CN102197577A - 车载多相变换器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目标在于使在车载升压变换器中使用的升压线圈小型化。在用于包括多个升压线圈和切换电路的车载多相变换器的设计方法中，基于耦合因子和每个升压线圈的电流纹波分量之间的关系来确定指示多个升压线圈之一中的感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的程度的耦合因子，其中，所述切换电路通过切换流到每个升压线圈的电流，在每个升压线圈处生成感应电动势，所述车载多相变换器基于输入电压和每个升压线圈处生成的感应电动势，将输出电压施加到车辆驱动电路。

Description

车载多相变换器及其设计方法

技术领域

本发明涉及车载多相变换器及其设计方法，所述车载多相变换器包括相互磁性耦合的多个升压线圈，用于根据每个线圈处的感应电动势输出电压。

背景技术

由电机的驱动力驱动的混和动力汽车和电动汽车被广泛使用。这些电机驱动式车辆具有用于使蓄电池电压升高并且将升高电压输出至电机驱动电路的升压变换器。

升压变换器具有升压线圈和用于切换流到升压线圈的电流的切换电路。升压线圈通过切换电流而生成感应电动势。升压变换器将升高的电压输出至电机驱动电路，其中，感应电动势被加入到输入电压。结果，升压变换器可以将高于蓄电池电压的电压输出至电机驱动电路。

发明内容

技术问题

升压变换器的升压线圈通常位于车辆的发动机舱中。当升压线圈的体积很大时，增加发动机舱的体积的必要性导致乘坐室必然会变窄的情况。

响应于该问题提供了本发明。即，本发明的目标在于使在车载升压变换器中使用的升压线圈小型化。

问题的解决方案

本发明是用于车载多相变换器的设计方法，车载多相变换器包括：多个升压线圈；以及切换电路，所述切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流，在每个升压线圈处生成感应电动势，车载多相变换器用于基于输入电压和在每个升压线圈处生成的所述感应电动势将输出电压施加到车辆驱动电路，所述设计方法包括：用于基于在耦合因子和每个升压线圈的电流纹波分量之间的关系来确定所述耦合因子的设计处理，其中，所述耦合因子指示在所述多个升压线圈中之一处的所述感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的程度。

而且，在与本发明相关的设计方法中，设计处理包括下述处理：当输出电压相对于输入电压的比率发生改变时，基于每个升压线圈的电流纹波分量的改变来确定耦合因子。

而且，在包括多个升压线圈和切换电路的本发明的车载多相变换器中，切换电路切换流到每个升压线圈的电流，使得输入电压相对于输出电压的比率根据车辆的行程控制而在预定变量范围内变化，并且当所述比率是变量范围的中值或更小时，确定指示在多个升压线圈中之一处的感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的程度的耦合因子，使得每个升压线圈的电流纹波分量小于在耦合因子是0的情况下的每个升压线圈的所述电流纹波分量，其中，切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流而在每个升压线圈处生成感应电动势，所述车载多相变换器用于基于输入电压和在每个升压线圈处生成的感应电动势，将输出电压施加到车辆驱动电路。

而且，在包括多个升压线圈和切换电路的本发明的车载多相变换器中，指示在多个升压线圈中之一中的感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的比例的耦合因子被设置为大于等于0.1并且小于等于0.4的值，其中，切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流在每个升压线圈处生成感应电动势，车载多相变换器用于基于输入电压和在每个升压线圈处生成的所述感应电动势，将输出电压施加到至车辆驱动电路。

而且，在与本发明相关的车载多相变换器中，优选地，切换电路切换流到每个升压线圈的电流，使得输入电压相对于输出电压的比率根据车辆的行程控制而改变。

本发明的有益效果

根据本发明，在车载升压变换器中使用的升压线圈可以被小型化。

附图说明

图1示出二相多相变换器的框图。

图2示出用于二相多相变换器的每个升压线圈的输出电压和纹波分量之间的关系。

图3示出三相多相变换器的框图。

图4A和图4B示出用于三相多相变换器的每个升压线圈的输出电压和纹波分量之间的关系。

具体实施方式

图1示出与本发明的第一实施例相关的二相多相变换器的框图。二相多相变换器具有相互磁性耦合的两个升压线圈，并且其控制在不同定时切换流到升压线圈的电流。从输出端子输出与每个升压线圈的电动势对应的电压。

将描述二相多相变换器的配置。上部开关16-1的一端连接至下部开关18-1的一端。下部开关18-1的另一端连接至蓄电池10的负端子，并且电容器20连接在上部开关16-1的另一端与下部开关18-1的另一端之间。第一升压线圈12的一端连接至蓄电池10的正端子，并且另一端连接在上部开关16-1和下部开关18-1之间的连接点。

类似地，上部开关16-2的一端连接至下部开关18-2的一端。下部开关18-2的另一端连接至蓄电池10的负端子，并且电容器20连接在上部开关16-2的另一端与下部开关18-2的另一端之间。第二升压线圈14的一端连接至蓄电池10的正端子，以及其另一端连接至上部开关16-2和下部开关18-2之间的连接点。

电容器20的一端连接至输出端子22，并且其另一端连接至输出端子24。用于车辆驱动的驱动电机发生器的车辆驱动电路26被连接至输出端子22和24。

当电流从蓄电池10流到升压线圈时，或者当电流从升压线圈流到蓄电池10时，第一升压线圈12和第二升压线圈14负磁性耦合，使得在一侧上生成的磁通量减少在另一侧上的磁通量。第一升压线圈12和第二升压线圈14中每个均由耦合部分aL和独立部分(1-a)的串联连接电感来表示。在此，a是耦合因子，其值大于等于0并且小于等于1。耦合因子a示出第一升压线圈12的感应电动势对第二升压线圈14的端子之间的电压起作用的比例，以及第二升压线圈14的感应电动势对第一升压线圈12的端子之间的电压起作用的比例。即，独立部分(1-a)L表示每个升压线圈的自感，以及耦合部分aL表示第一升压线圈12和第二升压线圈14的互感。图1中的耦合部分aL附近的圆点表示当在一个耦合部分aL处，与用圆点指示的一侧上的端子所生成的感应电动势被认为是正的时候，在另一耦合部分aL处，与用圆点指示的一侧上的端子所生成感应电动势也被认为是正的。

图1的电路被示出为等效电路，并且实际第一升压线圈12和第二升压线圈14可以配置成在绕组的每个部分的分布处磁性耦合。

将描述二相多相变换器的操作。控制单元28执行每个开关的接通-断开控制。通过接通下部开关18-1，电流从蓄电池10的正电极流到第一升压线圈12。接下来，通过断开下部开关18-1，由于第一升压线圈12中的电流改变，导致生成感应电动势。然后，通过接通上部开关16-1，将作为加入到蓄电池电压Vb的第一升压线圈12的电动势的电压施加至电容器20。

而且，通过接通下部开关18-2，电流从蓄电池10的正电极流到第二升压线圈14。接下来，通过断开下部开关18-2，由于第二升压线圈14中的电流改变，导致生成电动势。然后，通过接通上部开关16-2，将作为加入到蓄电池电压Vb的第二升压线圈14的电动势的电压施加至电容器20。

在第一升压线圈12处生成的电动势根据耦合因子a而在第二升压线圈14处感应电压，并且在第二升压线圈14处生成的电动势根据耦合因子a而在第一升压线圈12处感应电压。

通过以此方式控制开关，电容器20由大于蓄电池电压Vb的电压Vh充电，并且大于蓄电池电压Vb的电压Vh可以从输出端子22和24输出。

接下来，将描述更具体的控制操作。与实施例相关的二相多相变换器具有以下三种控制状态。

(1)上部开关16-1和下部开关18-2接通并且其他开关断开的状态。

(2)下部开关18-1和上部开关16-2接通并且其他开关断开的状态。

(3)下部开关18-1和18-2接通并且其他开关断开的状态。

此后，状态(1)至状态(3)将分别称为上部-1-接通状态、上部-2-接通状态、以及两个下部-接通状态。当然，通常地，可以获得两个上部开关都接通的两个上部-接通状态。

控制单元28控制开关，使得两个下部-接通状态跟在上部-1-接通和上部-2-接通状态之后，诸如，上部-1-接通、两个下部-接通、上部-2-接通、两个下部-接通、上部-1-接通、两个下部-接通、上部-2-接通、两个下部-接通等。而且，控制单元28控制开关，使得上部-1-接通状态占用的时间和上部-2-接通状态占用的时间相等。

被限定为输出电压Vh相对于蓄电池电压Vb的比率的升压比率可以通过改变上部-1-接通状态或者上部-2-接通状态占用的时间T1和两个下部-接通状态占用的时间T2来调节。通过将控制周期固定为Tc＝T1+T2，在时间T1和T2以及升压比率α之间存在关系α＝2(1+T2/T1)。

控制单元28通过保持控制周期固定为Tc＝T1+T2，并且改变时间T2相对于时间T1的比例，来调节升压比率并且调节输出电压Vh。

根据该配置，控制单元28可以根据车辆的行程控制来调节二相多相变换器的输出电压，并且可以调节提供给车辆驱动电路26的电压。基于从二相多相变换器输出的电压，车辆驱动电路使电机发生器生成加速度扭矩，使得车辆加速，或者使电机发生器生成制动扭矩，使得车辆减速。

接下来，将描述用于二相多相变换器的升压线圈的设计方法。基于磁性饱和性能来确定第一升压线圈12和第二升压线圈14的结构。在此，磁性饱和性能是指指示磁性饱和发生的难度的性能。而且，磁性饱和是指升压线圈的电感相对于电流是非线性的状态。当流到升压线圈的电流达到特定饱和阈值时，磁性饱和发生，并且二相多相变换器的升压性能降低。

通常，存在线圈体积和饱和阈值之间的关系，其中，线圈体积越大，饱和阈值越大。从而，如果可以减小饱和阈值，则可以减小升压线圈的体积。然而，为了减小饱和阈值，在不削弱升压性能的情况下，变得必须减小流到升压线圈的电流。

在此，流到升压线圈的电流包括直流分量和纹波分量。其中，纹波分量对升压线圈中的感应电动势的生成起作用，即，对在二相多相变换器中的升压操作起作用。从而，如果减小升压线圈的直流分量，则在不削弱二相多相变换器中的升压性能的情况下，可以减小流到升压线圈的电流。

从而，在与实施例相关的二相多相变换器中，通过负磁性耦合第一升压线圈12和第二升压线圈14，减小流到升压线圈的电流的直流分量。通过减小流到升压线圈的电流的直流分量，可以在不削弱升压性能的情况下，减小流到升压线圈的电流的幅度。从而，可以减小饱和阈值，并且可以减小升压线圈的体积。

在与实施例相关的二相多相变换器中，可确认的是，与当耦合因子是0时相比，当耦合因子为a时，升压线圈的体积可以近似为(1-a)倍。即，与当a＝0.0时相比，当a＝0.1时，升压线圈的体积可以减小约10％。

基于热消散特性，进一步确定第一升压线圈12和第二升压线圈14的结构。升压线圈被设计成使得不超过预定温度，以确保装配在车辆中的其他部件的性能。在本实施例中，根据由升压线圈生成的热量来实现热消散设计，使得升压线圈的温度不超过预定温度。即，由升压线圈生成的热量越大，升压线圈的体积增加并且所生成的热量增加。从而，由升压线圈生成的热量越低，升压线圈的体积可以越小。

由于电流的纹波分量，导致升压线圈生成热。从而，通过在不削弱升压性能的情况下减小纹波分量，可以减小由升压线圈生成的热量，并且可以减小升压线圈的体积。

纹波分量的幅度取决于耦合因子a、升压比率α等。从而，以下将描述用于减少纹波分量的条件。

首先，基尔霍夫第二定律被应用于二相多相变换器的控制状态为两个下部-接通状态的情况。即，闭合电路等式被建立用于从蓄电池10的正端子经由第一升压线圈12和下部开关18-1到蓄电池10的负端子的电流循环、以及从蓄电池10的正端子经由第二升压线圈14和下部开关18-2到蓄电池10的负端子的电流循环。对闭合电路等式的求解，使得对第一升压线圈12的电流I1的时间微分和对第二升压线圈14的电流I2的时间微分按照以下表达式获得。

表达式1

$\frac{{\mathrm{dI}}_1}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{dI}}_2}{\mathrm{dt}}=-\frac{\mathrm{Vb}}{(1-a)L}$

Vb是蓄电池电压，并且t是时间变量。而且，第一升压线圈12的电感和第二升压线圈14的电感相等，为值L。

接下来，基尔霍夫第二定律被应用于二相多相变换器的控制状态为上部-1-接通状态的情况。即，闭合电路等式被建立用于从蓄电池10的正端子经由第一升压线圈12、上部开关16-1、以及电容器20到蓄电池10的负端子的电流循环、以及从蓄电池10的正端子经由第二升压线圈14和下部开关18-2到蓄电池10的负端子的电流循环。对闭合电路等式的求解使对第一升压线圈12的电流I1的时间微分和对第二升压线圈14的电流I2的时间微分按照以下表达式获得。

表达式2

$\frac{{\mathrm{dI}}_1}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Vh}}{(1-a^2)L}-\frac{\mathrm{Vb}}{(1-a)L}$

表达式3

$\frac{{\mathrm{dI}}_2}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{aVh}}{(1-a^2)L}-\frac{\mathrm{Vb}}{(1-a)L}$

在此，Vh是输出电压。

而且，基尔霍夫第二定律被应用于二相多相变换器的控制状态是上部-2-接通状态的情况。即，闭合电路等式被建立，用于从蓄电池10的正端子经由第一升压线圈12和下部开关18-1到蓄电池10的负端子的电流循环、以及从蓄电池10的正端子经由上部开关16-2和电容器20到蓄电池10的负端子的电流循环。对闭合电路等式的求解，使对第一升压线圈12的电流I1的时间微分和对第二升压线圈14的电流I2的时间微分按照以下表达式获得。

表达式4

$\frac{{\mathrm{dI}}_1}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{aVh}}{(1-a^2)L}-\frac{\mathrm{Vb}}{(1-a)L}$

表达式5

$\frac{{\mathrm{dI}}_2}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Vh}}{(1-a^2)L}-\frac{\mathrm{Vb}}{(1-a)L}$

图2示出在耦合因子为a＝0.0、a＝0.25、a＝0.5、以及a＝0.75的四种情况下，当蓄电池电压Vb＝200V，输出电压Vh在450V至750V的范围内变化时，获得的流到每个升压线圈的电流的纹波分量的结果。流到第一升压线圈12的电流的纹波分量和流到第二升压线圈14的电流的纹波分量相等，并且图2的纹波分量是第一升压线圈12和第二升压线圈14共有的。第一升压线圈12和第二升压线圈14的电感是L＝500μH，并且控制周期是Tc＝T1+T2＝1微秒。

而且，如上所述，用于升压比率α的关系α＝Vh/Vb＝2(1+T2/T1)产生以下这些关系：

表达式6

$T_1=2\mathrm{Tc}\frac{\mathrm{Vb}}{\mathrm{Vh}}$

表达式7

$T_2=\frac{\mathrm{Vh}/\mathrm{Vb}-2}{\mathrm{Vh}/\mathrm{Vb}}\mathrm{Tc}$

用作为T1或T2的时间变化dt获得图2的纹波分量。即，电流波形的峰峰值被获得为纹波分量，其中，该值在时间0至T1之间以表达式2的右侧乘以由表达式6获得的T1的值来变化，在时间T1至T1+T2之间以表达式1的右侧乘以由表达式7获得的T2的值来变化，在时间T1+T2至T1+T2+T1之间以表达式4的右侧乘以由表达式6获得的T1的值来变化，并且进一步在时间T1+T2+T1至T1+T2+T1+T2之间以表达式1的右侧乘以由表达式7获得的T2的值来变化。

如图2所示，耦合因子a＝0.25的纹波分量小于耦合因子a＝0.0的纹波分量。然后，随着耦合因子a增加，关于纹波分量的输出电压Vh的倾斜增加，并且在输出电压Vh＝600V的附近，用于耦合因子a＝0.5的特性曲线与用于耦合因子a＝0.0的特性曲线(参考特性曲线)交叉。即，在从特性曲线交叉的点开始的低电压侧，用于耦合因子a＝0.5的情况的纹波分量变为小于参考特性曲线的纹波分量，并且在从特性曲线交叉的点开始的高电压侧上，用于耦合因子a＝0.5的情况的纹波分量变为大于参考特性曲线的纹波分量。而且，随着耦合因子a变大，与参考特性曲线的交叉朝向低电压侧移动。在超过输出电压Vh＝460V的范围内，耦合因子a＝0.75的情况下，用于耦合因子a＝0.75的情况的纹波分量变为大于参考特性曲线的纹波分量。在诸如混合动力汽车的电机驱动式车辆中，输出电压Vh通常落入450V至750之间的范围内。从而，优选地，减小流到每个升压线圈的电流的纹波分量，并且从减小升压线圈的体积的观点看，优选地使耦合因子为小于等于0.4。

而且，如上所述，从减小升压线圈的体积同时避免磁性饱和的观点看，优选地使耦合因子为大于等于0.1。从而，优选地使在用于车辆的二相多相变换器中使用的升压线圈的耦合因子a大于等于0.1并且小于等于0.4。

更普遍地，当升压比率是小于或等于变量范围的中值的值时，优选地确定耦合因子，使得流到每个升压线圈的电流的纹波分量小于当耦合因子被设置为0时流到每个升压线圈的电流的纹波分量。即，在图2中，在将输出电压的变量范围设置为Vh＝450V至750V的情况下，优选地确定耦合因子，使得纹波分量的特性曲线在输出电压超过600V的范围内与参考特性曲线交叉。

接下来，将描述本发明的第二实施例。图3示出与第二实施例相关的三相多相变换器的框图。三相多相变换器具有相互磁性耦合的三个升压线圈，并且在不同定时切换流到升压线圈的电流。与图1中所示的二相多相变换器相同的部件用类似参考符号指明，并且将省略其说明。

三相多相变换器给二相多相变换器进一步提供第三升压线圈30、上部开关16-3、以及下部开关18-3。上部开关16-3的一端连接至下部开关18-3的一端。下部开关18-3的另一端连接至蓄电池10的负端子，并且上部开关16-3的另一端和下部开关18-3的另一端连接至电容器20的两端。而且，第三升压线圈30的一端连接至蓄电池10的正端子，并且其另一端连接到上部开关16-3和下部开关18-3之间的连接点。

第一升压线圈12、第二升压线圈14、以及第三升压线圈30负磁性耦合，使得当电流从蓄电池10流到升压线圈时，或者当电流从升压线圈流到蓄电池10时，在一个升压线圈处生成的磁通量使在另外两个升压线圈处的磁通量减少。第一升压线圈12、第二升压线圈14、以及第三升压线圈30中的每个都被表示为两个耦合部分aL和独立部分(1-a)的串联连接电感。在此，a是耦合因子，其值为大于等于0并且小于等于0.5。耦合因子a示出一个升压线圈的感应电动势分别对另外两个升压线圈的感应电动势起作用的比例。即，独立部分(1-a)L表示每个升压线圈的自感，并且耦合部分aL表示三个升压线圈中的两个之间的互感。图3的电路被示出为等效电路，并且实际第一升压线圈12、第二升压线圈14、以及第三升压线圈30可以配置成在绕组的每个部分的分布处磁性耦合。

与实施例相关的三相多相变换器具有以下四种控制状态。

(1)上部开关16-1和下部开关18-2和18-3接通并且其他开关断开的状态。

(2)上部开关16-2和下部开关18-1和18-3接通并且其他开关断开的状态。

(3)上部开关16-3和下部开关18-1和18-2接通并且其他开关断开的状态。

(4)下部开关18-1至18-3接通并且其他开关断开的状态。

此后，状态(1)至(4)将分别称为上部-1-接通状态、上部-2-接通状态、上部-3-接通状态、以及所有下部-接通状态。当然，通常，可以采用三个上部开关均接通，并且其他开关断开的所有上部-接通状态。

控制单元28控制开关，以在上部-1-接通、上部-2-接通、以及上部-3-接通状态之后呈现所有下部-接通状态，例如，上部-1-接通、所有下部-接通、上部-2-接通、所有下部-接通、上部-3-接通、所有下部-接通、上部-1-接通、所有下部-接通、上部-2-接通、所有下部-接通等。而且，控制单元28控制开关，使得上部-1-接通状态、上部-2-接通状态、以及上部-3-接通状态的时间相等。

三相多相变换器可以通过改变上部-1-接通状态、上部-2-接通状态、或上部-3-接通状态占用的时间T1、以及所有下部-接通状态占用的时间T2，来调节升压比率，其中，升压比率被限定为输出电压Vh相对于蓄电池电压Vb的比率。通过使控制周期固定为Tc＝T1+T2，在时间T1和T2以及升压比率α之间存在关系α＝3(1+T2/T1)。

通过使控制周期固定为Tc＝T1+T2并且改变时间T2相对于时间T1的比例，控制单元28调节升压比率，并且调节输出电压Vh。

根据该配置，控制单元28可以根据车辆的行程控制来调节三相多相变换器的输出电压Vh，并且可以调节提供给车辆驱动电路26的电压。

接下来，将描述升压线圈的设计。第一升压线圈12、第二升压线圈14、以及第三升压线圈30相互负磁性耦合，使得在减小升压线圈的体积方面，设计类似于二相多相变换器的设计。

在此，将描述通过减小流到升压线圈的电流的纹波分量并且减小由升压线圈生成的热量来减小升压线圈的体积的设计。

首先，基尔霍夫第二定律被应用于三相多相变换器的控制状态是所有下部-接通状态的情况。即，闭合电路等式被建立用于从蓄电池10的正端子经由第一升压线圈12和下部开关18-1到蓄电池10的负端子的电流循环、从蓄电池10的正端子经由第二升压线圈14和下部开关18-2到蓄电池10的负端子的电流循环、以及从蓄电池10的正端子经由第三升压线圈30和下部开关18-3到蓄电池10的负端子的电流循环。然后，类似于表达式1，对闭合电路等式的求解使得将获得对流到每个升压线圈的电流的时间微分。

而且，基尔霍夫第二定律被应用，并且闭合电路等式被建立用于上部-1-接通状态、上部-2-接通状态、以及上部-3-接通状态中的每个状态。即，对于具有接通的连接上部开关的三个升压线圈中的一个，闭合电路等式被建立用于从蓄电池10的正端子经由升压线圈、上部开关、以及电容器20到蓄电池10的负端子的电流循环，并且用于具有接通的连接的下部开关的三个升压线圈中的一个，闭合电路等式被建立用于从蓄电池10的正端子经由升压线圈和下部开关到蓄电池10的负端子的电流循环。然后，类似于获得表达式2和表达式3或者表达式4和表达式5的情况，获得对流到每个升压线圈的电流的时间微分。结果，可以获得流到每个升压线圈的电流的纹波分量。

图4A和图4B示出在耦合因子a＝0.0、a＝0.1、a＝0.2、a＝0.3以及a＝0.4的五种情况下，当蓄电池电压Vb＝200V，输出电压Vh在600V至900V的范围内变化时，获得流到每个升压线圈的电流的纹波分量的结果。图4B减小图4A的垂直轴的比例。在此，每个升压线圈的电感是L＝100μH，并且控制周期Tc是Tc＝T1+T2＝1微妙。

在耦合因子a＝0.1和a＝0.2的情况下的纹波分量小于耦合因子a＝0.0的情况下的纹波分量。随着耦合因子a增加，相对于纹波分量的输出电压Vh的倾斜增加，并且在输出电压Vh＝820V附近，用于耦合因子a＝0.3的特性曲线与用于耦合因子a＝0.0的特性曲线(参考特性曲线)交叉。即，在从特性曲线交叉的点开始的低压侧上，用于耦合因子a＝0.3的情况的纹波分量变为小于参考特性曲线的纹波分量，并且在从特性曲线交叉的点开始的高压侧上，用于耦合因子a＝0.3的情况的纹波分量变为大于参考特性曲线的纹波分量。而且，随着耦合因子a变大，与参考特性曲线的交叉朝向低压侧移动。在超过输出电压Vh＝700V的范围内，耦合因子a＝0.4的情况下，用于耦合因子a＝0.4的情况的纹波分量变为大于参考特性曲线的纹波分量。

三相多相变换器通常在较大车辆中使用，而不在使用二相多相变换器的车辆中使用。从而，输出电压Vh通常落入600V至750V的范围内。从而，优选地，减小流入每个升压线圈的电流的纹波分量，并且从减小升压线圈的体积的观点来看，优选地使耦合因子a为小于等于0.4。

而且，如上所述，从减小升压线圈的体积同时避免磁性饱和的观点来看，优选地使耦合因子为大于等于0.1。从而，优选地使在用于车辆的三相多相变换器中使用的升压线圈的耦合因子a为大于等于0.1并且小于等于0.4。

更特别地，类似于二相多相变换器，当升压比率是小于或等于变量范围的中值的值时，优选地确定耦合因子，使得流到升压线圈的电流的纹波分量小于当耦合因子被设置为0时流到升压线圈的电流的纹波分量。即，在图4A和图4B中，在将输出电压Vh的变量范围设置为Vh＝600V至750V的情况下，优选地确定耦合因子，使得在输出电压Vh是675V或更高的范围内，纹波分量的特性曲线与参考特性曲线交叉。

以上描述了本发明的多个实施例。根据关于本发明的实施例的设计方法，可以减小流到多相变换器的升压线圈的电流的纹波分量，并且减小升压线圈的体积。

虽然描述了当前被认为是本发明的优选实施例的实施例，但是将明白，可以对其进行多种修改，并且旨在使所附权利要求覆盖落入本发明的真实精神和范围内的所有这种修改。

参考标号列表

10：蓄电池

12：第一升压线圈

14：第二升压线圈

16-1至16-3：上部开关

18-1至18-3：下部开关

20：电容器

22和24：输出端子

26：车辆驱动电路

28：控制单元

30：第三升压线圈

引文列表

专利列表

1：JP 2005-65384A

2：JP 2008-22594A

Claims (5)

1.一种用于车载多相变换器的设计方法，其中，所述车载多相变换器包括：

多个升压线圈；以及

切换电路，所述切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流，在每个升压线圈处生成感应电动势；

基于输入电压和在每个升压线圈处生成的所述感应电动势，将输出电压施加到车辆驱动电路；

所述方法包括用于基于在耦合因子和每个升压线圈的电流纹波分量之间的关系来确定所述耦合因子的设计处理，其中，所述耦合因子指示在所述多个升压线圈中之一处的所述感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的程度。

2.根据权利要求1所述的设计方法，其中，

所述设计处理包括下述处理：当所述输出电压相对于所述输入电压的比率变化时，基于每个升压线圈的所述电流纹波分量的变化来确定所述耦合因子。

3.一种车载多相变换器，包括：

多个升压线圈；以及

切换电路，所述切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流在每个升压线圈处生成感应电动势；

所述车载多相变换器基于输入电压和在每个升压线圈处生成的所述感应电动势，将输出电压施加到车辆驱动电路；

其中，所述切换电路切换流到每个升压线圈的电流，以使得所述输入电压相对于所述输出电压的比率根据所述车辆的行程控制而在预定变量范围内变化；并且，

当所述比率是所述变量范围的中值或更小时，确定用以指示在所述多个升压线圈中之一处的所述感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的程度的耦合因子，以使得每个升压线圈的电流纹波分量小于在所述耦合因子是0的情况下的每个升压线圈的电流纹波分量。

4.一种车载多相变换器，包括：

多个升压线圈；以及

切换电路，所述切换电路用于通过切换流到每个升压线圈的电流在每个升压线圈处生成感应电动势；

所述车载多相变换器基于输入电压和在每个升压线圈处生成的所述感应电动势，将输出电压应用至车辆驱动电路；

用以指示在所述多个升压线圈中之一中的所述感应电动势对另一升压线圈的端子之间的电压起作用的比例的耦合因子被设置为大于等于0.1并且小于等于0.4的值。

5.根据权利要求4所述的车载多相变换器，其中：

所述切换电路切换流到每个升压线圈的电流，以使得所述输入电压相对于所述输出电压的所述比率根据所述车辆的行程控制而变化。

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