CN102763313A - 电源装置 - Google Patents

Abstract

电源装置具有：磁耦合型的多相转换器，其包括分别调整在磁耦合的第1以及第2电抗器中流动的电流（I1、I2）的第1以及第2斩波电路，并在直流的电源和负载之间进行电压变换；和控制电路。控制电路包括判断部（360）和电流控制部（330）。判断部（360）判断电源的温度是否比基准温度低。电流控制部（330）在电源的温度比基准温度低的情况下，使用对电抗器电流（I1）的检测值加上偏移量得到的值来设定第1斩波电路的占空比指令值（Id1），另一方面，使用电抗器电流（I2）的检测值来设定第2斩波电路的占空比指令值（Id2）。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及电源装置，更具体而言涉及具有包括磁耦合型电抗器的多相转换器的电源装置。

背景技术

已知构成为包括并联连接的多个转换器、且错开相位而使这些转换器工作的所谓的多相转换器。

日本特开2003-304681号公报（专利文献1）中公开了具有如下电源装置的混合动力车辆，所述电源装置通过上述那样的多相转换器对直流电源的电压进行升压并供给到马达等负载。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2003-304681号公报

专利文献2：日本特开2006-6073号公报

专利文献3：日本特开2007-12568号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，在上述的文献中并没有记载利用具有磁耦合型电抗器的多相转换器使直流电源的温度上升这一点。

本发明是为了解决这样的问题而提出的，其目的在于，在具有包括磁耦合型电抗器的多相转换器的电源装置中，通过使脉动电流（ripplecurrent）增加来使直流电源的温度上升。

用于解决问题的手段

本发明的电源装置，具有：多相转换器，包括在连接于负载的电源配线和直流的电源之间并联连接的多个斩波电路；和控制电路，控制多个斩波电路的工作。多个斩波电路各自包括至少1个开关元件和配置成根据开关元件的工作使电流通过的电抗器。控制电路，在电源的温度比预定值低的低温状态的情况下，控制多个斩波电路的工作，以使得与电源的温度比预定值高的非低温状态的情况相比，各电抗器之间的电流值之差增大，从而使在电源中流动的电流的脉动成分增加。

优选，多个斩波电路至少包括：调整在第1电抗器中流动的电流的第1斩波电路、和调整在第2电抗器（L2）中流动的电流的第2斩波电路。第1电抗器和第2电抗器配置成相互磁耦合。在低温状态的情况下，控制电路控制第1斩波电路和第2斩波电路，以使得与非低温状态的情况相比，在第1电抗器中流动的电流的值与在第2电抗器中流动的电流的值之差增加。

优选，电源装置还具有：第1传感器，检测在第1电抗器中流动的电流的值；和第2传感器，检测在第2电抗器中流动的电流的值。控制电路包括：设定部，基于负载的工作状态设定电源配线的电压指令值；和控制部，根据基于电压指令值和第1传感器的检测值进行第1运算得到的结果，控制第1斩波电路，并且根据基于电压指令值和第2传感器的检测值进行第2运算得到的结果，控制第2斩波电路。在低温状态的情况下，控制部通过进行对第1传感器和第2传感器中的任一方的传感器的检测值增加预定量的偏移处理，使在第1电抗器中流动的电流的值与在第2电抗器中流动的电流的值之差增加。

优选，控制部根据电源的温度改变预定量。

优选，每当预定条件成立时，控制部将成为偏移处理的对象的检测值在第1传感器的检测值和第2传感器的检测值之间进行切换。

优选，在低温状态的情况下，控制电路进行使第1斩波电路和第2斩波电路中的任一方的斩波电路的工作停止的停止处理。

优选，每当预定条件成立时，控制电路将成为停止处理的对象的斩波电路在第1斩波电路和第2斩波电路之间进行切换。

优选，各斩波电路包括在接地配线和电源配线之间串联连接的第1以及第2开关元件。电抗器具有在第1以及第2开关元件的连接点和电源之间连接的线圈绕组，各斩波电路的线圈绕组卷绕于共用的芯体的不同部位。

发明的效果

根据本发明，在具有包括磁耦合型电抗器的多相转换器的电源装置中，在直流电源的温度低的情况下，能够通过使脉动电流增加来使直流电源的温度上升。

附图说明

图1是表示具有本发明实施例的电源装置的马达驱动装置的结构的电路图。

图2是表示磁耦合型电抗器的结构例的电路图。

图3是说明多相转换器的控制结构的功能框图。

图4是表示控制电路的处理步骤的流程图（其一）。

图5是表示利用控制电路的处理结果得到的电抗器电流的波形的图。

图6是表示控制电路的处理步骤的流程图（其二）。

图7是说明多相转换器的控制结构的功能框图。

图8是表示控制电路的处理步骤的流程图（其三）。

图9是表示控制电路的处理步骤的流程图（其四）。

标号说明

12多相转换器，13-1、13-2斩波电路，14变换器，15U相臂，16V相臂，17W相臂，20、22电压传感器，21、27、28温度传感器，24、25、26电流传感器，29加速踏板位置传感器，200马达驱动装置，210控制电路，220负载，241、242线圈绕组，250芯体，251a、251b外脚部，252中央脚部，253间隙，300电压指令设定部，310减法运算部，320控制运算部，325乘法运算部，330电流控制部，331第1电流控制部，332第2电流控制部，350调制部，351第1调制部，352第2调制部，360判断部，B1直流电源，C0、C1平滑电容器，D11、D12、D21、D22二极管，GL接地配线，L1、L2电抗器，M1交流马达，PL电源配线，Q11、Q12、Q21、Q22开关元件。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的实施例。此外，对以下图中的相同或相当部分标注同一标号并且原则上不重复对其进行说明。

［第1实施例］

图1是表示具有本发明实施例的电源装置的马达驱动装置200的结构的电路图。

参照图1，马达驱动装置200具有直流电源B1、磁耦合型的多相转换器12、平滑电容器C1、控制电路210和负载220。通过多相转换器12和控制电路210构成本发明实施例的电源装置。

直流电源B1输出直流电压。直流电源B1代表性地由镍氢或锂离子等二次电池构成。在直流电源B1的温度TB非常低的情况下，直流电源B1的可放电电力和可充电电力成为非常小的值（例如数千瓦左右）。

多相转换器12包括平滑电容器C0和并联连接的斩波电路13-1以及13-2。斩波电路13-1包括电力用半导体开关元件（以下，简称为“开关元件”）Q11以及Q12、二极管D11以及D12、电抗器L1。开关元件Q11和Q12在电源配线PL和接地配线GL之间串联连接。电抗器L1在作为开关元件Q11和Q12的连接节点的节点N1和直流电源B1之间电连接。二极管D11和D12分别与开关元件Q11和Q12逆并联连接。平滑电容器C0对直流电源B1的输出电压即多相转换器12的低压侧的直流电压进行平滑。

同样地，斩波电路13-2构成为与斩波电路13-1同样，包括开关元件Q21以及Q22、二极管D21以及D22、电抗器L2。电抗器L2在作为开关元件Q21与Q22的连接节点的节点N2和直流电源B1之间电连接。

在多相转换器12中，电抗器L1和电抗器L2配置为相互磁耦合。即，电抗器L1和电抗器L2设置为构成磁耦合型电抗器。

图2示出了磁耦合型电抗器的结构例。

参照图2，磁耦合型电抗器包括芯体250和卷绕于芯体250的线圈绕组241、242。芯体250包括外脚部251a、251b和配置为隔着间隙253相对的中央脚部252。

构成电抗器L1的线圈绕组241卷绕于外脚部251a。构成电抗器L2的线圈绕组242卷绕于外脚部251b。在此，若将外脚部251a和251b的截面面积设为S1、长度设为LN1，则外脚部251a、251b的磁电阻R1如下述（1）式所示。同样地，若将中央脚部252的截面面积设为S2、长度设为LN2、间隙长设为D，则中央脚部252的磁电阻R2如下述（2）式所示。此外，在（1）、（2）式中，μ表示芯体250的导磁率、μ0表示间隙的空气中的导磁率。

R1≒（1/μ）·（LN1/S1）        …（1）

R2≒（1/μ）·2·（LN2/S2）+1/μ0·（d/S2）    …（2）

在本实施例中，磁耦合型电抗器的常数S1、LN1、S2、LN2、d被设定成使由（1）、（2）式表示的R2、R1成为R2>>R1。

通过这样设定，因线圈绕组241的通过电流所产生的磁通量大部分与线圈绕组242链接，并且，因线圈绕组242的通过电流所产生的磁通量大部分与线圈绕组241链接。其结果，在图1中，与在电抗器L1和电抗器L2分别产生的电动势的方向相反的逆电动势，分别在电抗器L2和L1产生。

此外，针对芯体250的形状，并不限定于图2的例子，只要能够构成图1中记载的等效电路，就能够是任意的。例如，也可以在外脚部251a、251b也设置间隙。另外，在本实施例中，将多相转换器12的相数设为2相，但是也可以是3相以上。

再次参照图1，平滑电容器C1连接在电源配线PL和接地配线GL之间。并且，负载220包括连接电源配线PL和接地配线GL的变换器14和与变换器14连接的交流马达M1。

变换器14在电源配线PL上的直流电力和相对于交流马达M1而输入输出的交流电力之间的双向上进行电力变换。并且，交流马达M1受通过变换器14输入输出的交流电力而驱动，并产生正转矩或者负转矩。

变换器14由U相臂15、V相臂16和W相臂17构成。U相臂15、V相臂16和W相臂17在电源配线PL和接地配线GL之间并联设置。U相臂15由开关元件Q5、Q6构成，V相臂16由开关元件Q7、Q8构成，U相臂17由开关元件Q9、Q10构成。开关元件Q5～Q10分别以逆并联方式与二极管D5～D10连接。U相臂15、V相臂16和W相臂17各自的中间节点，与交流马达M1的U相、V相和W相的定子绕组的一端连接。这些定子绕组的另一端彼此以中性点连接。

交流马达M1由例如作为电动发电机工作的永磁体型的同步电动机构成。交流马达M1是用于产生混合动力汽车、电动汽车或燃料电池汽车等电动车辆的驱动轮的驱动转矩的驱动马达。即，马达驱动装置200代表性地搭载在电动车辆上。交流马达M1在电动车辆进行再生制动时，利用驱动力的转动力进行再生发电。

或者，该交流马达M1可以作为具有由发动机驱动的发电机的功能、并且针对发动机作为电动机工作例如能够进行发动机启动的装置，组装于混合动力汽车中。

电压传感器20检测相当于直流电源B1的输出电压的、多相转换器12的低压侧的直流电压VL。电压传感器22检测电源配线PL的电压、即多相转换器12的高压侧的直流电压VH。

电流传感器24检测在变换器14和交流马达M1之间流动的各相的马达电流MCRT。此外，由于3相的相电流的瞬时值之和始终为零，所以仅对3相中的2相配置电流传感器24，针对未配置电流传感器24的相的马达电流，也能够通过运算求出。电流传感器25检测通过电抗器L1的电抗器电流I1，电流传感器26检测通过电抗器L2的电抗器电流I2。通过电压传感器20、22检测出的检测值VL、VH、通过电流传感器25、26检测出的检测值I1、I2和通过电流传感器24检测出的检测值MCRT被输入至控制电路210。

进而，向控制电路210输入来自温度传感器21、27、28和加速踏板位置传感器29的信号。

温度传感器21检测直流电源B1的温度TB。温度传感器27检测电抗器L1的温度TL1。温度传感器28检测电抗器L2的温度TL2。温度传感器21、27、28的检测结果被输入至控制电路210。

加速踏板位置传感器29检测用户踩踏加速踏板的踩踏量，并将检测结果作为加速信号A发送至控制电路210。

控制电路210由未图示的CPU（Central Processing Unit：中央处理单元）和内置有存储器的电子控制单元（ECU：Electronic Control Unit）构成，并构成为基于存储于该存储器的映射和程序来执行预定的运算处理。或者，ECU的至少一部分也可以构成为通过电子电路等硬件来执行预定的数值、逻辑运算处理。

控制电路210基于从上述的各传感器输入的信号、交流马达M1的转速MRN和转矩指令值TR，控制多相转换器12和变换器14中的开关元件Q11、Q12、Q21、Q22、Q5～Q10的导通截止（开关动作），以使交流马达M1按照动作指令进行动作。具体地说，控制电路210为了将电源配线PL的电压控制为所希望的电压，生成用于控制开关元件Q11、Q12、Q21、Q22的导通截止的信号PWM1、PWM2。进而，控制电路210为了根据转矩指令值TR来控制交流马达M1的输出转矩，生成用于控制开关元件Q5～Q10的导通截止的信号PWMI，以控制向交流马达M1施加的模拟交流电压的振幅和/或相位。

斩波电路13-1、13-2分别通过使下臂的开关元件Q12、Q22导通截止来使开关动作后的电流通过电抗器L1、L2，从而能够利用由上臂的二极管D11、D21构成的电流路径，在电源配线PL上产生将低压侧的直流电压VL升压后的直流电压VH（动力运行（力行）时、I1>0，I2>0）。

相反，斩波电路13-1、13-2分别通过使上臂的开关元件Q11、Q21导通截止来使开关动作后的电流通过电抗器L1、L2，从而能够利用由下臂的二极管D12、D22构成的电流路径，通过使高压侧的直流电压VH降压得到的直流电压VL对直流电源B1进行充电（再生时、I1＜0，I2＜0）。

在各斩波电路13-1、13-2中，动力运行时也能够使上臂的开关元件Q11、Q21固定为截止，再生时也能够使下臂的开关元件Q12、Q22固定为截止。但是，为了不通过电流方向来切换控制就可连续地对应于再生和动力运行，在各开关动作周期内，也可以使上臂的开关元件Q11、Q21和下臂的开关元件Q12、Q22互补地导通截止。

以下，在本实施例中，将下臂的开关元件的导通期间相对于开关动作周期的比率定义为占空比DT。即，上臂元件的导通期间由（1.0-DT）表示。根据斩波电路的一般特性，该占空比DT与各斩波电路13-1、13-2中的电压变换之间的关系如下述（3）式所示。通过使（3）式变形，高压侧的电压VH如（4）式所示。

DT＝1.0－（VL/VH）        ···（3）

VH＝VL/（1.0-DT）         ···（4）

根据（3）、（4）式，可知若将下臂的开关元件Q12、Q22固定为截止（DT＝0.0），则VH＝VL，电压VH随占空比DT上升而上升。即，控制电路210通过对斩波电路13-1、13-2的占空比DT进行控制，能够控制电源配线PL的电压VH。之后详细说明这样的转换器控制的详细内容。

构成多相转换器12的2个斩波电路13-1、13-2，相位错开180（360/2）度、即开关动作周期的一半周期的量而工作。因此，信号PWM1和PWM2的相位错开了180度。

进而，在多相转换器12中，通过磁耦合型电抗器，以使斩波电路13-1、13-2之间电抗器电流I1、I2的脉动成分互相降低的方式发挥作用。因此，脉动电流相对于图1的多相转换器12的占空比的特性，与通常的斩波电路不同。

图3是说明本发明实施例的电源装置中的多相转换器12的控制的结构的功能框图。图3中示出的各功能框的功能，可以通过控制电路210的软件处理实现，也可以通过将实现该功能的电子电路（硬件）在控制电路210中构成来实现。

参照图3，图1中示出的控制电路210包括电压指令设定部300、减法运算部310、控制运算部320、乘法运算部325、电流控制部330、调制部350和判断部360。

电压指令设定部300按照电压要求值VHsys来设定电压指令值VHr。电压要求值VHsys是电源配线PL的电压VH的要求值，例如从外部ECU（未图示）提供。电压要求值VHsys根据负载220的动作状态（例如交流马达M1的转速MRN、转矩指令值TR）和/或用户的要求（例如加速信号A）来可变地设定。电压指令值VHr为电源配线PL的电压VH的控制目标值。

减法运算部310通过从由电压指令设定部300设定的电压指令值VHr减去由电压传感器22检测出的电压VH来计算电压偏差ΔVH。控制运算部320代表性地按照PI控制（比例积分）运算来设定电流指令值Ir，以使电压偏差ΔVH接近零。定性地说，若ΔVH增加（向正方向变化），则电流指令值Ir上升，若ΔVH减少（向负方向变化），则电流指令值Ir降低。

乘法运算部325通过对多相转换器12整体的电流指令值Ir乘以0.5来计算各斩波电路13-1、13-2的电流指令值Ir#（Ir#＝Ir/2）。

电流控制部330包括第1电流控制部331和第2电流控制部332。

第1电流控制部331按照控制运算（PI控制运算等）来设定占空比指令值Id1，所述控制运算是基于电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值与电流指令值Ir#的电流偏差而进行的运算。

第2电流控制部332基于电流传感器26检测出的电抗器电流I2的值与电流指令值Ir#的电流偏差，按照与第1电流控制部331同样的控制运算（PI控制运算等）来设定占空比指令值Id2。

占空比指令值Id1、Id2被设定在0.0≦Id1、Id2＜1.0的范围内。第1电流控制部331和第2电流控制部332设定占空比指令值Id1、Id2，以在相对电流指令值Ir#使电抗器电流I1、I2增加时使占空比上升，另一方面，在使电抗器电流I1、I2减少时使占空比下降。

调制部350包括第1调制部351和第2调制部352。第1调制部351按照作为预定频率的三角波或者锯齿波的载波CW与占空比指令值Id1进行的电压比较，生成用于控制斩波电路13-1的信号PWM1。载波CW的频率相当于斩波电路13-1、13-2的开关动作频率。另外，载波CW的峰值电压与通过占空比指令值Id1所表示的占空比的0～1.0的范围相对应。第1调制部351生成PWM1，以在Id1>CW的期间使下臂的开关元件Q12导通，并在CW>Id1的期间使下臂的开关元件Q12截止。

这样，在电压VH比电压指令值VHr低的情况下，通过脉宽调制（PWM）来控制斩波电路13-1，以在下臂的占空比增加的方向上设定占空比指令值Id1来使电抗器电流I1增加。相反，在电压VH比电压指令值VHr高的情况下，通过脉宽调制（PWM）来控制斩波电路13-1，以在下臂的占空比减小的方向上设定占空比指令值Id1来使电抗器电流I1降低。

第2调制部352具有与第1调制部351同样的功能，按照对上述载波CW的反转信号、即相位自载波CW偏移180度得到的信号与占空比指令值Id2进行的电压比较，生成用于控制斩波电路13-2的信号PWM2。由此，在斩波电路13-1、13-2中，在使开关动作控制的相位偏移了180度之后，分别独立地执行用于将电压VH控制为电压指令值VHr的开关动作控制（占空比控制）。此外，如上所述，在下臂的开关元件Q12、Q22的截止期间，也可以使上臂元件的开关元件Q11、Q21导通。

这样，按照图3所示的控制结构，在多相转换器12中，并联连接的2个斩波电路13-1和斩波电路13-2以相位错开电角180°的方式进行工作，并且，在斩波电路13-1、13-2中，分别独立地进行用于将电压VH向电压指令VHr控制的电抗器电流I1、I2的控制。

以上的控制为通常时的控制。通过这样的通常时的控制，实际的电抗器电流I1与电抗器电流I2成为大小大致相同。这样通过保持电抗器电流I1、I2的平衡，可减少电抗器电流I1、I2的脉动成分，也可减少在直流电源B1中流动的电流的脉动成分。通常，直流电源B1存在内部电阻，若在直流电源B1中流动电流，则在直流电源B1的内部会产生与脉动成分的大小相对应的焦耳热。因此，通过保持电抗器电流I1、I2的平衡来减少脉动成分，从而能够抑制在直流电源B1的内部产生的热量，能够减少能量损失。

然而，在直流电源B1的温度TB非常低的情况下，如上所述直流电源B1的可放电电力和可充电电力成为非常小的值。在该情况下，无法向交流马达M1供给充足的电力，另外，无法将交流马达M1发电产生的再生电力充分地充电至直流电源B1。

因此，本实施例的电源装置，在直流电源B1的温度TB比基准温度T0低的情况下，控制斩波电路13-1、13-2，以主动打破电抗器电流I1、I2的平衡而非如上所述保持电抗器电流I1、I2的平衡。此外，“打破电抗器电流I1、I2的平衡”意味着使电抗器电流I1的大小（平均值）与电抗器电流I2的大小（平均值）之差增加。如此在直流电源B1的温度TB低的情况下执行主动打破电抗器电流I1、I2的平衡的控制这一点，是本实施例的电源装置的最大的特征点。

针对这一点进行更具体的说明，控制电路210还包括判断部360。判断部360判断温度TB是否比基准温度T0低，并将判断结果输出到电流控制部330。

在温度TB比基准温度T0高的情况下，电流控制部330设定占空比指令值Id1、Id2，以主动打破电抗器电流I1、I2的平衡。以下，作为打破平衡的方法的一例，对使电流传感器25检测到的电抗器电流I1的值偏移的情况进行说明。此外，打破平衡的方法并不限定于此。关于其他的例子记载在第2～4实施例中。

在温度TB比基准温度T0高的情况下，电流控制部330进行上述的通常时的控制。即，第1电流控制部331直接（原样）使用电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值来进行PI控制运算来设定占空比指令值Id1。同样地，第2电流控制部332直接使用电流传感器26检测出的电抗器电流I2的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id2。由此，由于将电抗器电流I1、I2的大小保持为大致相同的大小，因此电抗器电流I1、I2所包含的脉动成分得以降低。

相反地，在温度TB比基准温度T0低的情况下，电流控制部330仅使电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值偏移。即，第1电流控制部330使用对电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值加上偏移量α（>0）得到的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id1。此时，温度TB越低，则偏移量α被设定为越大的值。此外，也可以将偏移量α设为固定值。另一方面，第2电流控制部332直接使用电流传感器26检测出的电抗器电流I2的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id2。由此，电抗器电流I1、I2的平衡被打破，没有发生偏移一侧的电抗器电流I2的脉动成分增加。其结果，由于在直流电源B1中流动的电流的脉动成分也增加，在直流电源B1的内部产生的热量增加，因此直流电源B1的温度TB上升。

图4是表示为了实现上述的功能、控制电路210进行的处理步骤的流程图。以下所示的流程图的各步骤（以下，将步骤省略为“S”）基本上通过控制电路210的软件处理来实现，但也可以通过在控制电路210设置的电子电路等的硬件处理来实现。

在S10中，控制电路210判断温度TB是否比基准温度T0低。该处理相当于图3的判断部360的功能。

在温度TB比基准温度T0低的情况下（在S10中是），控制电路210将处理移至S11来设定偏移量α（>0）。此外，如上所述，温度TB越低，则偏移量α被设定为越大的值。接着在S12中，控制电路210使用对电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值加上偏移量α得到的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id1。以下将如此使电流传感器的检测值偏移的处理叫做“偏移处理”。

另一方面，在温度TB比基准温度T0高的情况下（在S10中否），控制电路210将处理移至S13，直接使用电流传感器25检测出的电抗器电流I1的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id1。即，控制电路210在温度TB比基准温度T0高的情况下，不进行偏移处理而进行通常时的控制。

在S14中，控制电路210直接使用电流传感器26检测出的电抗器电流I2的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id2。S11～S14的处理相当于图3的电流控制部330的功能。

在S15中，控制电路210基于占空比指令值Id1生成信号PWM1，并基于占空比指令值Id2生成信号PWM2。在S16中，将信号PWM1、PWM2输出到多相转换器12。S15、S16的处理相当于图3的调制部350的功能。

图5表示利用控制电路210进行偏移处理后的结果所得到的电抗器电流I1、I2的波形。此外，为了进行比较，图4的一点划线表示未进行偏移处理的情况下的电抗器电流I2的波形。

若对电抗器电流I1的检测值实施偏移处理，则电抗器电流I1、I2的平衡被打破。由此，电抗器电流I2的脉动成分增加。即，如图5所示，在进行了偏移处理的情况下的电抗器电流I2的脉动幅β比未进行偏移处理的情况下的电抗器电流I2的脉动幅γ大。因此，在温度TB比基准温度T0低的情况下，与温度TB比基准温度T0高的情况相比，在直流电源B1中流动的电流（将电抗器电流I1、I2合并后的电流）的脉动成分，增加了脉动幅β与脉动幅γ之差的量。由此，由于直流电源B1的内部产生的热量增加，所以直流电源B1的温度TB上升。

如以上那样，本实施例的控制电路210，在直流电源B1的温度TB比基准温度T0低的情况下，对电抗器电流I1的检测值实施偏移处理，以主动打破电抗器电流I1、I2的大小的平衡。由此，能够使在直流电源B1中流动的电流的脉动成分增加来使直流电源B1的温度TB急速上升，使直流电源B1的输入输出特性提高。

［第2实施例］

在上述的第1实施例中，偏移处理的对象仅为电抗器电流I1的检测值。

对此，第2实施例中，每当预定条件成立时将偏移处理的对象在电抗器电流I1的检测值和电抗器电流I2的检测值之间进行切换。这一点是第2实施例的特征。由于其他的结构、功能和处理与上述的第1实施例相同，所以在此不重复进行详细说明。

图6是表示第2实施例的控制电路210进行的处理步骤的流程图。此外，在图6示出的流程图中，针对与上述的图4所示的流程图相同的处理标注相同的步骤序号。它们的处理也相同。因此，在此原则上不重复对它们进行详细说明。

在温度TB比基准温度T0低的情况下（在S10中是），控制电路210在S11中设定偏移量α。

然后，在S20中，控制电路210判断是否处于电抗器电流I1的偏移处理中。

在处于电抗器电流I1的偏移处理中的情况下（在S20中是），控制电路210在S21中判断预先确定的切换条件是否成立。希望该切换条件是考虑到通过电抗器电流I1的偏移处理使电抗器L2的负载变高这一点（电抗器电流I2的脉动成分增加且电抗器L2的温度上升这一点）来设定的。例如，能够将电抗器L2的温度TL2超过上限值这一条件作为切换条件。另外，也可以将持续进行电抗器电流I1的检测值的偏移处理的时间超过预定时间这一条件作为切换条件。

在切换条件不成立的情况下（在S21中否），控制电路210将偏移处理的对象仍设为电抗器电流I1的检测值（S12、S14、S15、S16）。另一方面，在切换条件成立的情况下（在S21中是），控制电路210将偏移处理的对象从电抗器电流I1的检测值切换为电抗器电流I2的检测值。具体地说，控制电路210在S13中直接使用电抗器电流I1的检测值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id1。接着在S23中，控制电路210使用对电抗器电流I2的检测值加上偏移量α得到的值进行PI控制运算来设定占空比指令值Id2。

同样地，在处于电抗器电流I2的偏移处理中的情况下（在S20中否），控制电路210在S22中判断预先确定的切换条件是否成立。该切换条件以与上述的S21的处理所说明的思路同样的思路来设定即可。

在切换条件不成立的情况下（在S22中否），控制电路210将偏移处理的对象仍设为电抗器电流I2的检测值（S13、S23、S15、S16）。另一方面，在切换条件成立的情况下（在S22中是），控制电路210将偏移处理的对象从电抗器电流I2的检测值切换为电抗器电流I1的检测值（S12、S14、S15、S16）。

这样，在第2实施例中，每当切换条件成立时，将偏移处理的对象在电抗器电流I1的检测值和电抗器电流的检测值I2之间进行切换。由此，即使较长时间地持续进行偏移处理，也能够防止负载过于偏向任何一方的电抗器，能够防止多相转换器12的控制性降低。

［第3实施例］

在上述的第1实施例中，作为打破电抗器电流I1、I2的平衡的方法，使用了使电抗器电流I1的检测值偏移的方法。

与此相对，在第3实施例中，作为打破电抗器电流I1、I2的平衡的方法，使用使两个斩波电路13-1、13-2中任意一方的斩波电路的开关动作停止的方法。这一点是第3实施例的特征。由于其他的结构、功能和处理与上述的第1实施例相同，所以在此不重复进行详细说明。

图7表示第3实施例的控制电路210的功能框图。第3实施例的控制电路210与第1实施例的控制电路210的主要不同点为以下2点。第一，判断部360将自己的判断结果不是向电流控制部330而是向调制部350输出。第二，在温度TB比基准温度T0低的情况下，不是电流控制部330进行偏移处理而是调制部350进行停止输出信号PWM1、PWM2中的任一方的处理（以下，也称为“单侧切断处理（单侧开关动作停止处理）”）。由于其他的功能与上述的第1实施例相同，所以在此不重复进行详细说明。

图8是表示第3实施例的控制电路210进行的处理步骤的流程图。此外，在图8所示的流程图中，针对与上述的图4所示的流程图相同的处理标注相同的步骤序号。它们的处理也相同。因此，在此不重复对它们进行详细说明。

在S30中，控制电路210判定温度TB是否比基准温度T0低。

在温度TB比基准温度T0高的情况下（在S30中否），控制电路210将处理移至S32，进行通常时的控制。即，控制电路210将信号PWM1和信号PWM2这双方输出到多相转换器12。

另一方面，在温度TB比基准温度T0低的情况下（在S30中是），控制电路210将处理移至S31，停止信号PWM1的输出，仅将信号PWM2输出到多相转换器12。由此，斩波电路13-1停止，仅斩波电路13-2工作。该处理为单侧切断处理。

如以上那样，第3实施例的控制电路210，在直流电源B1的温度TB比基准温度T0低的情况下，进行使2个斩波电路13-1、13-2中的斩波电路13-1的开关动作停止的处理，以主动打破电抗器电流I1、I2的大小的平衡。通过这样的方法，与第1实施例同样，也能够主动打破电抗器电流I1、I2的大小的平衡，能够使在直流电源B1中流动的电流的脉动成分增加。

［第4实施例］

在上述的第3实施例中，单侧切断处理的对象仅为斩波电路13-1。

对此，第4实施例中，以与第2实施例同样的思路，每当预定条件成立时将单侧切断处理的对象在斩波电路13-1和斩波电路13-2之间进行切换。这一点是第4实施例的特征。由于其他的结构、功能和处理与上述的第1实施例相同，所以在此不重复进行详细的说明。

图9是表示第4实施例的控制电路210进行的处理步骤的流程图。此外，在图9示出的流程图中，对与上述的图8中示出的流程图相同的处理标注相同的步骤序号。它们的处理也相同。因此，在此原则上不重复对它们的详细说明。

在温度TB比基准温度T0低的情况下（在S10中是），控制电路210在S40中判断是否处于停止输出信号PWM1中。

在处于停止输出信号PWM1中的情况下（在S40中是），控制电路210在S41中，判断预先确定的切换条件是否成立。该切换条件以与上述的图6的S21的处理所说明的思路同样的思路来设定即可。例如，可以将持续停止输出信号PWM1的时间超过预定时间这一条件设为切换条件。

在切换条件不成立的情况下（在S41中否），控制电路210继续停止输出信号PWM1（S31）。另一方面，在切换条件成立的情况下（在S41中是），控制电路210将单侧切断处理的对象从信号PWM1切换为信号PWM2。具体地说，控制电路210在S43中，停止输出信号PWM2，仅输出信号PWM1。

同样地，在处于停止输出信号PWM2中的情况下（在S40中否），控制电路210在S42中，判断预先确定的切换条件是否成立。该切换条件以与上述的S41的处理所说明的思路同样的思路来设定即可。

在切换条件不成立的情况下（在S42中否），控制电路210继续停止输出信号PWM2（S43）。另一方面，在切换条件成立的情况下（在S42中是），控制电路210将单侧切断处理的对象从信号PWM2切换为信号PWM1（S31）。

这样，在第4实施例中，每当切换条件成立时，将单侧切断处理的对象在信号PWM1和信号PWM2之间进行切换。由此，即使较长时间地持续单侧切断处理，也能够防止负载过于偏向任意一方的电抗器，能够防止多相转换器12的控制性降低。

应该认为本次公开的实施例在所有方面都是例示而并不是限制性内容。本发明的范围并不是通过上述的说明来表示，而是通过权力要求来表示，与权利要求等同的意思以及权利要求范围内的所有变更都包含在本发明中。

Claims (8)

1.一种电源装置，具有：

多相转换器（12），包括在连接于负载（220）的电源配线（PL）和直流的电源（B1）之间并联连接的多个斩波电路（13-1、13-2）；和

控制电路（210），控制所述多个斩波电路的工作，

所述多个斩波电路各自包括至少1个开关元件（Q11、Q12、Q21、Q22）和配置成根据所述开关元件的工作使电流通过的电抗器（L1、L2），

所述控制电路，在所述电源的温度比预定值低的低温状态的情况下，控制所述多个斩波电路的工作，以使得与所述电源的温度比所述预定值高的非低温状态的情况相比，各所述电抗器之间的电流值之差增大，从而使在所述电源中流动的电流的脉动成分增加。

2.如权利要求1所述的电源装置，其中，

所述多个斩波电路至少包括：调整在第1电抗器（L1）中流动的电流的第1斩波电路（13-1）、和调整在第2电抗器（L2）中流动的电流的第2斩波电路（13-2），

所述第1电抗器和所述第2电抗器配置成相互磁耦合，

在所述低温状态的情况下，所述控制电路控制所述第1斩波电路和所述第2斩波电路，以使得与所述非低温状态的情况相比，在所述第1电抗器中流动的电流的值与在所述第2电抗器中流动的电流的值之差增加。

3.如权利要求2所述的电源装置，其中，

所述电源装置还具有：

第1传感器（25），检测在所述第1电抗器中流动的电流的值；和

第2传感器（26），检测在所述第2电抗器中流动的电流的值，

所述控制电路包括：

设定部（300），基于所述负载的工作状态设定所述电源配线的电压指令值；和

控制部（310、320、325、330、350），根据基于所述电压指令值和所述第1传感器的检测值进行第1运算得到的结果，控制所述第1斩波电路，并且根据基于所述电压指令值和所述第2传感器的检测值进行第2运算得到的结果，控制所述第2斩波电路，

在所述低温状态的情况下，所述控制部通过进行对所述第1传感器和所述第2传感器中的任一方的传感器的检测值增加预定量的偏移处理，使在所述第1电抗器中流动的电流的值与在所述第2电抗器中流动的电流的值之差增加。

4.如权利要求3所述的电源装置，其中，

所述控制部根据所述电源的温度改变所述预定量。

5.如权利要求3所述的电源装置，其中，

每当预定条件成立时，所述控制部将成为所述偏移处理的对象的检测值在所述第1传感器的检测值和所述第2传感器的检测值之间进行切换。

6.如权利要求2所述的电源装置，其中，

在所述低温状态的情况下，所述控制电路进行使所述第1斩波电路和所述第2斩波电路中的任一方的斩波电路的工作停止的停止处理。

7.如权利要求6所述的电源装置，其中，

每当预定条件成立时，所述控制电路将成为所述停止处理的对象的斩波电路在所述第1斩波电路和所述第2斩波电路之间进行切换。

8.如权利要求1所述的电源装置，其中，

各所述斩波电路包括在接地配线（GL）和所述电源配线之间串联连接的第1以及第2开关元件（Q11、Q12、Q21、Q22），

所述电抗器具有在所述第1以及第2开关元件的连接点（N1、N2）和所述电源之间连接的线圈绕组（241、242），

各所述斩波电路的所述线圈绕组卷绕于共用的芯体（250）的不同部位（251a、251b）。

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