JP4363481B2 - 回転電機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばブラシレスモータ等の回転電機の制御を行う回転電機制御装置に関する。

ブラシレスモータにおいて高回転時に逆起電圧の影響を排除するために、インバータの前段に昇圧コンバータを配してモータへの印加電圧を高くすることが一般的に行われている。しかし、このような方式では昇圧コンバータがコストアップの要因となってしまう。このため、その代替技術として、星型結線された中性点に電池を接続してモータのゼロ相回路を利用する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０−３３７０４７号公報

しかし、特許文献１に開示された電気回路ではモータがいかなる巻線でも良いというわけではなく、相性の良い巻線構成があることが本願発明者等の研究により明らかになった。

まず、中性点に電池を接続して昇圧する原理を三相巻線を例に説明する。三相巻線のうちの一相（Ｗ相）のゼロ相分等価回路を図７に示す。ゼロ相分は各相が並列に接続された回路で動作し、電流としては略直流の電流（以下ゼロ相電流と呼ぶ）が流れる。電源側から見るとＷ相巻線をインダクタンスとしインバータの上下アームで昇圧コンバータを構成している。ゼロ相電流は略直流であるから、ゼロ相分では三相分が並列接続された昇圧コンバータとして作用することになる。この電流をスイッチングすることで電機子鉄心に蓄えられる磁気エネルギーを介在してインバータの直流端子の電圧が昇圧するのである。

つまり、昇圧効率を高くするにはゼロ相電流により電機子鉄心に蓄えられる磁気エネルギーを多くする必要がある。つまりゼロ相電流による磁束（以下ゼロ相分磁束と呼ぶ）を増強する必要がある。

ここで、４極１２スロットの全節巻線の例を図８に示す。図８のようにスロットに１番〜１２番の番号を付すと、Ｕ相コイルは１番、４番、７番、１０番スロットを通る。同様にＶ相は３番、６番、９番、１２番スロットを通る。同様にＷ相は２番、５番、８番、１１番スロットを通る。この構成の電機子にゼロ相電流を矢印の方向に流すと各ティースには各相のゼロ相電流によるゼロ相磁束が発生する。例えば、１番スロットと１２番スロットの間のティースにはＵ相コイルに流れる電流により生じる磁束５１、Ｖ相コイルに流れる電流により生じる磁束５２、Ｗ相コイルに流れる電流により生じる磁束５３が発生する。そして、これらの磁束５１〜５３のうち二つの磁束が互いに打ち消しあうことで、結果的に合成磁束５５の大きさは、磁束５１〜５３の磁束の向きが同じ場合の合成磁束と比較して略１／３にとなってしまう。なお、ここでは４極１２スロットの全節巻線で説明をしたが、８極２４スロットや１２極３６スロットの場合も同様の結果となる。

次に、２／３πの短節巻きのゼロ相磁束について図９を用いて説明する。ここでは８極１２スロットの例を示す。図９のようにティースに１番〜１２番の番号を付すと、Ｕ相コイルは１番、４番、７番、１０番ティースにそれぞれ所定回数巻回されて直列接続される。同様にＶ相コイルは２番、５番、８番、１１番ティースにそれぞれ所定回数巻回されて直列接続され、Ｗ相コイルは３番、６番、９番、１２番ティースにそれぞれ所定回数巻回されて直列接続される。

この電機子巻線にゼロ相電流を矢印の方向に流すとすべてのスロット内コイルにゼロ相電流が逆向きに流れてゼロ相磁束を打ち消しあうことになる。このため、ゼロ相の合成磁束はゼロとなり、昇圧効果は得られない。

このように、中性点に直流電源を接続した回転電気制御システムにおいて、昇圧機能を効果的に発揮させるためには、回転電機の巻線をいかなる仕様にするかが重要であることが判明した。

本発明は、上記課題に着目して成されたもので、その目的は、効果的に昇圧機能を発揮できる回転電機制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１では、星型結線された多相巻線を備える回転電機と、前記多相巻線に接続されて前記回転電機の回転制御をおこなう多相インバータと、前記星型結線の中性点に接続された直流電源と、を備える回転電器制御装置において、前記直流電源からのゼロ相電流により前記多相巻線の各相に同時に電流が流れることで、前記回転電機の電機子鉄心における各ティースにゼロ相電流による磁束であるゼロ相磁束が同時に発生する構成となっており、前記多相巻線は、前記電機子鉄心に対して５／６π短節巻若しくは７／６π長節巻きに巻装され、前記ゼロ相電流を供給した際に、前記電機子鉄心の前記各ティースで同時に発生する前記ゼロ相磁束を、２ティースごとに極性が反転する磁束であって前記各ティースに生じる各相の磁束が互いに打ち消しあわない磁束とし、各ティースのゼロ相磁束を極大化させる構成にしたことを特徴とする。

また、請求項２に記載のとおり、前記多相インバータの出力電流振幅の中心値を前記直流電源からのゼロ相電流に応じてオフセットさせることを特徴とする。

また、請求項３に記載のとおり、前記回転電機の電機子鉄心のスロット数は１２であり、回転子の磁極数は１０若しくは１４であることを特徴とする。これらの構成によれば、ゼロ相電流によるゼロ相分磁束は相殺されることなく、１ティースあたりの磁束を大きくすることができる。

また、請求項４に記載のとおり、前記直流電源が電池であって、前記星型結線の中性点には前記電池の正極が接続され、前記多相インバータの負極に前記電池の負極が接続されており、前記多相インバータは、出力電流に負のオフセット値を設定すること、あるいは、
請求項５に記載のとおり、前記直流電源が電池であって、前記星型結線の中性点には前記電池の負極が接続され、前記多相インバータの正極に前記電池の正極が接続されており、前記多相インバータは、出力電流に正のオフセット値を設定することを特徴とする。

この構成によれば、各相を電気角で１２０度位相差の略対称正弦波電流を通電可能となり、電動機としてなめらかなトルクを発生させることができる。

請求項６では更に、前記インバータの直流端子間に蓄電手段を有し、前記回転電機が非稼動時において前記蓄電手段を前記直流電源よりも大きい電圧で充電し、前記蓄電手段の電圧を保持することを特徴とする。

このように制御すれば、回転電機は電流を消費しないので、蓄電手段は定格電圧以上の電圧で電力を蓄積することができる。この電力を電動機起動時に放電すればオルタネータの発電遅れによる電源電圧低下を抑制することができる。

好適には、請求項７に記載のように、前記中性点から前記直流電源へ電流が流れることを規制する整流手段を設けたことを特徴とすれば、一層効果的に電動機を駆動できる。

請求項８では、前記整流手段はダイオードで構成され、前記直流電源の負極端子が前記インバータの負極に接続されている場合には前記ダイオードのアノードが前記直流電源正極端子側に、カソードが前記中性点側に接続され、前記直流電源の正極端子が前記インバータの正極に接続されている場合には前記ダイオードのカソードが前記直流電源負極端子側に、アノードが前記中性点側に接続されていることを特徴とする。

請求項９では、前記整流手段はパワートランジスタと還流ダイオードを組み合わせた半導体デバイスで構成され、前記蓄電手段の電圧を前記直流電源よりも大きい電圧に保持する電圧保持期間には該パワートランジスタを導通させ、前記電圧保持期間後の放電期間に該パワートランジスタを遮断する制御をするとともに、前記直流電源の負極端子が前記インバータの負極に接続されている場合には前記還流ダイオードのアノードが前記直流電源正極端子側に、カソードが前記中性点側に接続され、前記直流電源の正極端子が前記インバータの正極に接続されている場合には前記還流ダイオードのカソードが前記直流電源負極端子側に、アノードが前記中性点側に接続されるように構成することを特徴とする。

請求項１０では、前記半導体デバイスはＭＯＳＦＥＴで構成され、前記還流ダイオードを該ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと兼用することを特徴とする。

請求項８，９，１０に記載のようにダイオードを利用した整流デバイスを採用することで簡便かつ高信頼の装置を構築することができる。

更に好適には、請求項１４記載のとおり、前記蓄電手段は電気２重層コンデンサとする。このようにすれば２次電池よりも大電流を瞬間的に電動機へ供給することができる。

請求項１２では、前記回転電機は自動車用電動パワーステアリングシステムの駆動モータであることを特徴とする。

請求項１３では、前記回転電機は自動車用エアコンのコンプレッサ駆動用モータであることを特徴とする。

このような構成の回転電機制御装置は待機時間の比較的長い自動車用のパワーステアリングや自動車用エアコンのコンプレッサ駆動装置に好適である。

［実施例１］
図１に本発明の回転電機制御装置の回路図を示す。回転電機制御装置は、星型結線された三相回転電機１、三相回転電機１に接続されて三相回転電機１の回転制御を行う三相インバータ２、三相インバータ２の正極と負極との間に接続されるコンデンサ３、三相回転電機１の中性点と接地間に接続された直流電源としての電池４を有している。ここで、三相回転電機１の中性点には電池４の正極が接続され、三相インバータの負極には電池４の負極が接続されている。

図２に三相回転電機１の巻線構成を示す。ここでは１４極１２スロットの例を示す。１２は回転子を構成する磁極配列を示し、磁極ピッチは電気角で１８０度、磁極数は１４である。１１は電機子を構成する電機子鉄心であり、１２スロットの構成であり１スロットのピッチは電気角で２１０度としている。
この鉄心に対称３相巻線（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を図２の如く巻装する。実線をＵ相、破線をＶ相、一点鎖線をＷ相で示している。図２に示すようにティースに１番から１２番までの番号を付し、Ｕ相コイルは１番ティースに所定回数巻回された後、７番ティースに逆極性で直列に所定回数巻回される。さらに６番ティースに正極性に所定回数巻回され直列接続され、１２番ティースに逆極性に所定回数巻回され直列接続されて端末は中性点Ｎを構成する。

同様にＶ相コイルは５番ティースを正極性、１１番ティースを逆極性、１０番ティースを正極性、４番ティースを逆極性にそれぞれ所定回数巻回されて直列接続されて端末が中性点Ｎを構成する。

同様にＷ相コイルは９番ティースを正極性、３番ティースを逆極性、２番ティースを正極性、８番ティースを逆極性にそれぞれ所定回数巻回されて直列接続されて端末が中性点Ｎを構成する。

すなわち、三相回転電機１は７／６π長節巻きの巻線構成を備えている。このように７／６π長節巻きとすることでＵＶＷ各相は電気角で１２０度の位相差となる。また、図１にて中性点よりゼロ相電流Ｉ０を供給した場合、各相の電流をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとすると、
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＋Ｉ０＝０
が成立することから、ゼロ相電流と各相電流の関係は、
Ｉ０＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）
となる。このＩ０を３相で均等に分担すれば、三相インバータ２の出力電流振幅の中心値が各相とも−Ｉ０／３だけオフセットすることになる（図３参照）。

このオフセット分電流により発生する磁気エネルギーにより昇圧機能が実現されることになる。従って効率的に昇圧動作をさせるためには前記オフセット電流による磁気エネルギーを如何に大きくできるかがポイントとなる。

なお、各相電流は略正弦波状に変動しその位相差は互いに１２０度を維持できており、この電流の振幅によりトルクの調整をすることができる。

ここで、図２の巻線に中性点Ｎよりゼロ相電流（図１でＩ０）を供給した場合の鉄心に発生する磁束量につき説明する。ゼロ相電流は直流であるから位相を考慮する必要はなく各相には同時に図２の矢印の方向に電流が流れる。その結果、電機子鉄心の各ティースには２ティースごとに極性が反転する磁束５５が発生する。図２の構成では各相のゼロ相磁束は打ち消しあうことがなくゼロ相磁束を極大化することができる。

なお、この実施例１では、電機子鉄心のスロット数が１２で回転子の磁極数が１４の例で説明したが、電機子鉄心のスロット数が１２で回転子の磁極数が１０の場合も同様の効果が得られる。

［実施例２］
実施例２は、実施例１の構成において回転電機１の巻線仕様と回転子の磁極数を変更したのみであり、その他の構成は同一である。
ここでは１０極１２スロットの巻線を図４に示す。この例ではスロットピッチは電気角で１５０度となる。

図４の様にティースに番号を付すと、Ｕ相コイルは１番ティースに正極性で、７番ティースに逆極性で、８番ティースに正極性で、２番ティースに逆極性になるように所定回数巻回し直列接続される。同様にＶ相コイルは５番ティースに正極性で、１１番ティースに逆極性で、１２番ティースに正極性で、６番ティースに逆極性になるように所定回数巻回し直列接続される。Ｗ相は９番ティースに正極性で、３番ティースに逆極性で、４番ティースに正極性で、１０番ティースに逆極性になるように所定回数巻回し直列接続される。

この巻線にゼロ相電流を流すとゼロ相磁束５５が発生するが、これは実施例１の場合と実質的に同じ大きさの磁束量となる。

［実施例３］
図５に示す実施例３は、実施例１の構成において電池５の接続を変更したのみであり、その他の構成は同一である。

この例では中性点に前記電池の負極を接続し、前記インバータの直流端子の正極側に前記電池の正極を接続している。この場合、ゼロ相電流は中性点から電池に帰還する方向なので、各相の相電流は交流の中心点が正側にＩ０／３だけオフセットして流れる。

このように構成しても同様に昇圧（この場合はインバータの直流端子の負極電位がゼロ以下になる）動作をし、実施例１および２と同様に昇圧機能を効果的に発揮することができる。

（性能比較）
図６に実施例１および実施例２のゼロ相磁束量と、図８および図９に示した巻線を用いた場合のゼロ相磁束量との比較結果を示す。図６から明らかなとおり、実施例１および２の構成とすると、大きなゼロ相磁束を得ることができ、優れた昇圧効果が得られる。

［実施例４］
図１０に実施例４を示す。この例では、電気２重層コンデンサ（以下、キャパシタとする）５をインバータ２の直流端子間に接続する。また、中性点から直流電源側へ電流が流れることを規制する目的で、アノードが直流電源側となるようにダイオード６を中性点と電池４の間に接続する。制御回路７は、前記インバータの電動動作、キャパシタの充電管理を司る。電池４には、電池４を充電するオルタネータ２１と電池４から供給される電力で駆動される補記２２が接続されている。

図１１を用いて、実施例４の動作例を説明する。ここでは、自動車用の電動パワーステアリング用モータを三相回転電機１として採用する。実施例４では、パワーステアリングモータが稼働中にインバータ２の直流電源端子電圧は直流電源電圧の２倍になるものとする。電池４の電圧を１４Ｖとした場合、時刻ｔ１以前では、キャパシタ５の電圧は２８Ｖに充電される。

時刻ｔ１において、パワーステアリング動作が終了すると、前記制御回路７は、インバータ２へのモータ動作を停止させる。そして、三相回転電機１の電機子巻線とインバータ２を昇圧コンバータとして動作させ、キャパシタ電圧が４２Ｖになるように充電する。このとき、ダイオード６があるため、中性点の電圧が１４Ｖ以上になっても、中性点から電池４の方向へは電流が流れず、キャパシタ電圧は充電され続ける。

時刻ｔ２において、キャパシタ電圧が４２Ｖに到達すると、前記インバータ２は動作を停止する。その後、キャパシタ電圧は４２Ｖのまま保持される。同時に、電池４に接続されているオルタネータ２１には、オルタネータ２１に内蔵されたボルテージレギュレータにより、発電を抑制し、電池４に接続されている補機２２に必要な電力Ｐ１のみを発電する。しばらくこの状態で待機する。

時刻ｔ３において、パワーステアリングモータが稼働すると、キャパシタ５はパワーステアリングモータの駆動に必要な電力を供給し、キャパシタ電圧は急速に低下する。同時に、オルタネータ２１はボルテージレギュレータの作動により発電を開始する。この際、オルタネータ２１において界磁形成の励磁電流の上昇に時間を要し、発電遅れが生じるが、キャパシタ５の放電により、パワーステアリング動作及び系統電圧には影響しない。オルタネータのボルテージレギュレータは、例えば、車内ＬＡＮを経由するパワーステアリングＥＣＵの信号から発電開始のトリガを得る。

時刻ｔ４において、キャパシタ電圧が２８Ｖまで低下すると中性点の電圧が１４Ｖまで低下し、電池４からダイオード６を介して昇圧分電流が供給され、キャパシタ電圧は２８Ｖに維持される。同時に、以降はオルタネータ電流が中性点を介して三相回転電機１に流れ、電機子巻線とインバータ２の動作によりキャパシタ電圧が昇圧される。

（実施例４の変形例）
図１２と図１３に実施例４の変形例をそれぞれ示す。図１２では、前記ダイオード６に変えてＭＯＳＦＥＴ６１を採用する。この場合、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子を中性点側に接続する。そして、中性点の電圧が電池４の電圧より小さい期間にはＭＯＳＦＥＴ６１を導通させ、中性点の電圧が電池４の電圧より大きい期間にはＭＯＳＦＥＴ６１を遮断する制御をする。図１３では、電池４の負極側を三相回転電機１の中性点にダイオードを介して接続する。この場合、ダイオードのアノードが中性点側になるように接続する。尚、三相回転電機１はエアコンのコンプレッサ駆動用モータでもよい。

実施例１の回転電機制御装置の回路図である。 実施例１の回転電機１の巻線構成を示す図である。 実施例１の回転電機１に流れる電流を示す図である。 実施例２の回転電機１の巻線構成を示す図である。 実施例３の回転電機制御装置の回路図である。 ゼロ相磁束量の比較結果を示す図である。 三相巻線のうちの一相のゼロ相分等価回路を示す図である。 全節巻線の巻線構成を示す図である。 ２／３π短節巻きの巻線構成を示す図である。 実施例４の回転電機制御装置の回路図である。 実施例４の動作のタイミングチャートである。 実施例４の第１変形例の回転電機制御装置の回路図である。 実施例４の第２変形例の回転電機制御装置の回路図である。

符号の説明

１ 三相回転電機
２ 三相インバータ
３ コンデンサ
４ 電池
１１ 電機子鉄心
１２ 回転子

Claims (13)

1. 星型結線された多相巻線を備える回転電機と、前記多相巻線に接続されて前記回転電機の回転制御をおこなう多相インバータと、前記星型結線の中性点に接続された直流電源と、を備える回転電器制御装置において、
   前記直流電源からのゼロ相電流により前記多相巻線の各相に同時に電流が流れることで、前記回転電機の電機子鉄心における各ティースにゼロ相電流による磁束であるゼロ相磁束が同時に発生する構成となっており、
   前記多相巻線は、前記電機子鉄心に対して５／６π短節巻若しくは７／６π長節巻きに巻装され、
   前記ゼロ相電流を供給した際に、前記電機子鉄心の前記各ティースで同時に発生する前記ゼロ相磁束を、２ティースごとに極性が反転する磁束であって前記各ティースに生じる各相の磁束が互いに打ち消しあわない磁束とし、各ティースのゼロ相磁束を極大化させる構成にしたことを特徴とする回転電機制御装置。
2. 前記多相インバータの出力電流振幅の中心値を前記直流電源からのゼロ相電流に応じてオフセットさせることを特徴とする請求項１記載の回転電機制御装置。
3. 前記回転電機の電機子鉄心のスロット数は１２であり、回転子の磁極数は１０若しくは１４であることを特徴とする請求項１又は２記載の回転電機制御装置。
4. 前記直流電源が電池であって、前記星型結線の中性点には前記電池の正極が接続され、前記多相インバータの負極に前記電池の負極が接続されており、前記多相インバータは、出力電流に負のオフセット値を設定することを特徴とする請求項１ないし３記載の回転電機制御装置。
5. 前記直流電源が電池であって、前記星型結線の中性点には前記電池の負極が接続され、前記多相インバータの正極に前記電池の正極が接続されており、前記多相インバータは、出力電流に正のオフセット値を設定することを特徴とする請求項１ないし４記載の回転電機制御装置。
6. 前記インバータの直流端子間に蓄電手段を有し、前記回転電機が非稼動時において前記蓄電手段を前記直流電源よりも大きい電圧で充電し、前記蓄電手段の電圧を保持することを特徴とする請求項１ないし４記載の回転電機制御装置。
7. 前記中性点から前記直流電源へ電流が流れることを規制する整流手段を設けたことを特徴とする請求項６記載の回転電機制御装置。
8. 前記整流手段はダイオードで構成され、前記直流電源の負極端子が前記インバータの負極に接続されている場合には前記ダイオードのアノードが前記直流電源正極端子側に、カソードが前記中性点側に接続され、
   前記直流電源の正極端子が前記インバータの正極に接続されている場合には前記ダイオードのカソードが前記直流電源負極端子側に、アノードが前記中性点側に接続されていることを特徴とする請求項７記載の回転電機制御装置。
9. 前記整流手段はパワートランジスタと還流ダイオードを組み合わせた半導体デバイスで構成され、前記中性点の電圧が前記直流電源の電圧より小さい期間には該パワートランジスタを導通させ、前記中性点の電圧が前記直流電源の電圧より大きい期間には該パワートランジスタを遮断する制御をするとともに、
   前記直流電源の負極端子が前記インバータの負極に接続されている場合には前記還流ダイオードのアノードが前記直流電源正極端子側に、カソードが前記中性点側に接続され、
   前記直流電源の正極端子が前記インバータの正極に接続されている場合には前記還流ダイオードのカソードが前記直流電源負極端子側に、アノードが前記中性点側に接続されるように構成することを特徴とする請求項７記載の回転電機制御装置。
10. 前記半導体デバイスはＭＯＳＦＥＴで構成され、前記還流ダイオードを該ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと兼用することを特徴とする請求項９記載の回転電機制御装置。
11. 前記蓄電手段は電気２重層コンデンサであることを特徴とする請求項６記載の回転電機制御装置。
12. 前記回転電機は自動車用電動パワーステアリングシステムの駆動モータであることを特徴とする請求項１記載の回転電機制御装置。
13. 前記回転電機は自動車用エアコンのコンプレッサ駆動用モータであることを特徴とする請求項１記載の回転電機制御装置。

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