JP6410885B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型かつ低コストの電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、出力端子Ｂ−Ｂ’の正極と負極との間に直列接続される半導体スイッチング素子４、５と、それらよりも出力端子側Ｂ−Ｂ’で、出力端子Ｂ−Ｂ’の正極と負極との間に直列接続される半導体スイッチング素子６、７と、リアクトル３と、半導体スイッチング素子４〜７を制御する制御回路９とを備えている。制御回路９は、半導体スイッチング素子４、７を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせ、かつ、半導体スイッチング素子５、６を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせる。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に双方向コンバータの小型化・低コスト化に関する。

地球温暖化に代表される地球環境の急変やエネルギー資源利用に関わる問題が議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）やＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。

このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力によって走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。

このような自動車では、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、電動パワートレインコンポーネントの小型化・低コスト化が望まれている。従来技術として、電力変換装置の小型化・低コスト化に関して、例えば以下の技術がある。

特許文献１には、ブリッジレス・ブースト・コンバータ方式のＡＣ／ＤＣコンバータが記載されている。このＡＣ／ＤＣコンバータは、インダクタンスがほぼ等しい第１、第２の昇圧インダクタ１２，１４と、負極側が制御グランド２０に接続される平滑コンデンサ１６と、制御回路３０によってオン・オフ制御される第１、第２のスイッチング素子２２，２６と、それらと相補的にオン・オフする整流素子２４，２８とを備えている。

また、上記のＡＣ／ＤＣコンバータは、同一巻数の３巻線を有する入力線インダクタ４２を備えており、第１巻線４８の出力端４８ｂが第１昇圧インダクタ１２の入力端１２ａに接続され、第２巻線５０の出力端５０ｂが第２昇圧インダクタ１４の入力端１４ａに接続され、第３巻線５２の入力端５２ａが制御グランド２０に接続される共に、第３巻線５２の出力端５２ｂが交流遮断コンデンサ４４を介して第２昇圧インダクタ１４の入力端１４ａに接続されている。

特許文献１のＡＣ／ＤＣコンバータは、入力線インダクタと第１、第２の昇圧インダクタの各インダクタンス比を適宜調整することによって、第１、第２の昇圧インダクタに流れる電流中のスイッチング周波数のノコギリ波成分を相殺すると共に、第１、第２の昇圧インダクタの抵抗成分の損失や、第１、第２のスイッチング素子の導通損失を低減することができる。

また、特許文献２には、入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化する平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と、エネルギー移行用コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣ０と、複数の半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ(第１の半導体スイッチング素子群)と、電圧変換のための電気エネルギーを蓄えるリアクトルＬとを備えた、ＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。

特許文献２のＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ０の平均電圧を直流電圧Ｖ２の１／２となるように制御することにより、リアクトルＬに印加されるリップル電圧が小さくなり、またリアクトルＬに印加されるリップル電圧の周波数は、スイッチング周波数の２倍となるため、リアクトルを小型化することができる。

特開２０１３−１１０８２９号公報 特開２０１６−４１０１２号公報

しかしながら、特許文献１のＡＣ／ＤＣコンバータは、一般的なセミブリッジレス構成のＡＣ／ＤＣコンバータと比べて、部品点数（インダクタ、コンデンサ）が増加するため、サイズが大型化してしまう。また、特許文献１のＡＣ／ＤＣコンバータの制御方法では、スイッチング周波数とインダクタのリプル電流の周波数とが同じであるため、コアロスのさらなる低減が見込めず、リアクトルを小型化するためには、低コアロスのコア材を使用するしかなく、コストが増加してしまう。

一方、特許文献２のＤＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトルを小型化するためには、リアクトルに印加される電圧を軽減する必要があり、中間コンデンサＣ０が別途必要となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体を小型化することができない。また、特許文献２のＤＣ／ＤＣコンバータには、低耐圧の駆動素子を使用可能であるという特徴があるが、半導体素子がショート故障した際には、その他の低耐圧素子に高電圧が印加されるため、素子の耐圧を超えて二重故障する可能性がある。そのため、故障時の対応を考慮すると、低耐圧の素子が使えないために、コストが増加してしまう。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、小型かつ低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明は、入力端子から入力される電力を変換して出力端子から出力する電力変換装置であって、出力端子の正極と負極との間に直列接続される第１、第２のスイッチング素子であって、当該第１のスイッチング素子が出力端子の負極に接続されると共に、当該第２のスイッチング素子が出力端子の正極に接続される、第１、第２のスイッチング素子と、第１、第２のスイッチング素子よりも出力端子側で、出力端子の正極と負極との間に直列接続される第３、第４のスイッチング素子であって、当該第３のスイッチング素子が出力端子の負極に接続されると共に、当該第４のスイッチング素子が出力端子の正極に接続される、第３、第４のスイッチング素子と、第１から第４のスイッチング素子を制御する制御回路とを備え、入力端子の正極は、第１、第２のスイッチング素子の間の第１の接続点に接続され、入力端子の負極は、第３、第４のスイッチング素子の間の第２の接続点に接続され、入力端子の正極と第１の接続点との間、または、入力端子の負極と第２の接続点との間には、リアクトルが挿入され、制御回路は、動作モード切替判定回路を備え、制御回路は、動作モード切替判定回路の判定結果に基づいて、第１から第４のスイッチング素子を制御し、動作モード切替判定回路は、第１から第３の動作モードを備え、第１の動作モードでは、第１、第４のスイッチング素子を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせ、かつ、第２、第３のスイッチング素子を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせ、第２の動作モードでは、第３のスイッチング素子を常時オンにすると共に第４のスイッチング素子を常時オフにし、かつ、第１、第２のスイッチング素子をスイッチングさせ、第３の動作モードでは、第１のスイッチング素子を常時オフにすると共に第２のスイッチング素子を常時オンにし、かつ、第３、第４のスイッチング素子をスイッチングさせる。

本発明によれば、小型かつ低コストの電力変換装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、力行動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、力行動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、力行動作時の各部の信号、電流のタイムチャートである。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、回生動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、回生動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における、回生動作時の各部の信号、電流のタイムチャートである。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における、力行動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における、力行動作時の半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における、力行動作時の各部の信号、電流のタイムチャートである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における、動作モードの切り替え事例を説明する図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における、動作モードの切り替え事例を説明する図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置における、動作モードの切り替え事例を説明する図である。 本発明の実施の形態１〜４に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置における、半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置における、半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置における、半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置における、半導体スイッチング素子の切り替えモードを説明する図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置における、各部の信号、電流のタイムチャートである。

以下、添付図面を参照して、本願が開示する電力変換装置の実施の形態を詳細に説明する。ただし、以下に示す実施の形態は一例であり、これらの実施の形態によって本発明が限定されるものではない。また、各図において同一または同様の部分については、同一符号を付して重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータとインバータとによって構成されている。昇圧コンバータの入力端子Ａ−Ａ’には蓄電器１が接続され、出力端子Ｂ−Ｂ’にはインバータの入力側が接続されている。インバータの出力側には、電動回転機３０が接続されている。

図１において、蓄電器１は直流電力を出力する。ここで、この電力変換装置が電気自動車やハイブリッド自動車に適用される場合には、蓄電器１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池である。

昇圧コンバータは、蓄電器１が接続される入力端子Ａ−Ａ’から平滑用コンデンサ８が接続される出力端子Ｂ−Ｂ’までの要素によって構成されている。昇圧コンバータの入力端子Ａ−Ａ’には、リップル電流を除去するための入力用コンデンサ２が接続されており、入力用コンデンサ２の後段にはリアクトル３が接続されている。

リアクトル３の後段には、第１のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子４、５と、第２のスイッチング素子対である半導体スイッチング素子６、７とが接続されている。実施の形態１では、半導体スイッチング素子４〜７は、ＭＯＳＦＥＴによって構成されている。また、各スイッチング素子対の後段には、平滑用コンデンサ８が接続されている。

半導体スイッチング素子５、７の各ドレイン端子は、平滑用コンデンサ８の正極側に接続されている。半導体スイッチング素子４、６の各ソース端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続されている。

半導体スイッチング素子５のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子とは互いに接続されており、その接続点（第１の接続点）はリアクトル３に接続されている。また、半導体スイッチング素子７のソース端子と半導体スイッチング素子４のドレイン端子とは互いに接続されており、その接続点（第２の接続点）は入力用コンデンサ２の負極側に接続されている。

なお、実施の形態１では、リアクトル３は入力端子Ａ−Ａ’の正極側Ａに接続されているが、本発明はこれに限定されるものではなく、リアクトル３は入力端子Ａ−Ａ’の負極側Ａ’に接続されてもよい。

また、昇圧コンバータは、半導体スイッチング素子４〜７を制御する制御回路９を備えている。制御回路９は、制御線４１ａを介して、半導体スイッチング素子４、５と、半導体スイッチング素子６、７とを、それぞれ所定のデッドタイムを挟んでオン・オフ制御する。

半導体スイッチング素子４〜７は、制御回路９から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ４〜Ｇａｔｅ７によって、それぞれスイッチング制御される。すなわち、半導体スイッチング素子４〜７はそれぞれ、ゲート信号Ｇａｔｅ４〜Ｇａｔｅ７がハイ「Ｈ」信号のときにオンとなり、ゲート信号Ｇａｔｅ４〜Ｇａｔｅ７がロウ「Ｌ」信号のときにオフとなる。

また、昇圧コンバータは、入力端子Ａ−Ａ’の電圧を検出する入力電圧検出回路２０と、出力端子Ｂ−Ｂ’の電圧を検出する出力電圧検出回路２１と、リアクトル３の電流を検出する電流検出回路２２とを備えている。制御回路９は、信号線４０ａ、４０ｂ、４０ｃを介して、入力端子電圧、出力端子電圧、リアクトル電流の各値をそれぞれ取得する。なお、図１において、Ｖ１は入力端子電圧、Ｖ２は出力端子電圧である。

なお、実際には、昇圧コンバータと蓄電器１とを接続する入力端子Ａ−Ａ’は、ハーネス等によって構成されるため、寄生のインダクタンス成分を持つ。そのため、高周波のインピーダンスが大きく、昇圧コンバータのリップル電流は入力用コンデンサ２に流れる。

次に、インバータの接続の詳細について説明する。インバータは、半導体スイッチング素子１０〜１５の６つの素子によって構成されている。インバータは、昇圧コンバータの出力端子Ｂ−Ｂ’から出力される直流電力を、３相交流電力に変換して３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから出力する。インバータの３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、発電機や電動機等である電動回転機３０に接続されている。

Ｕ相下アーム側の半導体スイッチング素子１０のソース端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続されており、そのドレイン端子は３相出力端子Ｖｕに接続されている。

Ｕ相上アーム側の半導体スイッチング素子１１のソース端子は、３相出力端子Ｖｕに接続されており、そのドレイン端子は平滑用コンデンサ８の正極側に接続されている。

Ｖ相下アーム側の半導体スイッチング素子１２のソース端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続されており、そのドレイン端子は３相出力端子Ｖｖに接続されている。

Ｖ相上アーム側の半導体スイッチング素子１３のソース端子は、３相出力端子Ｖｖに接続されており、そのドレイン端子は平滑コンデンサ８の正極側に接続されている。

Ｗ相下アーム側の半導体スイッチング素子１４のソース端子は、平滑用コンデンサ８の負極側に接続されており、そのドレイン端子は３相出力端子Ｖｗに接続されている。

Ｗ相上アーム側の半導体スイッチング素子１５のソース端子は、３相出力端子Ｖｗに接続されており、そのドレイン端子は平滑コンデンサ８の正極側に接続されている。

半導体スイッチング素子１０〜１５は、制御回路９から信号線４１ｂを介して出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｌ、Ｇａｔｅｕｈ、Ｇａｔｅｖｌ、Ｇａｔｅｖｈ、Ｇａｔｅｗｌ、Ｇａｔｅｗｈ、によって、それぞれスイッチング制御される。

また、インバータは、３相出力端子Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと電動回転機３０との間の３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する３相電流センサ２３、２４、２５を備えている。制御回路９は、３相電流センサ２３、２４、２５によって検出される３相交流電流の値を、信号線４０ｄ、４０ｅ、４０ｆを介して取得する。

また、インバータは、電動回転機３０の回転角θｍを検出する回転角センサＳｎｓθｍを備えている。制御回路９は、回転角センサＳｎｓθｍによって検出される電動回転機３０の回転角θｍの値を、信号線４０ｇを介して所得する。

さらに、制御回路９には、電動回転機３０のトルク指令値Ｔｒｑ＊と、直流電圧指令値Ｖ２＊とが、信号線４２ａ、４２ｂを介して外部から入力される。

制御回路９は、電動回転機３０のトルクが、トルク指令値Ｔｒｑ＊と等しくなるように、インバータの各ゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈを制御する。また、制御回路９は、昇圧コンバータの出力電圧Ｖ２が、直流電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、昇圧コンバータの各ゲート信号Ｇａｔｅ４，Ｇａｔｅ５，Ｇａｔｅ６，Ｇａｔｅ７を制御する。

なお、実施の形態１に係る昇圧コンバータとインバータでは、半導体スイッチング素子４〜７、１０〜１５をＭＯＳＦＥＴによって構成しているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図２に示されるように、半導体スイッチング素子２０４〜２０７、２１０〜２１５をＩＧＢＴとダイオードによって構成してもよい。

次に、実施の形態１に係る昇圧コンバータの力行動作における動作原理について説明する。実施の形態１では、力行動作における各半導体スイッチング素子４〜７の状態に応じて、図３の（ａ）〜（ｄ）に示す４つのステートが存在する。

第１のステート（ＳＴ１）では、半導体スイッチング素子４はオン、半導体スイッチング素子７はオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５はオフ、半導体スイッチング素子６はオンである。

第２のステート（ＳＴ２）では、半導体スイッチング素子４、７が共にオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５、６は共にオンである。

第３のステート（ＳＴ３）では、半導体スイッチング素子４はオフ、半導体スイッチング素子７はオンであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５はオン、半導体スイッチング素子６はオフである。

第４のステート（ＳＴ４）では、半導体スイッチング素子４、７は共にオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５、６は共にオンである。

制御回路９は、半導体スイッチング素子４、７を１つのスイッチング素子対として制御し、半導体スイッチング素子４、７の位相を半周期ずらして（１８０度位相をシフト）制御する。図４には、実施の形態１に係る昇圧コンバータの力行動作における各部の信号、電流のタイムチャートが示されている。

図３、図４から見て取れるように、力行動作中は、半導体スイッチング素子４、６のオンデューティをＤとおくと、ＳＴ１〜ＳＴ４を成立させるには、Ｄ＜０．５で制御する必要があり、このときＶ１とＶ２の間には、以下の関係式（１）が成り立つ。

次に、実施の形態１に係る昇圧コンバータの回生動作における動作原理について説明する。実施の形態１では、回生動作における各半導体スイッチング素子４〜７の状態に応じて、図５の（ａ）〜（ｄ）に示す４つのステートが存在する。

第１のステート（ＳＴ１）では、半導体スイッチング素子４、７は共にオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５、６は共にオンである。

第２のステート（ＳＴ２）では、半導体スイッチング素子４はオフ、半導体スイッチング素子７はオンであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５はオン、半導体スイッチング素子６はオフである。

第３のステート（ＳＴ３）では、半導体スイッチング素子４、７は共にオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５、６は共にオンである。

第４のステート（ＳＴ４）では、半導体スイッチング素子４はオン、半導体スイッチング素子７はオフであり、この素子対の状態に対応して、半導体スイッチング素子５はオフ、半導体スイッチング素子６はオンである。

制御回路９は、半導体スイッチング素子５、６を１つのスイッチング素子対として制御し、半導体スイッチング素子５、６の位相を半周期ずらして（１８０度位相をシフト）制御する。図６には、実施の形態１に係る昇圧コンバータの回生動作における各部の信号、電流のタイムチャートが示されている。

図５、図６から見て取れるように、回生動作中は、半導体スイッチング素子５、６のオンデューティをＤとおくと、ＳＴ１〜ＳＴ４を成立させるには、Ｄ＞０．５で制御する必要があり、このときＶ１とＶ２の間には、以下の関係式（２）が成り立つ。

また、半導体スイッチング素子４、７のオンデューティをＤ’とすると、これに対応する半導体スイッチング素子５、６のオンデューティは(１−Ｄ’)となり、Ｄ=１−Ｄ’として関係式（２）に代入すると、以下の関係式（３）が得られる。結果として、これは関係式（１）と一致する。

以上から、実施の形態１に係る昇圧コンバータでは、各相のスイッチングのタイミングの位相を１８０度ずらして制御することで、リアクトル３に印加されるリップル電圧・リップル電流の周波数がスイッチング周波数の２倍となるため、コアロスを低減でき、小型化・コスト化が可能となる。

また、実施の形態１の昇圧コンバータにおいて、半導体スイッチング素子４〜７のスイッチング周波数は少なくとも１０ｋＨｚ以上であることが好ましい。これにより、リアクトル３のリップル周波数が２０ｋＨｚ以上となり、可聴周波数範囲（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）以上になるため、磁性部品やコンデンサの音鳴りを防止でき、従来必要であった音の防止にかかるコストを削減できる。これは、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴのように高周波化が難しい半導体素子で構成される場合には、特に効果を発揮する。

なお、上記ではリアクトル３が１個の構成としたが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図７に示されるように、リアクトル３を分割構成（３ａ、３ｂ）にしてもよい。特に、図７のようにリアクトル３を分割して、蓄電器１の正極側、負極側にそれぞれ接続した方が、対地から見た正極側、負極側のインピーダンスが平衡化され、コモンモードノイズを抑制できる。

また、図８に示されるように、入力用コンデンサ２の後段側は、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２が互いに磁気的に結合するような磁気結合リアクトル３‘であってもよい。図８の磁気結合リアクトル３’では、半導体スイッチング素子４と５の接続点（第１の接続点）と入力用コンデンサ２の正極側（入力端子の正極側）との間に接続されたリアクトルＬ１で示される第１の巻線と、半導体スイッチング素子６と７の接続点（第２の接続点）と入力用コンデンサ２の負極側（入力端子の負極側）との間に接続されたリアクトルＬ２で示される第２の巻線とが、共通の鉄心に巻数比が１：１で互いに逆方向（昇圧コンバータにとっては同方向（和動接続））に磁気結合するように巻かれている。これにより、コモンモードノイズが抑制できるだけでなく、リアクトルも１個構成とすることができ、小型化に貢献できる。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。なお、実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成は、実施の形態１と同じである。

実施の形態２に係る電力変換装置における昇圧コンバータは、３つの動作モードを有する。

第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）は、実施の形態１で説明したように、半導体スイッチング素子４、７の位相を１８０度ずらして制御すると共に、半導体スイッチング素子５、６の位相を１８０度ずらして制御し、リアクトル３のリップルをスイッチング周波数の２倍とする動作モードである。

第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）は、特許文献１のブリッジレス・コンバータ回路に記載されているように、スイッチング周波数とリアクトル３のリップル周波数とが同じになるように、半導体スイッチング素子６は常時オンとし、半導体スイッチング素子７は常時オフとし、半導体スイッチング素子４、５をオン・オフ動作させる動作モードである。

第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）は、半導体スイッチング素子４は常時オフとし、半導体スイッチング素子５は常時オンとし、半導体スイッチング素子６、７をオン・オフ動作させる動作モードである。

実施の形態２に係る昇圧コンバータの制御回路９は、第１〜第３の動作モードを状況に応じて切り替える。ここでは、代表例として、力行動作について説明する。

図９には、実施の形態２に係る昇圧コンバータにおける第２、第３の動作モードの半導体スイッチング素子のオン・オフ状態と電流波形が示されている。また、図１０には、各動作モードにおける電圧・電流波形が示されている。

動作モード２における半導体スイッチング素子４のオンデューティをＤ、または動作モード３における半導体スイッチング素子７のオンデューティをＤとおくと、Ｖ１とＶ２との間には、以下の関係式（４）が成り立つ。

また、図１１に示されるように、実施の形態２に係る昇圧コンバータは、リアクトル３の温度を検出する温度検出回路ＳｎｓＴＬと、半導体スイッチング素子４〜７の温度を検出する温度検出回路ＳｎｓＴＳＷとを備えており、制御回路９は信号線４０ｈ、４０ｉを介してそれらの温度を取得する。

実施の形態２に係る昇圧コンバータにおいて、入力電圧Ｖ１が低い場合などリアクトル３のコアロスが大きくない場合、もしくはスイッチング損失の割合が昇圧コンバータの損失の中で比較的大きい場合には、制御回路９は第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）を選択しない。これは、第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）では、半導体スイッチング素子４〜７をすべてオン・オフ制御するため、全ての素子にスイッチング損失が発生し、効率が低下するためである。

いま、力行動作において第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）が選択されている場合を考える。このとき、制御回路９は、半導体スイッチング素子４〜７の各温度をモニタし、いずれかの温度値が第１の閾値を超えると、第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）に切り替える。

これにより、実施の形態２に係る昇圧コンバータは、各半導体スイッチング素子４〜７の温度上昇を抑えることができる。周知のように、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体は温度が上昇するとオン抵抗が増大する。また、ＩＧＢＴやダイオードなどの半導体は温度が上昇すると、リカバリ損失やスイッチング損失が増大する。そのため、これらの温度上昇を抑えることで、昇圧コンバータの効率が悪化するのを抑制することができる。

一般的に、力行動作において、第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）では、最も損失が大きい半導体スイッチング素子４が最も熱くなり、第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）では、半導体スイッチング素子７が最も熱くなる。図１２には、実施の形態２における動作モードの切り替え事例が示されている。

図１２では、ＭＯＤＥ２において半導体スイッチング素子４の温度が閾値を超えたため、ＭＯＤＥ３に切り替えられ、これにより、半導体スイッチング素子４の温度上昇が抑制される。また、動作モード３に切り替えた時、半導体スイッチング素子７は直前まで動作していないため、温度が低い状態で動作ができ、昇圧コンバータの効率は低下しない。

次に、入力電圧Ｖ１や昇圧率が高い等の動作条件の場合を考える。この際、リアクトル３のコアロスが大きくなる。制御回路９は、リアクトル３の温度値が第２の閾値を超えると、第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）に切り替える。図１３には、実施の形態２における動作モードの切り替え事例が示されている。

図１３では、ＭＯＤＥ２においてリアクトル３の温度が第２の閾値を超えたため、ＭＯＤＥ１に切り替えられ、これにより、リアクトル３のコアロスが低減され、温度上昇が抑制される。

実施の形態２の変形例．
上記の実施の形態２では、リアクトル３と半導体スイッチング素子４〜７の温度値を取得するために温度検出回路を設けたが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、入力用コンデンサ２の損失が大きい若しくは冷却能力が低い場合には、入力用コンデンサ２に温度検出回路を設けてもよい。制御回路９は、第２の動作モードまたは第３の動作モードにおいて、入力用コンデンサ２の温度が閾値を超えたら、第１の動作モードに切り替え、リップル電流の実効値を低減させることで、入力用コンデンサ２の温度上昇を抑制することができる。

実施の形態３．
次に、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。なお、実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成は、実施の形態１，２と同じである。

実施の形態３に係る電力変換装置における昇圧コンバータの制御回路９は、実施の形態２と同様に、昇圧コンバータの３つの動作モードを状況によって切り替える。ただし、実施の形態２では温度情報に基いて動作モードを切り替えていたが、これには温度検出回路を設ける必要があり、コストがかかる。

実施の形態３に係る電圧コンバータの制御回路９は、温度情報ではなく、所定の周期で動作モードを切り替える。図１４には、実施の形態３における動作モードの切り替え事例が示されている。

図１４では、力行動作において、所定の周期ごとに第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）と第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）とを切り替えることで、一部の半導体スイッチング素子温度だけが高くなることを抑制する。

実施の形態３の変形例．
上記の実施の形態３では、第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）と第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）との切り替えを説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、さらにリアクトル３や入力用コンデンサ２の温度を抑制させたい場合には、第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）または第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）と、第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）とを、所定の周期で切り替えることで、所定の時間のリアクトル３のリップル周波数を２倍にして、リアクトル３のコアロス、および入力用コンデンサ２の損失を低減させることにより、温度上昇を抑制することができる。

実施の形態４．
次に、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置について説明する。なお、実施の形態４に係る電力変換装置の回路構成は、実施の形態１〜３と同じである。

実施の形態４に係る電力変換装置における昇圧コンバータの制御回路９は、昇圧コンバータの電力変換効率が高い領域で動作できるように、動作モードを切り替える。例えば、昇圧比（Ｖ２／Ｖ１）が高く入力電流が大きい領域において、半導体スイッチング素子４〜７のスイッチング損失の割合が高い場合には、制御回路９は、第２の動作モード（ＭＯＤＥ２）もしくは第３の動作モード（ＭＯＤＥ３）を選択する。一方、出力電力が小さく、昇圧コンバータ全体の損失の中でリアクトル３のコアロスの割合が比較的高い領域では、制御回路９は、第１の動作モード（ＭＯＤＥ１）を選択してコアロスを低減させる。

上記を実現するため、実施の形態４に係る昇圧コンバータの制御回路９は、入力電圧検出回路２０によって検出される入力電圧Ｖ１と、出力電圧検出回路２１によって検出される出力電圧Ｖ２と、電流検出回路２２によって検出されるリアクトル３の電流値とに基いて、各損失を計算し、動作モードを選択する。

実施の形態４の変形例．
上記の実施の形態４に係る昇圧コンバータの制御回路９では、リアクトル電流や昇圧比などから各損失を計算し、電力変換効率が低下しないように制御しているが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、制御回路９は、各動作モードおよび各電圧・電流に対応する電力変換効率のマップデータを保持してもよい。制御回路９は、このマップデータと、入力電圧検出回路２０、出力電圧検出回路２１、電流検出回路２２から検出される各電圧・電流に基いて、最適な動作モードを選択する。

実施の形態１〜４の変形例．
上記の実施の形態１〜４に係る電力変換装置は、１つの昇圧コンバータと１つのインバータとを組み合わせた構成であったが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図１５に示されるように、１つの昇圧コンバータと２つのインバータとを組み合わせた構成でもよい。この場合、一方のインバータは、例えば電動回転機３０の駆動用モータに接続され、他方のインバータは、例えば電動回転機３１の発電用のモータに接続される。

実施の形態５．
次に、本発明の実施の形態５に係る電力変換装置について説明する。実施の形態１〜４に係る電力変換装置がＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータ（およびインバータ）であったのに対して、実施の形態５に係る電力変換装置は、図１６に示されるように、ＡＣ／ＤＣコンバータである。すなわち、本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータに対しても同様の効果を奏する。

通常のＡＣ／ＤＣコンバータでは、特許文献１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータのように、入力交流電圧Ｖｉが正（Ｖｉ＞０）の場合には、半導体スイッチング素子６は常時オン、半導体スイッチング素子７は常時オフであり、半導体スイッチング素子４、５をオン・オフ制御することによって、交流電流Ｉｉを制御して力率出力電圧Ｖｏを調整する。

また、入力交流電圧Ｖｉが負（Ｖｉ＜０）の場合には、半導体スイッチング素子４は常時オン、半導体スイッチング素子５は常時オフであり、半導体スイッチング素子６、７をオン・オフ制御させる。しかしながら、このような動作では、リアクトル３のリップル周波数がスイッチング周波数と同じになるため、リアクトル３を小型化することができない。

上記の問題を解決するために、実施の形態５に係るＡＣ／ＤＣコンバータでは、半導体スイッチング素子４、７のオンデューティと、半導体スイッチング素子５、６のオンデューティとを、それぞれ１８０度位相をずらして制御することにより、リアクトル３のリップル周波数をスイッチング周波数の２倍にして、リアクトル３の小型化に貢献する。

図１７には、実施の形態５に係るＡＣ／ＤＣコンバータの各半導体スイッチング素子４〜７の状態に応じた動作モードが示されている。また、図１８には、電流電圧波形のイメージ図が示されている。

実施の形態５の変形例．
上記の実施の形態５に係るＡＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトル３が１個の構成としたが、本発明はこれに限定されるものではない。前述したように、リアクトル３を分割構成して２個の構成にして、交流電圧と半導体スイッチング素子との間（半導体スイッチング素子４と５の接続点、および、半導体スイッチング素子６と７の接続点）にそれぞれ接続されてもよい。このように構成することにより、コモンモード電流に対するインピーダンスが高くなり、ノイズ性能が改善する。また、磁気結合リアクトルを使用してもよく、ノイズ性能が改善するだけでなく、リアクトルを小型化することができる。

本発明では、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることができ、また、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。

３，３ａ，３ｂ，３’ リアクトル、４ 半導体スイッチング素子（第１のスイッチング素子）、５ 半導体スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、６ 半導体スイッチング素子（第３のスイッチング素子）、７ 半導体スイッチング素子（第４のスイッチング素子）、９ 制御回路、２０ 入力電圧検出回路、２１ 出力電圧検出回路、２２ 電流検出回路、ＳｎｓＴＳＷ 温度検出回路（素子温度検出回路）、ＳｎｓＴＬ 温度検出回路（リアクトル温度検出回路）、Ａ−Ａ’ 入力端子、Ｂ−Ｂ’ 出力端子。

Claims (12)

1. 入力端子から入力される電力を変換して出力端子から出力する電力変換装置であって、
   前記出力端子の正極と負極との間に直列接続される第１、第２のスイッチング素子であって、該第１のスイッチング素子が前記出力端子の負極に接続されると共に、該第２のスイッチング素子が前記出力端子の正極に接続される、第１、第２のスイッチング素子と、
   前記第１、第２のスイッチング素子よりも前記出力端子側で、前記出力端子の正極と負極との間に直列接続される第３、第４のスイッチング素子であって、該第３のスイッチング素子が前記出力端子の負極に接続されると共に、該第４のスイッチング素子が前記出力端子の正極に接続される、第３、第４のスイッチング素子と、
   前記第１から第４のスイッチング素子を制御する制御回路と
   を備え、
   前記入力端子の正極は、前記第１、第２のスイッチング素子の間の第１の接続点に接続され、
   前記入力端子の負極は、前記第３、第４のスイッチング素子の間の第２の接続点に接続され、
   前記入力端子の正極と前記第１の接続点との間、または、前記入力端子の負極と前記第２の接続点との間には、リアクトルが挿入され、
   前記制御回路は、動作モード切替判定回路を備え、
   前記制御回路は、前記動作モード切替判定回路の判定結果に基づいて、前記第１から第４のスイッチング素子を制御し、
   前記動作モード切替判定回路は、第１から第３の動作モードを備え、
   前記第１の動作モードでは、前記第１、第４のスイッチング素子を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせ、かつ、前記第２、第３のスイッチング素子を同一のデューティ比で位相を１８０度シフトさせてスイッチングさせ、
   前記第２の動作モードでは、前記第３のスイッチング素子を常時オンにすると共に前記第４のスイッチング素子を常時オフにし、かつ、前記第１、第２のスイッチング素子をスイッチングさせ、
   前記第３の動作モードでは、前記第１のスイッチング素子を常時オフにすると共に前記第２のスイッチング素子を常時オンにし、かつ、前記第３、第４のスイッチング素子をスイッチングさせる、電力変換装置。
2. 前記リアクトルは、第１、第２のリアクトルから構成され、
   前記第１のリアクトルは、前記入力端子の正極と前記第１の接続点との間に挿入され、
   前記第２のリアクトルは、前記入力端子の負極と前記第２の接続点との間に挿入される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記リアクトルは、前記入力端子の正極と前記第１の接続点との間に接続される第１の巻線と、前記入力端子の負極と前記第２の接続点との間に接続される第２の巻線とが、共通の鉄心に巻数比が１：１で和動接続するように巻かれたリアクトルである、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第１、第４のスイッチング素子のオンデューティは０．５以下である、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチング周波数は１０ｋＨｚ以上である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記第１から第４のスイッチング素子の各温度を検出する素子温度検出回路をさらに備え、
   前記動作モード切替判定回路は、前記素子温度検出回路によって検出される温度値が第１の閾値を超えると、前記第２の動作モードから前記第３の動作モードに切り替える、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記リアクトルの温度を検出するリアクトル温度検出回路をさらに備え、
   前記動作モード切替判定回路は、前記リアクトル温度検出回路によって取得される温度値が第２の閾値を超えると、前記第２の動作モードから前記第１の動作モードに切り替える、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記動作モード切替判定回路は、前記第２の動作モードと前記第３の動作モードとを、所定の時間間隔で交互に切り替える、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記動作モード切替判定回路は、前記第１の動作モードまたは前記第２の動作モードと前記第３の動作モードとを、所定の時間間隔で交互に切り替える、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記入力端子の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記出力端子の電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記リアクトルの電流を検出する電流検出回路とをさらに備え、
    前記動作モード切替判定回路は、前記入力電圧検出回路によって検出される入力電圧と、前記出力電圧検出回路によって検出される出力電圧と、前記電流検出回路によって検出されるリアクトル電流とに基いて、電力変換効率が最も高くなるように、前記第１から第３の動作モードの中からいずれか１つを選択する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記動作モード切替判定回路は、内部に電力変換効率のマップデータを備え、
    前記動作モード切替判定回路は、前記マップデータに基いて、前記電力変換効率が最も高くなるように、前記第１から第３の動作モードの中からいずれか１つを選択する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータである、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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