均值设为i_{L1_ave}、i_{L2_ave}，将流过电抗器L1、L2的脉动电流设为Δi_{L1_pp}、Δi_{L2_pp}，则流过各电抗器L1、L2的电流i_L1、i_L2的最大值i_L1max、i_L2max由下式来表达。

【数学式8】

利用式(7)，将各电流的最大值(i_{L1 max}、i_{L2 max})设计为收敛在电流传感器的允许电流值以内。

电流传感器指构成后述电流检测部的电抗器电流检测电路22a、22b。

此外，根据图7，流过输入用电容器2的电流的有效值(i_{c_rms})由下式来表达。

【数学式9】

这里，若将磁耦合电抗器10的电抗器L1与电抗器L2的耦合率设为k，则互感M与自感L₁、L₂的关系如下述那样来表达。

【数学式10】

由此，若将式(9)代入式(7)、式(8)，则成为

【数学式11】

这里，作为利用式(10)在各相的脉动电流的最大值i_{L1 max}、i_{L2 max}为电流传感器的允许值以下的条件下，使输入用电容器2的脉动电流有效值i_{c_rms}减小的方法，一般考虑使自感L增大。然而，使自感L增大将伴随匝数的增加、铁心即core的增加等，从而产生因磁耦合电抗器10的成本增加、绕组增加而导致的导通损耗的增加。

因此，在本发明实施方式1所涉及的功率转换装置中，通过使耦合率k减小，从而在不使自感L₁、L₂增加的情况下，使输入用电容器2的脉动电流有效值i_{c_rms}减小。图8－10中示出使耦合率变化时的各电流波形。

图8示出耦合率k较高的情况，图9示出耦合率k为中等程度的情况，图10示出耦合率k较低的情况，与图7同样地从上起分别示出

半导体开关元件的开关周期Tsw、

按从上起的顺序分别针对半导体开关元件4、6、3、5的栅极信号、

磁耦合电抗器10的电抗器L1与电抗器L2的电流、

输入用电容器2的电流。

根据图8－10可知，耦合率k越小，则输入用电容器2的脉动电流变得越小。此外，根据式(10)，即使自感L变大，在耦合率较高的情况下，例如k≈1时，脉动电流宽度也增大。

图11中示出在升压率为2以上(Vo/Vi≥2)、并将耦合率k＝0下的脉动电流ΔIpp设为1时的耦合率k与各耦合率下的脉动电流宽度之间的关系。脉动电流宽度指将耦合率k＝0分量设为1时的标准值。根据图11可知，在耦合率超过0.8的附近，脉动电流宽度飞跃式地增大。因此，优选耦合率最大为0.8以下。即，优选磁耦合电抗器10的耦合率为例如0.8。

由此，磁耦合电抗器10的耦合率设定为将输入用电容器的脉动电流伴随耦合率的增加而产生的急剧增加区域考虑在内而得到的设定值以下。

实施方式2.

对本发明实施方式2所涉及的功率转换装置进行说明。图12是示出本发明实施方式2所涉及的功率转换装置的简要结构图。实施方式2的功率转换装置的电路结构与实施方式1相同，具备构成电流检测部的电抗器电流检测电路22a、22b，该电流检测部对磁耦合电抗器10的各相的电抗器L1、L2的电抗器电流i_L1、i_L2分别进行测定。

实施方式2的功率转换装置的控制部9从电抗器电流检测电路22a、22b获取电流值，并进行控制，以使得各相的电流相等。这是为了降低磁耦合电抗器10的铁心损耗，并维持磁导率。磁耦合电抗器10中，进行耦合以使得绕组所产生的磁性分别成为反相，因此，当电流在同方向上流过时产生的磁通将产生在铁心内互相抵消的方向上。

图13是用于说明磁耦合电抗器10的图。图13(a)示出磁耦合电抗器10的结构例，图13(b)示出磁通分布的示意图。磁耦合电抗器10采用使2个U型的铁心在整体上成为O型的方式对铁心CO进行组合而得到的结构，相当于电抗器L1、L2的线圈绕组COIL1、COIL2卷绕于铁心CO。线圈绕组COIL1、COIL2的绕组卷绕在使各自的磁通MF1、MF2在互相抵消的方向上产生的方向上。在图13(b)中示出在该结构中各相的电流i_L1、i_L2在同方向上流动时的磁通分布的示意图。LMFD表示低磁通密度区域，HMFD表示高磁通密度区域。

根据图13(b)可知，远离铁心CO的线圈绕组部的部分的磁通密度较低。若将由电流i_L1产生的磁通设为Φ₁、将由电流i_L2产生的磁通设为Φ₂，则远离铁心CO的线圈绕组部的部分处的磁通成为在各线圈绕组部产生的磁通中通过铁心CO内的磁通的差分。根据磁路的欧姆定律，若将铁心的磁阻设为Rm，将各绕组数设为N₁＝N₂＝N，则各磁通由下式来表达。

【数学式12】

若磁通密度较低，则磁导率较高，因此，直流叠加特性较高，损耗也较小。各线圈绕组中产生的磁通越均等，则互相抵消后得到的磁通密度越接近0，因此控制部9进行控制，以使得各相的电流变得相等。由此，实施方式2的功率转换装置中，除了起到实施方式1中所说明的通过降低耦合率来实现电容器的小型化的效果，还能起到如下效果：即使在大电流下，也能通过由控制部9控制为使得各相的电流相等，从而维持较高的直流叠加特性。

实施方式3.

本发明实施方式3所涉及的功率转换装置具有与上述实施方式1中所说明的功率转换装置相同的电路结构，但其特征在于半导体开关元件3－6使用SiC(碳化硅)半导体元件。

一般情况下，HEV、EV等电动汽车中，相当于蓄电部1的驱动用电池的电压较高，至少在100V以上。由于大电流流过电动汽车的电路，因此，在所搭载的升压转换器等功率转换装置中使用的元件使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)来作为大电流、高耐压的元件。然而，近年来，为了进一步实现小型化，期望开关频率的高频化，作为IGBT的替代器件，使用SiC半导体器件。通过使用SiC半导体元件，开关频率得以提高，磁性元器件的小型化得以实现。

然而，输入用电容器2中，通过使流过电容器的脉动电流自身降低从而能实现小型化，因此，即使使开关频率增加，使磁性元器件小型化，若脉动电流不改变，则小型化也无法实现。此外，为了使输入用电容器2小型化，需要降低脉动电流，而为了使脉动电流降低，一般情况下考虑使磁耦合电抗器的磁性元器件的电感增加，但这样会使磁性元器件大型化。

因此，即使通过高频化使磁性元器件小型化，电容器的尺寸也会相对变大，将对应用自身、即功率转换装置的小型化造成影响。

本发明的功率转换装置适用于电动汽车的升压转换器等高电压、大容量的电路，并且通过高频驱动来发挥最佳效果。本发明实施方式3所涉及的功率转换装置能通过对半导体开关元件3－6使用SiC半导体元件、进行高频驱动，来使磁耦合电抗器10小型化，并且通过降低磁耦合电抗器10的耦合率，能使输入用电容器2的脉动电流下降，还能实现输入用电容器2的小型化。

上述各实施方式中，通过将半导体开关元件3、5设为开关元件，从而不仅能进行动力运行动作，也能进行再生动作。本发明并不局限于此，如图14所示，例如，可以将半导体开关元件3、5设为整流元件即整流二极管3a、5a，可起到同样的效果。

此外，上述实施方式3中，设为使用SiC-MOSFET、即使用了以SiC为材料的半导体的MOSFET来作为半导体开关元件3－6。然而，作为相同的宽带隙半导体元件，也可以由使用了以GaN(氮化镓)类材料或金刚石为材料的半导体的半导体元件来构成。由宽带隙半导体元件构成的功率用半导体开关元件能在利用Si半导体难以进行单极动作的高电压区域下使用，能大幅降低在开关时所产生的开关损耗，能大幅降低功率损耗。此外，由于功率损耗减小、耐热性也较高，因此在构成具备冷却部的功率模块的情况下，能实现散热器的散热翅片的小型化、水冷部的空气冷却化，能使半导体模块进一步小型化。此外，由宽带隙半导体构成的功率用半导体开关元件适用于高频开关动作。

本发明可以在上述该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当变形。

工业上的实用性

本发明能适用于在各种领域中使用的高电压用的功率转换装置。

Claims

1.一种功率转换装置，该功率转换装置将由电源输入的电压转换成所希望的直流电压，其特征在于，包括：

第1半导体开关元件和第2半导体开关元件，该第1半导体开关元件和第2半导体开关元件串联连接在正极与负极的输出端子之间；

第3半导体开关元件和第4半导体开关元件，该第3半导体开关元件和第4半导体开关元件在比所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件更靠近所述输出端子的一侧，串联连接在所述正极与所述负极的输出端子之间；

控制部，该控制部进行各所述半导体开关元件的导通、断开控制；

磁耦合电抗器，该磁耦合电抗器的第1绕组和第2绕组以匝数比1：1卷绕在共用的铁心上，使得在相反方向上彼此磁耦合，其中，该第1绕组连接在所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件的连接点与正极侧的输入端子之间，该第2绕组连接在所述第3半导体开关元件和所述第4半导体开关元件的连接点与所述正极侧的输入端子之间；以及

输入用电容器，该输入用电容器的正极侧连接至所述正极侧的输入端子与所述磁耦合电抗器的输入侧，该输入用电容器的负极侧连接至负极侧的输入端子与所述负极的输出端子，该输入用电容器用于抑制脉动电流，

所述磁耦合电抗器的耦合率在将所述输入用电容器的脉动电流伴随耦合率的增加而产生的急剧增加区域考虑在内而得到的设定值以下。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

分别设置有整流元件，以代替所述第1半导体开关元件和所述第3半导体开关元件。

3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述磁耦合电抗器的所述设定值是0.8。

4.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，

具备电流检测部，该电流检测部对所述磁耦合电抗器的各所述绕组的电流值进行检测，

所述控制部进行控制，以使得由所述电流检测部检测出的电流值相等。

5.如权利要求1至4的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，

各所述半导体开关元件是宽带隙半导体元件。

6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，

所述宽带隙半导体元件是以碳化硅、氮化镓类材料及金刚石中的任一种为材料的半导体元件。

7.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电源是100V以上的高电压电池。