JP6063762B2 - 充電器 - Google Patents

Description

本発明は充電器の構成に関する。

バッテリーなどの直流電源を変換して、交流電源を得るシステムが種々、商品化されている。また、地球環境保護の観点から、最近になってプラグインハイブリッド車や電気自動車の実用化が進んでいる。

これらは一定距離を、外部電源で予め充電したバッテリー電源を入力とした電動モータにより走行するもので、温室効果ガス（ＣＯ₂）の低減効果が高い特徴がある。

電動モータにはもっぱら、効率面で優れる３相同期モータや３相誘導モータが採用され、それを駆動するための交流電源を得る手段として、３相インバータ回路が同じく採用される。

また、こうした車両では空調機（エアコン）のコンプレッサーも従来のエンジン駆動に変えて、バッテリー駆動が必要となるためインバータ回路と電動モータが、その駆動源として採用される。

バッテリー電源は外部に設置された急速充電回路により、充電が可能であるが、利便性のため、車両に専用の充電器を搭載し、必要に応じて、これを商用電源に接続することでバッテリー充電が行えるようになっている。

こうした車載充電器は、例えば、図８（ａ）に示す特許文献１に記載の回路構成がある。これは商用電源を整流するダイオードブリッジ回路、前記整流回路の出力電圧を昇圧するとともに、その入力電流の導通幅を広げ、力率を高める昇圧コンバータ回路、そして、所定の充電電圧に調整する降圧コンバータ回路で構成される。この構成は、昇圧コンバータの制御により、電源電流を低歪に制御でき、降圧コンバータによりバッテリー電圧に応じた所定の充電電圧に制御できる特徴がある。

また、充電動作を行う際に、前記インバータ回路を構成するトランジスタとダイオードの回路構成をコンタクタにより、特許文献１記載の回路構成に切り換える構成が特許文献２に記載されている。これには、充電器用に新たにトランジスタ並びにダイオードを追加する必要がないという特徴がある。

特許文献３記載の構成は、前記インバータ回路の出力に、商用電源に接続した整流回路出力の正極ラインを、導通、遮断するトランジスタを介して、接続するとともに、インバータ回路と整流回路出力の負極ライン同士を接続している。インバータ回路を構成する所定のトランジスタと共に、整流回路出力の正極ラインに設けた前記トランジスタをオンオフ制御することで、前記インバータに接続された誘導モータのコイル電流を制御することで、バッテリーの充電を実現している。この構成によれば、コンタクタを追加することなく、整流回路の他にトランジスタを１つ追加することで充電回路を構成することができる特徴がある。

特開２０１１−２５０５９８号広報 特開２０１２−９０４５８号広報 特開平７−８７６１６号広報

しかし、特許文献１では充電器用に新たに追加する部品が多くあり、これに対して、特許文献２の発明によれば、特許文献１の構成をそのまま追加する場合に比べ、トランジスタとダイオードの追加を解消できているが、複数のコンタクタの追加が必要である。

また、特許文献３記載の構成は、誘導モータに回転力を発生させないために、該コイル電流は直流に制御する必要がある。すなわち、整流器の出力電流を自由に制御することができない不都合がある。加えて、誘導モータに代えて、同期モータなどの磁石モータが前記インバータに接続されたシステムに適用する場合、コイル電流を直流に制御しても、回転子位置に応じた回転力が発生する不都合も生じる。

更に、整流回路出力の正極ラインに設けた前記トランジスタは、充電動作時には常時オンオフ制御をしているため、スイッチング損失が増加し、効率が低下する課題もある。

上記課題を解決するために、
交流モータを駆動するための３相インバータ回路と、該回路に直流電源を供給するバッテリーを有するシステムにおいて、充電用の回路として、降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した構成の昇降圧コンバータ回路を採用した。

そして、インバータの何れか１相の出力とインバータの入力に、昇降圧コンバータ回路の出力をそれぞれ接続し、前記昇降圧コンバータ回路は降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した。この構成により、昇圧コンバータの平滑コンデンサをインバータ回路に予め備わったコンデンサと共有でき、充電器用の追加部品を少なくできる。更に、モータ巻線へ電流を流すことなく、充電制御ができる。

また、充電用の回路として、降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した構成の昇降圧コンバータ回路を採用すれば、インバータに接続されたモータの巻線中性点とインバータの入力に、降圧コンバータ回路の出力をそれぞれ接続し、インバータ回路のトランジスタ、平滑コンデンサ、インバータに接続されたモータ巻線を利用し、昇圧コンバータ動作させることで、充電器を実現でき、追加部品を減らすことができる。

そして、各相モータ巻線電流の平均電流を同一に制御することで、モータに回転力を発生させることなく、充電制御が可能となる。

本発明により、インバータ回路を有するシステムに対して、充電器を構成する場合、半導体素子やコンタクタなどの追加部品を少なくできる。

本発明の充電器を構成する昇降圧コンバータ回路図である。 本発明の充電器を構成する昇降圧コンバータ回路図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した本発明の充電器構成を示す回路図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した本発明の充電器構成を示す回路図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した本発明の充電器構成を示す回路図である。 本発明の制御に必要な、電源電圧、電源電流、バッテリー電圧波形と充電器動作中の昇降圧動作の切替りを示す模式図である。 本発明の制御に必要な、電源電圧、電源電流、バッテリー電圧波形と充電器動作中の昇降圧動作の切替りを示す模式図である。 本発明の充電器を制御するための構成例を示す図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した本発明の充電器構成を示す回路図である。 ３相のモータ巻線に大きさと方向が同じ電流を通電した際に、モータ固定子と回転子の間のギャップに生じする磁束鎖工数ベクトルを示す図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した本発明の充電器構成を示す回路図である。 本発明の充電器を制御するための構成例を示す図である。 本発明の充電器を制御するためのクロック信号並びに、それに基づき３相トランジスタの各相スイッチングタイミングにＴ／３の位相差を持たせた場合に、モータ中性点に流れる電流を模式的に示した図である。 各相スイッチングタイミングを所定の位相差に設定するための回路例を示した図である。 従来の充電器を構成する昇降圧コンバータ回路図である。 インバータ回路と昇降圧コンバータ回路を接続した従来の充電器構成を示す回路図である。

以下、この発明の充電器の動作及び、効果について、実施例を基に図面を用いながら詳細に説明する。

本発明の充電回路構成を図１（ａ）に示す。電源に接続されたダイオード全波整流回路１、そして、その整流出力電圧をオンオフ制御して、電圧を調整するためのトランジスタ２ａのコレクタが前記ダイオード全波整流回路１を構成するダイオード１ａ１、１ａ２のカソードに接続される、一方、該トランジスタ２ａのエミッタはインダクタ２ｃに接続される。インダクタ２ｃの他方の接続端はコンデンサ２ｄに接続される。インダクタ２ｃ、コンデンサ２ｄはトランジスタ２ａのオンオフに伴うリプル電圧を平滑化するためのフィルタである。前記ダイオード全波整流回路１を構成するダイオード１ｂ１、１ｂ２のアノードは負極ラインに接続され、整流回路１とは別のダイオード２ｂのアノードをこの負極ラインに、そのカソードを前記トランジスタ２ａのエミッタにそれぞれ接続する。これは、前記トランジスタ２ａがオフした際に、インダクタ２ｃの電流を還流させることで、サージ電圧の発生を防止し、トランジスタ２ａの保護する役割を果たす。これら２ａから２ｄにより降圧コンバータ２を構成している。

前記ダイオード全波整流回路１は、それを構成するダイオード１ａ１、１ａ２のカソードとダイオード１ｂ１、１ｂ２のアノードに接続するコンデンサ１ｄ、また、ダイオード１ａ１のアノードとダイオード１ｂ１のカソードの接続点を商用電源に接続すると共に、ダイオード１ａ２のアノードとダイオード１ｂ２のカソードの接続点にインダクタ１ｃの一端を接続し、他端は商用電源の残った接続点に接続するインダクタ１ｃを含んでいる。

これらインダクタ１ｃ、コンデンサ１ｄはコンバータの夫々のトランジスタをスイッチングする際に生じる電流リプルを吸収するフィルタである。なお、商用電源にある系統インピーダンス（１００μＨ程度のインダクタ）を利用して、インダクタ１ｃを別途追加することなく、前記フィルタ効果を得ても良い。

降圧コンバータ２を構成するインダクタ２ｃとコンデンサ２ｄの接続点はインダクタ３ｃに接続し、インダクタ３ｃの他端の接続点はトランジスタ３ａのコレクタに接続する。トランジスタ３ａのエミッタは負極ラインに接続し、トランジスタ３ａのオンオフ制御により、インダクタ３ｃの電流を調整する。トランジスタ３ａのコレクタとインダクタ３ｃの接続点はダイオード３ｂを通して、コンデンサ３ｄに接続される。コンデンサ３ｄの他方の接続端は負極ラインに接続する。ダイオード３ｂはカソードをコンデンサ３ｄに、そのアノードをトランジスタ３ａのコレクタに接続し、インダクタ３ｃの電流をトランジスタ３ａがオフ期間に、コンデンサ３ｄに流し、トランジスタ３ａがオンの期間に、コンデンサ３ｄ両端が短絡状態になることを防止する役割を果たす。コンデンサ３ｄによりトランジスタ３ａのオンオフに伴うリプルを平滑化して、所定の出力電圧を得ることができる。これら３ａから３ｄにより昇圧コンバータ３を構成している。

ここで、図１（ａ）において、降圧コンバータ２に設けたフィルタ回路を構成するインダクタ２ｃとコンデンサ２ｄは、昇圧コンバータ３の構成にあるインダクタ３ｃとコンデンサ３ｄにより、同様の効果を果たすことができるので、図１（ｂ）のように回路構成を簡単化できる。また、図示は省略するが、トランジスタ２ａ、インダクタ３ｃ、ダイオード３ｂは負極ラインに直列に挿入することもできる。例えば、ダイオード３ｂはトランジスタ３ａのエミッタにそのカソードを、コンデンサにそのアノードを接続しても良い。インダクタ３ｃはトランジスタ３ａのエミッタとダイオード２ｂのアノードの間に挿入しても良い。

図１（ｂ）に更に、負極ラインに新たに別のダイオード、インダクタ、トランジスタすべてもしくは、いずれかを追加することもできる。

さて、図１（ｂ）の構成の充電回路の負極ラインをインバータ回路の負極ラインと、前記充電回路のダイオード３ｂのカソードを例えば、インバータ回路のＵ相出力端子に接続する。そして、図１（ｂ）のコンデンサ３ｄはインバータ回路に接続されたコンデンサ５により、同様の平滑化効果が期待できる。つまり、昇圧コンバータ３のコンデンサ３ｄが担っていた充放電動作が、インバータ回路に接続されたコンデンサ５により行われる。したがってコンデンサ３ｄの省略が可能なため、図２（ａ）のように部品数を低減（コンデンサ１つ削減）できる。

ここで、充電回路を接続するインバータ回路４並びに、その周辺部品について、その構成を説明する。インバータ回路４は４ａから４ｆの６つのトランジスタと、各トランジスタのコレクタにカソードが、エミッタにアノードがそれぞれ接続される６つのダイオード４ａ１から４ｆ１で構成される。トランジスタ４ａのエミッタとトランジスタ４ｄのコレクタは接続され、この接続点がＵ相出力となる。そして、トランジスタ４ａのコレクタには正の直流電圧をトランジスタ４ｄのエミッタには負の直流電圧を印加することで、トランジスタ４ａと４ｄを排他的にオンオフ制御することで、Ｕ相出力電圧を正、もしくは、負に制御することができる。

そして、トランジスタ４ｂと４ｅのペアによりＶ相出力、トランジスタ４ｃと４ｆのペアによりＷ相出力をそれぞれ得ている。Ｕ、Ｖ、Ｗ相の出力は３相モータに接続する。また、各相の電流を制御するために、インバータ回路４の出力と３相モータ６を接続する線に流れる電流を検出するセンサ７ａ、７ｂ、７ｃを設ける。

インバータ回路４の各トランジスタのオンオフに伴うリプルを平滑化するためのコンデンサ５の一端がトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃのコレクタに、他端がトランジスタ４ｄ、４ｅ、４ｆのエミッタに接続する。

インバータ回路４に直流電圧を供給するバッテリー９はコンタクタ８を介して、前記コンデンサ５の両端に接続する。

コンタクタ８ａはバッテリーの正電圧側とコンデンサの１端の間に、コンタクタ８ｂはバッテリーの負電圧側とコンデンサの他端の間に、それぞれ直列に接続する。

コンタクタ８ａの両端には、コンタクタ８ｃと抵抗８ｄの直列回路を並列に接続する。

コンタクタ８ａ、８ｂにより、どちらか一方が故障した場合にも、確実にバッテリーとの接続を遮断するための２重系を構成している。コンタクタ８ｃと抵抗８ｄはコンタクタ８ａをオン状態にする前に操作し、抵抗８ｄにより、緩やかに、コンデンサ５を充電し、大きなラッシュ電流の発生を防止する。

図８（ａ）の従来の充電回路を、バッテリー９、コンタクタ８、コンデンサ５、インバータ回路４、３相モータ６で構成されたシステムに接続した従来システムを図８（ｂ）に示す。なお、図８（ａ）の降圧コンバータのコンデンサはインバータ回路４に接続したコンデンサ５
で共有化した。しかし、昇圧コンバータの平滑コンデンサは残ったままであり、図２（ａ）と対比して、部品数が多い。

次に、図２（ｂ）を用い更に好ましい本発明の実施形態を説明する。

図２（ｂ）は図２（ａ）のトランジスタ３ａの役目をインバータ回路４のトランジスタ４ｄに、ダイオード３ｂの役目をインバータ回路４のダイオード４ａ１にそれぞれ持たせることで、トランジスタ３ａとダイオード３ｂを省略し、更なる部品数低減が実現できる。

図８（ａ）に示す従来の充電回路に本発明で開示した接続方法を適用しても、こうした半導体スイッチの削減は実施できない。具体的には、充電回路の降圧コンバータを構成するインダクタを直列になるように接続する必要があるため、インダクタの後段にあるトランジスタやダイオードを、インバータ回路４のものと共有化することが構成上できない。

一方、図１（ａ）または、（ｂ）に示す本発明で採用した充電回路の出力部は、直列にはダイオード３ｂが入るのみであり、これはインバータ回路４のダイオードと直列に接続される。従って、ダイオード３ｂを省略することが可能となる。また、ダイオード３ｂを省略すればトランジスタ３ａはインバータ回路４のトランジスタとコレクタ、エミッタをそれぞれ並列接続になる、従って、トランジスタ３ａが省略可能となる。

なお、図２（ｂ）の構成に変えて、図２（ｃ）の構成を採用することもできる。

この場合、図２（ｂ）ではトランジスタ４ｄをスイッチング制御したが、図２（ｃ）ではトランジスタ４ａをスイッチング制御することで図２（ａ）のトランジスタ３ａの役目を果たすことができる。

また、本実施例では、インバータ３相出力の内、Ｕ相に充電回路の１端を接続する構成を例示したが、これに代えてＶ相、Ｗ相のいずれか１つを採用することができる。

この場合、スイッチング制御するトランジスタは充電回路の１端を接続したアームのものとする。

配線や端子の構造的配置に応じて、上記のように接続点を、選択することで、機器の小型化を図る効果を得ることができる。

図２（ｂ）の構成を制御する好ましい方法を図３並びに、図４を用いて、説明する。

図３（ａ）は整流回路１により全波整流された電源電圧と充電対象のバッテリー電圧を示している。

日本では商用電源電圧実効値は、単相は１００Ｖもしくは、２００Ｖである。仮に、プラグインハイブリッド自動車のバッテリー充電を例に考え、単相２００Ｖ（波高値２８２Ｖ）から受電して、２４０Ｖまで放電したバッテリーを充電する場合の例が図３（ａ）である。

図を参照すると、バッテリー電圧が電源電圧より、高い期間と低い期間があることがわかる。従来の充電回路では、バッテリー電圧に関わらず、一旦、昇圧コンバータを制御し、商用電源の波高値より高い直流電圧を、平滑コンデンサ両端に得て、これを降圧コンバータにより、バッテリー電圧に適した電圧に下げることで充電を行えた。

しかし、本発明は起点となる図１（ａ）の構成を参照してわかるように、商用電源電圧は降圧コンバータに入力されるため、電源電圧の波高値より低い電圧しか得ることができない。

これを降圧コンバータの出力に接続された昇圧コンバータにて、バッテリー電圧に適した電圧に上げることで充電は可能ではあるが、次の２つの問題点がある。

まず、降圧コンバータの入力電源電圧が、その出力電圧より低い領域では電流が電源から流れない。従って、電源から流れる電流の波形歪を抑える目的で、通流幅を広くするためには、出力電圧を入力電圧に比べ、十分下げる必要がある。そして、こうした事情により、通電幅を１００％に広げることが原理的にはできない。これが、第１の不都合である。

降圧コンバータの電圧を昇圧コンバータ制御して、所定の充電電圧を得ることは可能であるが、バッテリーを短時間で充電したい場合には、可能な限り高い電力をバッテリーに供給することが好ましい。例えば、商用電源の容量を５ｋＷで電力契約している場合、他の負荷を使わない場合は５ｋＷで充電を行うケースで考えてみよう。

通流幅を広げるために、降圧コンバータの出力直流電圧を１００Ｖと制御した、この際の通流幅は７７％程度になる。そして、５ｋＷで充電を行う場合には、５０Ａ（＝５［ｋＷ］／１００［Ｖ］）の充電電流になるように昇圧コンバータを制御する必要がある。従来の充電器で、例えば、昇圧コンバータを３００Ｖ出力になるように制御すれば、それを受けて充電するための降圧コンバータは１７Ａ（＝５［ｋＷ］／３００［Ｖ］）に制御すればよい。ここで例示した電流は、コンバータを構成するためのインダクタを流れるため、本発明の充電回路では、より大電流に対応した大型のインダクタが必要になる。加えて、インダクタやトランジスタに流れる電流による損失が従来の充電回路より大きくなる。これが、第２の不都合である。

そこで、本発明の充電回路として、図１（ｂ）の構成を採用する。この構成は、前述の通り、降圧コンバータを構成するためのインダクタ２ｃ、コンデンサ２ｂを省略し、昇圧コンバータを構成するためのインダクタ３ｃ、コンデンサ３ｂと共有化している。この結果、降圧コンバータと昇圧コンバータを選択的に動作させることができる。この特徴を使い、次のように、制御を実施する。

電源電圧並びに、バッテリー電圧を検出し、それぞれの検出値を比較し、電源電圧がバッテリー電圧より低い期間では、図１（ｂ）のトランジスタ３ａをオンオフして、昇圧コンバータ動作させ、電源から電流を流す。この際、トランジスタ２ａは常時オンにすればよい。一方、電源電圧がバッテリー電圧より高い期間では、トランジスタ２ａをオンオフ制御して、降圧コンバータ動作をさせ、電源から流れる電流を調整する。なお、この期間、トランジスタ３ａは常時オフする。

この方式を採用することで、電源電流は原理的に１００％の通流幅に制御が可能で、整流回路１に設けたリプル電流吸収用コンデンサ１ｄに流れる電流を無視できると仮定した場合には、インダクタ３ｃに流れる電流実効値は、電源電流実効値と同じとなる。うすなわち、先の例では、インダクタに流れる電流は、２５Ａ（＝５［ｋＷ］／２００［Ｖ］）となる。

ところで、先の説明で、従来充電回路の降圧コンバータのインダクタに流れる電流は１７Ａと説明したが、その前の昇圧コンバータのインダクタに流れる電流は２５Ａ（＝５［ｋＷ］／２００［Ｖ］）となる。本発明の充電器は充電のための電流が流れるインダクタの数が従来に比べ、少なく、延いては損失が小さい。

次に、本発明の充電回路の電流制御法について、図２（ｂ）、図３（ｂ）並びに図４を用いて説明する。前述の通り、図１（ｂ）のトランジスタ３ａ、ダイオード３ｂはそれぞれ、図２（ｂ）のトランジスタ４ｄ、ダイオード４ａと読み替えればよい。すなわち、図２（ｂ）において昇圧コンバータ３のトランジスタはトランジスタ４ｄ、降圧コンバータ２のトランジスタはトランジスタ２ａである。

図３（ｂ）は好ましい整流後の電源電流を電源電圧と合わせて、示している。図示のように制御すれば、整流前の電源電流は電源電圧と同相の正弦波状に制御することができる。これにより、例えば、欧州の電源高調波規制ＩＥＣ６１０００をクリアすることが可能となり。更には、略１００％の力率運転ができるため、入力電流を極小化でき、延いては、省電力化を達成できる。

図４は図２（ｂ）の回路を制御するための構成を例示している。バッテリー電圧検出値と整流後の電源電圧検出値を減算器４１に入力し、その結果（差分）をヒステリシスコンパレータ４２に入力している。コンパレータ４２は電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合にロジックレベル“１”を出力する。そうでない場合には、ロジックレベル“０“を出力する。これは、トランジスタのゲートへ向かう信号を出力するＯＲゲート４７とＡＮＤゲート４８に入力される。従って、ＯＲゲート出力はロジックレベルが”１“の間は、残りの入力レベルに関わらず、ロジックレベル”１“を出力し続ける。故に、電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合には、ＯＲゲート出力も接続先である降圧コンバータのトランジスタ２ａをオンする。また、この期間は、ＡＮＤゲート４８の出力は、他のロジック信号に応答して、出力が変化する。

図３（ｂ）に示す整流後の電源電流指令値と図２（ｂ）に示す線路部に設けたセンサより得られる昇圧コンバータ電流検出値が減算器４４に入力され、その結果（差分）が、ヒステリシスコンパレータ４６へと与えられる。コンパレータ４６は指令値が検出値を上回るとロジック出力“１”を、そうでない場合には“０”を出力する。ＡＮＤゲート４８には、この出力が入力され、電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合には、コンパレータ４６の出力に応答して、昇圧コンバータトランジスタ４ｄがオンオフ制御される。

また、図３（ｂ）に示す整流後の電源電流指令値と図２（ｂ）に示す線路部に設けたセンサより得られる電源電流検出（整流後）値が減算器４３に入力され、その結果（差分）が、ヒステリシスコンパレータ４５へと与えられる。コンパレータ４５は指令値が検出値を上回るとロジック出力“１”を、そうでない場合には“０”を出力する。ＯＲゲート４７には、この出力が入力され、電源電圧検出値がバッテリー電圧より大きい場合には、コンパレータ４５の出力に応答して、降圧コンバータトランジスタ２ａがオンオフ制御される。

以上から、図４の構成を採用すれば、電源電圧とバッテリー電圧の大小に応じて、昇圧または、降圧コンバータのトランジスタを選択的にオンオフ制御し、所定の電流に制御できることがわかる。

ここで、コンパレータに設定するヒステリシス幅内は、出力が変化しない不感帯である。よって、該コンパレータでトランジスタをオンオフ制御すると、制御された電流は指令値を中心に、ヒステリシス幅に相当する電流リプルを有する。すなわち、コンパレータ４５、４６のヒステリシス幅を調整し、リプルを適正値に設定することができる。

一方、コンパレータ４２のヒステリシス幅は降圧、昇圧制御モード切替え時のチャタリングを防止する様にその大きさを決定すればよい。

なお、電流検出用のセンサを２箇所に設定しているのは、昇圧、降圧コンバータモードに応じ、検出箇所を使い分けることで、整流回路１に設けたリプル電流除去用コンデンサ１ｄに流れる電流の影響を排除できる。波形歪を抑える必要がない場合には、どちらか一方のセンサ信号で制御を行ってもよい。

さて、充電回路として動作させる場合の、インバータ回路４のトランジスタ４ｂ、４ｃ、４ｅ、４ｆは常時オフに制御する。トランジスタ４ａは常時オフでも構わないが、ＭＯＳＦＥＴなどをトランジスタに採用する場合には、トランジスタ４ｄと排他的にオンオフ制御することで、効率改善を期待できるので、そうした場合には、適宜オンオフ制御を行うようにしてもよい。

この様に制御すれば、インバータ回路４のＶ相、Ｗ相の出力は開放状態（トランジスタとそれに並列接続されたダイオード共にオフの状態）を維持できるため、インバータ回路４の出力に接続されたモータ巻線に電流が流れることがない。

逆に、インバータ動作させる場合には、充電回路のトランジスタ２ａを常時オフにする。インバータ回路４のダイオード４ｄ１とインダクタ３ｃとダイオード２ｂの直列回路が並列に接続されているが、トランジスタ４ａ、４ｄのオンオフに伴いダイオードを流れる急峻に変化する還流電流はインダクタ３ｃがあるためブロックされて、ダイオード２ｂに流れることなく、ダイオード４ｄ１に全て流れる。従って、コンタクタなどで充電回路を遮断するような付加回路が本発明では不要である。

ここでは、本発明の変形例を図５、図６を用いて説明する。図２（ｂ）と図６（ａ）の構成を対比して分かるように、充電回路の出力のインダクタ３ｃを、モータ巻線の中性点に接続した。そして、モータ巻線は、インダクタンスを有するのでインダクタ３ｃ（点線で図示）を省略したものである。

そして、昇圧コンバータ動作時には、トランジスタ４ｄ、４ｅ、４ｆを各相電流が略同じになるように制御を行う。 これにより、巻線電流によりモータ内に発生する各相鎖交磁束数λ_U、λ_V、λ_Wは１２０°位相差でその大きさは同じベクトルとなる。このベクトル和はゼロである故に、充電時にモータ巻線を使うがモータ回転力が発生しない。

降圧コンバータ動作時も３相巻線インピーダンスが同じであれば、同一電流に分流する。また、実際にはインピーダンスに差があるが、数％程度であれため、それによる磁束レベルはきわめて、小さく、モータ回転を召致する力にはならない。

図６は図４の回路を拡張して、図５（ａ）の充電器を動作させるための回路例を示している。Ｖ相のトランジスタを制御するための減算器６１、コンパレータ６３、ＡＮＤゲート６５が追加している。減算器には、整流後の電源電流指令値とＶ相電流検出値が入力され、その結果に応答して、ロジック信号を出力するコンパレータ６３の出力が、バッテリーと電源電圧に応答して、モードを切り換えるためのロジック信号と共にＡＮＤゲート６５に入力する。そして、このＡＮＤゲート６５はＶ相トランジスタのゲートに向けて信号を出力している。

Ｗ相についても、そのトランジスタを制御するための減算器６２、コンパレータ６４、ＡＮＤゲート６６を追加している。

Ｕ相については、電流検出値をＵ相電流検出に代えており、そのほかは図４と同じ構成である。

なお、図５（ａ）の回路の他には図５（ｃ）のように充電器をモータ中性点に接続することができる。

図７は図５（ａ）の制御を行うにあたって、電源電流のリプルを同じスイッチング周波数で小さくする例を示している。

図６のＡＮＤゲート４８、６５、６６の出力を各々ＮＯＴゲート７４、７５、７６を通し、ＳＲフリップフロップ７１、７２、７３のリセット入力Ｒに与え、図示を省略したクロック源から得られるＰＷＭ周期Ｔに対して、Ｔ／３位相のずれたクロック波形を図７（ｂ）のように得て、前記ＳＲフリップフロップ７１、７２、７３のセット入力Ｓに与える。これにより、クロックの入力毎に、前記フリップフロップはセットされ、その出力はロジックレベル“１”となり、コンパレータ４８、６５、６６の出力が“０“となった時点で、対応する前記フリップフロップはリセットされ、その出力はロジックレベル“０”となる。

この結果、各相の電流は図７（ａ）の様にクロック入力のタイミングでトランジスタがオンし、電流が増加する。そして、電流が指令値に到達（コンパレータのヒステリシス幅は０にセットした例を示している）した時点で、トランジスタはオフして、電流は減衰する。

この３相波形は、中性点で合成され、図示のようにそのリプル周波数は３／Ｔとなり、そのリプル幅が小さくできる。

実施例を示して本発明の動作や効果を示した、制御に関しては、コンパレータやロジック回路を用いたものを例示したが、マイクロコンピュータを使ったソフトウェアベースのデジタル制御を採用することも可能である。従来公知の電流制御方式が種々あり、実施例で示した指令と検出電流の大小を比較する瞬時値制御以外の方式を採用できることは言うまでもない。

また、本発明の充電器は、車載用のほかに、３相モータとインバータを駆動源に採用した充電式掃除機などの家庭用機器にも採用することができる。

１ フィルタを含む整流回路
２ 降圧コンバータ回路
３ 昇圧コンバータ回路
４ インバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ ３相モータ
７ ３相電流センサ
８ コンタクタユニット
９ バッテリー
１ａ１、１ａ２、１ｂ１、１ｂ２、２ｂ、３ｂ、４ａ１、４ｂ１、４ｃ１、４ｄ１、４ｅ１、４ｆ１ ダイオード
２ａ、３ａ、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ トランジスタ
１ｃ、２ｃ、３ｃ インダクタ
１ｄ、２ｄ、３ｄ コンデンサ
６ａ、６ｂ、６ｃ 各相モータ巻線
７ａ、７ｂ、７ｃ 各相電流センサ
８ａ、８ｂ、８ｃ コンタクタ
８ｄ 突入電流防止用抵抗器
４１、４３、４４、６１、６２ 減算器
４２、４５、４６、６３、６４ ヒステリシスコンパレータ
４７ ＯＲゲート
４８、６５、６６ ＡＮＤゲート
７１、７２、７３ ＳＲフリップフロップ
７４、７５、７６ ＮＯＴゲート

Claims (7)

1. バッテリーから直流電流が供給され交流モータを駆動するための３相インバータ回路と、
   前記直流電流を平滑化する第１平滑コンデンサと、
   昇圧コンバータと降圧コンバータとを有する昇降圧コンバータ回路と、を備え、
   前記昇降圧コンバータ回路は、前記降圧コンバータの出力に前記昇圧コンバータの入力を接続した構成とし、
   前記昇降圧コンバータ回路の前記降圧コンバータの入力は、整流回路を通して商用電源に接続され、
   前記昇降圧コンバータ回路の前記昇圧コンバータの出力の一端は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
   前記昇降圧コンバータ回路の前記昇圧コンバータの出力の他端は、前記３相インバータ回路の入力に接続され、
   前記昇圧コンバータの昇圧に係る充放電は前記第１平滑コンデンサにより行われることを特徴とするバッテリー充電器。
2. 請求項１に記載のバッテリー充電器において、
   前記昇圧コンバータの正極出力は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
   前記昇圧コンバータの負極出力は、前記３相インバータ回路の負極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。
3. 請求項１に記載のバッテリー充電器において、
   前記昇圧コンバータの負極出力は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
   前記昇圧コンバータの正極出力は、前記３相インバータ回路の正極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載のバッテリー充電器において、
   前記昇圧コンバータに係るスイッチング動作は、前記３相インバータ回路の前記いずれか１相の出力と接続される第１トランジスタにより行われ、
   前記昇圧コンバータに係る整流動作は、前記３相インバータ回路の前記いずれか１相の出力と接続される第１ダイオードにより行われることを特徴とするバッテリー充電器。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載のバッテリー充電器において、
   前記商用電源の電圧瞬時値を検出する電源電圧検出手段と、
   前記バッテリーの電圧値を検出するバッテリー電圧検出手段と、
   前記電源電圧検出手段が検出した電圧値と前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値の大小を比較する比較手段と、を備え、
   前記比較手段による比較の結果、
   前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも高い場合は、前記昇降圧コンバータ回路を降圧コンバータ動作に切り替え、
   前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも低い場合は、前記昇降圧コンバータ回路を昇圧コンバータ動作に切り替える手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。
6. 請求項５に記載のバッテリー充電器において、
   前記商用電源の電流値を検出する電源電流検出手段を備え、
   前記電源電流検出手段が検出した電流値を、前記商用電源と同じ周波数で、かつ所定振幅の正弦波に追従するように制御する手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。
7. 請求項６に記載のバッテリー充電器において、
   前記昇圧コンバータを構成するインダクタに流れる電流を検出する昇圧コンバータ電流検出手段を備え、
   前記昇降圧コンバータ回路が昇圧コンバータ動作時には、前記昇圧コンバータ電流検出手段による検出値を基にコンバータ制御を行い、
   前記昇降圧コンバータ回路が降圧コンバータ動作時には、前記電源電流検出手段による検出値を基にコンバータ制御を行うことを特徴とするバッテリー充電器。