JP6507948B2 - 昇降圧インバータ回路及びその制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、昇降圧インバータ回路と、昇降圧インバータ回路の制御方法とに関する。
図１に、直流電力を昇降圧して交流電力に変換可能な、従来のインバータ回路（電源回路）の構成を示す。
図示してあるように、このインバータ回路は、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０とを組み合わせた回路である。昇降圧チョッパ１００は、直流電圧Ｅdcを、出力すべき交流電圧ｅａｃのピーク値よりも高い電圧（以下、Ｖdcと表記する）に変換する回路であり、ＤＣリアクトル１０１とスイッチング素子１０２、１０３と平滑用コンデンサ１０４、１０５とを備えている。単相インバータ１１０は、電圧Ｖdcを交流電圧ｅａｃに変換する回路であり、スイッチング素子１１１〜１１４と、平滑用コンデンサ１０５及び１１７と、ＡＣリアクトル１１５及び１１６とを備えている。
このインバータ回路によれば、直流電力を昇降圧して交流電力に変換することが出来る。ただし、このインバータ回路を構成するには、昇降圧チョッパ１００と単相インバータ１１０という２つの回路が必要である。しかも、昇降圧チョッパ１００には、体積、重量及びコストがともに大きなＤＣリアクトル１０１が含まれるので、上記構成を採用したインバータ回路は、大型な、重量も重いものとならざるを得なかった。
そのため、ＤＣリアクトルが含まれない昇降圧インバータのみで直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（電源回路；特許文献１）が提案されている。ただし、特許文献１記載のインバータ回路は、入力の直流電圧が、出力交流電圧のピーク値より大きいときは、スイッチを切り替えて降圧コンバータを構成し、入力の直流電圧が、出力交流電圧のピーク値より小さいときは、スイッチを切り替えて昇圧コンバータを構成するものとなっている。すなわち、特許文献１記載のインバータ回路は、入出力の電圧条件で、スイッチングパターンと制御方式を切り替える必要があるものとなっている。そのため、特許文献１記載のインバータ回路には、切り替え電圧付近で交流波形が歪むという問題がある。
特開２０１１−２５９６２１号公報
本発明の課題は、降圧時と昇圧時の制御を切り替えることなく、直流電力を交流電力に変換できる、小型、軽量、且つ、低価格に製造可能な昇降圧インバータ回路と、当該昇降圧インバータ回路を制御する制御方法とを提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明の、直流電源からの第１電圧の直流電力を第２電圧の交流電力に変換する昇降圧インバータ回路は、前記直流電源のプラス出力端子、マイナス出力端子とそれぞれ接続されるプラス線、マイナス線と、前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された、２個のスイッチング素子を直列接続した第１レグと、前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された、２個のスイッチング素子を直列接続した第２レグと、前記第１レグの前記２個のスイッチング素子間を接続する第１レグ内配線に一端が
接続された第１リアクトルと、前記第２レグの前記２個のスイッチング素子間を接続する第２レグ内配線に一端が接続され、他端が前記第１リアクトルの他端と接続された第２リアクトルと、前記第１レグ内配線に一端が接続され、他端が第１出力線により第１出力端子に接続された第１双方向スイッチング素子と、前記第２レグ内配線に一端が接続され、他端が第２出力線により第２出力端子に接続された第２双方向スイッチング素子と、前記第１出力線と前記第２出力線との間に配置された、前記第１双方向スイッチの他端と前記第２双方向スイッチング素子の他端との間の電圧を平滑化するための平滑化回路と、を備える。
すなわち、本発明の昇降圧インバータ回路は、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御のみで、直流電力を昇降圧して交流電力に変換できる構成を有している。従って、本発明の昇降圧インバータ回路によれば、特定の入力電圧付近で交流波形が歪むといった問題が生じない形で、直流電力を昇降圧して交流電力に変換することができる。また、本発明の昇降圧インバータ回路は、昇降圧回路を有さないもの（インバータで昇降圧を行うもの）となっている。従って、本発明の昇降圧インバータ回路は、その分、従来のインバータ回路よりも小型、軽量、且つ、低価格に製造可能なものとなっていることになる。
本発明の昇降圧インバータ回路を実現するに際して、前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された分圧回路であって、その電位が前記プラス線の電位と前記マイナス線の電位の中間電位となる中間電位部を有し、当該中間電位部に前記第１リアクトル、前記第２リアクトル間の接続端が接続された分圧回路を付加しておいても良い。尚、本発明の昇降圧インバータ回路の分圧回路としては、同容量の２つのコンデンサが直列接続された、当該２つのコンデンサ間を接続する配線が前記中間電位部として機能する回路を採用することが出来る。
また、本発明の昇降圧インバータ回路の平滑化回路として、同容量の２つのコンデンサが直列接続された、当該２つのコンデンサ間を接続する配線が中性点に接続される回路、すなわち、当該配線が単相３線式出力端子の中性線端子として機能する回路、を採用しておいても良い。
また、本発明の昇降圧インバータ回路を、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルとが、前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルの一方に、前記第１リアクトル、前記第２リアクトル間の接続端側への電流が流れ、他方に当該接続端側からの電流が流れた場合に、互いが発生する磁界が強め合うように配置されている回路として実現しても良い。そのような構成を採用しておけば、同一性能の昇降圧インバータ回路を、より小容量の第１リアクトルと第２リアクトルとを用いて実現することが可能となる。
また、本発明の昇降圧インバータ回路の制御方法は、請求項１から５のいずれか一項に記載された昇降圧インバータ回路を制御するための方法であって、前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がＯＮであり、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＦＦである第１状態を形成した後、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がＯＦＦであり、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＮである第２状態を形成する第１制御処理を、前記第１電圧の前記第２電圧に対する割合である昇降圧比及び出力すべき交流の周波数に応じて前記第１状態の持続時間を変更しつつ繰り返し行うことにより、前記第２出力端子の電位が前記第１出力端子の電位よりも高い半周期分の交流電圧を前記第１出力端子及び前記第２出力端子から出力させる。また、本発明の昇降圧インバータ回路の制御方法は、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子がＯＮであり、前記第１スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第１双方向
スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＦＦである第３状態を形成した後、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がＯＦＦであり、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＮである第４状態を形成する第２制御処理を、前記昇降圧比及び出力すべき交流の周波数に応じて前記第３状態の持続時間を変更しつつ繰り返し行うことにより、前記第２出力端子の電位が前記第１出力端子の電位よりも低い半周期分の交流電圧を前記第１出力端子及び前記第２出力端子から出力させる。
この制御方法によれば、本発明の昇降圧インバータ回路に、各構成要素の仕様から定まる昇降圧比範囲内の任意の昇降圧比で、直流電力を交流電力に変換させることが出来る。
本発明によれば、降圧時と昇圧時の制御を切り替えることなく、直流電力を交流電力に変換できる、小型、軽量、且つ、低価格に製造可能な昇降圧インバータ回路を提供することが出来る。また、そのような昇降圧インバータ回路に、各構成要素の仕様から定まる昇降圧比範囲内の任意の昇降圧比で、直流電力を交流電力に変換させることが出来る。
図１は、従来のインバータ回路の構成図である。 図２は、本発明の一実施形態に係る昇降圧インバータ回路の構成及び使用形態の説明図である。 図３は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路のより具体的な回路構成例の説明図である。 図４は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路用の制御ユニットの概略構成図である。 図５は、制御ユニットの機能の説明図である。 図６は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路の、状態Ａにおける電流の流れ方を説明するための図である。 図７は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路の、状態Ｂにおける電流の流れ方を説明するための図である。 図８は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路の、状態Ｃにおける電流の流れ方を説明するための図である。 図５は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路の、状態Ｄにおける電流の流れ方を説明するための図である。 図１０は、実施形態に係る昇降圧インバータ回路の変形例の説明図である。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
まず、図２及び図３を用いて、本発明の一実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０の構成及び使用形態を説明する。尚、図２は、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０の構成及び使用形態の説明図であり、図３は、昇降圧インバータ回路１０のより具体的な回路構成例の説明図である。
図２に示してあるように、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０は、太陽電池アレイ３０等の直流電源と制御ユニット２０とに接続されて使用される回路である。図示してあるように、昇降圧インバータ回路１０は、太陽電池アレイ３０（又は他の直流電源）のプラス側出力端子、マイナス側出力端子とそれぞれ接続されるプラス側入力端子１１ｐ、マイナス側入力端子１１ｍを備える。また、昇降圧インバータ回路１０は、単相３線式
出力端子であるｕ端子１２ｕ、ｏ端子１２ｏ及びｗ端子１２ｗを備える。
プラス側入力端子１１ｐ、マイナス側入力端子１１ｍには、それぞれ、プラス線１３ｐ、マイナス線１３ｍが接続されている。プラス線１３ｐとマイナス線１３ｍとの間には、電解コンデンサＣ１及びＣ２を、プラス側端子がプラス線１３ｐ側となるように直列接続した分圧回路１４が配置されている。分圧回路１４の電解コンデンサＣ１と電解コンデンサＣ２とは、同仕様（同容量）のコンデンサである。従って、この分圧回路１４の、電解コンデンサＣ１、Ｃ２間の配線（以下、中間電位部と表記する）の電位は、プラス側入力端子１１ｐ（プラス線１３ｐ）の電位とマイナス側入力端子１１ｍ（マイナス線１３ｍ）の電位の中間値（中間電位）となる。そして、分圧回路１４は、図示してあるように、中間電位部が接地される回路となっている。
プラス線１３ｐとマイナス線１３ｍとの間には、さらに、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２を直列接続した第１レグ１５と、第３スイッチング素子ＳＷ３及び第２スイッチング素子ＳＷ４を直列接続した第２レグ１６とが配置されている。
第１〜第４スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４としては、図３に例示してあるように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することが出来る。尚、図３にお
いて、第ｎスイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１〜４）に並列に接続されているダイオードＤｎは、還流ダイオードである。
ただし、第１〜第４スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ＩＧＢＴ以外の素子（ＧＴＯ(Gate Turn-Off）サイリスタ等）であっても良く、双方向スイッチング素子であっても良い。
また、図３に示してあるように、プラス線１３ｐには、逆流防止用のダイオードＤｐを設けておくことが好ましく、マイナス線１３ｍには、逆流防止用のダイオードＤｍを設けておくことが好ましい。
図２に示してあるように、第１レグ１５の２つのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２間を接続する配線（以下、第１レグ内配線と表記する）と分圧回路１４の中間電位部との間には、第１リアクトルＬ１が配置されている。また、第２レグ１６の２つのスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４間を接続する配線（以下、第２レグ内配線と表記する）と分圧回路１４の中間電位部との間には、第２リアクトルＬ２が配置されている。尚、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０は、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２として、共通の磁性コア１７ａに第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２として機能する２コイルを形成した磁気結合リアクトル１７を搭載したものとなっている。
第１レグ内配線とｗ端子１２ｗとの間には、第１双方向スイッチング素子ＳＷ５が配置されている。第２レグ内配線とｕ端子１２ｕとの間には、第２双方向スイッチング素子ＳＷ６が配置されている。第１双方向スイッチング素子ＳＷ５、第２双方向スイッチング素子ＳＷ６は、双方向の電流のＯＮ／ＯＦＦ制御を行える素子であれば良い。従って、例えば、図３に示してあるように、２つのＩＧＢＴと２つのダイオードとを組み合わせた素子を、双方向スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６として使用することが出来る。
図２に示してあるように、ｗ端子１２ｗと第１双方向スイッチング素子ＳＷ５とを接続する配線と、ｕ端子１２ｕと第２双方向スイッチング素子ＳＷ６とを接続する配線との間には、同仕様（同容量）のコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とを直列接続した平滑化回路１７が配置されている。この平滑化回路１７のコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とを接続
している配線は、図示してあるように、接地されていると共に、ｏ端子と接続されている。
昇降圧インバータ回路１０に接続される制御ユニット２０は、制御信号Ｇｓ１〜Ｇｓ６を供給することによって、昇降圧インバータ回路１０内のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うユニットである。
以下、図４〜図１０を用いて、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０の機能を、制御ユニット２０による制御内容と共に説明する。尚、これらの図のうち、図４は、制御ユニット２０の概略構成図である。図５は、制御ユニット２０の機能を説明するための図であり、図６〜図９は、昇降圧インバータ回路１０の各種状態における電流の流れ方を説明するための図である。
図４に示してあるように、制御ユニット２０は、正弦波生成回路２１、変調波生成回路２２、コンパレータ２４、論理回路２５及び駆動回路２６を備えたユニットである。
変調波生成回路２２は、比較的に高い周波数の変調波（例えば、１９ｋＨｚ程度の鋸波や三角波）を出力する回路である。
正弦波生成回路２１は、半周期分の正弦波（本実施形態では、電圧≧０の半周期）を繰り返し出力する回路である。尚、正弦波生成回路２１は、通常、プロセッサ（マイクロコントローラ等）を含む回路として実現される。
この正弦波生成回路２１には、入力電圧の、出力すべき交流の実効値に対する比率である昇降圧比と、出力すべき交流の周波数（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）とが入力される。そして、正弦波生成回路２１は、入力された周波数と同周波数の、入力された昇降圧比に応じた最大値を有する半周期分の正弦波を繰り返し出力する。また、正弦波生成回路２１は、半周期分の正弦波の出力が完了する度に、論理回路２５への制御信号のレベルを変更することにより、その旨を論理回路２５に通知する。
コンパレータ２４は、正弦波生成回路２１からの正弦波の電圧が変調波生成回路２２からの変調波の電圧よりも高い場合にハイレベルとなるデジタル信号を出力する回路（比較器）である。
論理回路２５は、コンパレータ２４からの信号と、正弦波生成回路２１からの制御信号とに基づき、ハイ側制御信号、ロー側制御信号、出力側制御信号を出力する回路である。ここで、ハイ側制御信号とは、駆動回路２６によって、ハイ側制御信号と同パターンで時間変化する制御信号Ｇｓ１と制御信号Ｇｓ４とに変換される信号のことである。ロー側制御信号とは、駆動回路２６によって、ロー側制御信号と同パターンで時間変化する制御信号Ｇｓ２と制御信号Ｇｓ３とに変換される信号のことであり、出力側制御信号とは、駆動回路２６によって、出力側制御信号と同パターンで時間変化する制御信号Ｇｓ５と制御信号Ｇｓ６とに変換される信号のことである。
以下、図５を用いて、論理回路２５及び正弦波生成回路２１の機能をより具体的に説明する。尚、図５には、周期Ｔｃが長い変調波（鋸波）を示してあるが、実際の変調波の周期Ｔｃは、上記したように、正弦波生成回路２１が出力する正弦波の周期よりも極めて短いものである。
既に説明したように、コンパレータ２４からは、正弦波生成回路２１からの正弦波の電圧が変調波生成回路２２からの変調波の電圧よりも高い場合にハイレベルとなるデジタル
信号が出力される。
論理回路２５は、このデジタル信号をそのまま出力側制御信号として出力する回路である。また、コンパレータ２４からのデジタル信号に基づき、図５に示してあるように時間変化するハイ側制御信号とロー側制御信号とを出力する回路となっている。すなわち、論理回路２５は、ゼロレベルとなっている状態とコンパレータ２４からのデジタル信号と同じレベルとなっている状態とを交互にとるハイ側制御信号であって、２状態間の遷移が半周期分の正弦波の出力が完了する度に行われるハイ側制御信号を出力する。また、論理回路２５は、ハイ側制御信号がゼロレベルとなっている場合に、コンパレータ２４からのデジタル信号と同じレベルとなり、ハイ側制御信号がコンパレータ２４からのデジタル信号と同じレベルとなっている場合にゼロレベルとなるロー側制御信号を出力する。
そして、駆動回路２６（図４参照）は、ハイ側制御信号と同じパターンで時間変化する制御信号Ｇｓ１及びＧｓ４をスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４に供給し、ロー側制御信号と同じパターンで時間変化する制御信号Ｇｓ２及びＧｓ３をスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３に供給する。また、駆動回路２６は、出力側制御信号と同じパターンで時間変化する制御信号Ｇｓ５及びＧｓ６をスイッチング素子ＳＷ５及びＳＷ６に供給する。
従って、ロー側制御信号がゼロレベルとなっている期間中、昇降圧インバータ回路２０は、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第４スイッチング素子ＳＷ４がＯＮとなっており、他の各スイッチング素子がＯＦＦとなっている状態Ａと、第１双方向スイッチング素子ＳＷ５及び第２双方向スイッチング素子ＳＷ６がＯＮとなっており、他の各スイッチング素子がＯＦＦとなっている状態Ｂとを交互にとる。
また、昇降圧インバータ回路１０は、ハイ側制御信号がゼロレベルとなっている期間中は、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第３スイッチング素子ＳＷ３がＯＮとなっており、他の各スイッチング素子がＯＦＦとなっている状態Ｃと、第１双方向スイッチング素子ＳＷ５及び第２双方向スイッチング素子ＳＷ６がＯＮとなっており、他の各スイッチング素子がＯＦＦとなっている状態Ｄとを交互にとる。
状態Ａでは、昇降圧インバータ回路１０内を、図６に矢印で示してあるように電流が流れて、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。そして、状態Ａから状態Ｂに移行すると、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが放出されて、図７に矢印で示してあるように電流が流れる。一方、状態Ｃでは、図８に矢印で示してあるように電流が流れて、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２にエネルギーが蓄えられる。そして、状態Ｃから状態Ｄに移行すると、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーが放出されて、図９に矢印で示してあるように電流が流れる。
ここで、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４又はスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３がＯＮとされる時間（図５のＴｏｎ）の変調波の周期Ｔｃに対する割合（つまり、デューティ比）ＤＯＮ、入力電圧Ｖ１、出力電圧（ｕ端子１２ｕとｗ端子１２ｗの間の電圧）Ｖ２sinθとの間には、以下の（１）式が成立する。
Figure 0006507948
従って、歪んでいない正弦波を出力するためには、Ｔｏｎを比較的に小さな値とした上
で、ＤＯＮを、以下の（２）式により求められる値とすれば良いことになる。
Figure 0006507948
そして、上記した制御ユニット２０が出力する各制御信号は、ＤＯＮが上記式を満たす値となるものである。従って、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０によれば、各素子の仕様から定まる昇降圧比範囲（Ｖ１／Ｖ２の値の範囲）内の任意の昇降圧比で波形が歪んでいない正弦波を出力することが出来る。
以上、説明したように、本実施形態に係る昇降圧インバータ回路１０は、降圧時と昇圧時の制御を切り替えることなく、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御のみで、直流電力を昇降圧して交流電力に変換する構成を有している。従って、昇降圧インバータ回路１０によれば、特定の入力電圧付近で交流波形が歪むといった問題が生じない形で、直流電力を昇降圧して交流電力に変換することができる。また、昇降圧インバータ回路１は、昇降圧回路を有さないもの（インバータで昇降圧を行うもの）となっている。従って、昇降圧インバータ回路１０は、その分、従来のインバータ回路よりも小型、軽量、且つ、低価格に製造可能なものとなっていることにもなる。
《変形形態》
上記した昇降圧インバータ回路１０は、各種の変形を行えるものである。例えば、昇降圧インバータ回路１０を、図１０に示したように、独立した（分離した）第１リアクタンスＬ１と第２リアクタンスＬ２とを備えた回路に変形することが出来る。ただし、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２が発生する磁界が強め合うように第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２を配置しておけば、各リアクトルをより高いインダクダンスのリアクトルとして機能させることが出来る。従って、昇降圧インバータ回路１０は、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２とが、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２の一方に分圧回路１４の中間電位部側への電流が流れ、他方に分圧回路１４の中間電位側からの電流が流れた場合に、互いが発生する磁界が強め合うように配置されている回路として実現しておくことが好ましい。
昇降圧インバータ回路１０を、単相２線式出力端子を備えた回路に変形しても良い。尚、昇降圧インバータ回路１０を、そのような回路に変形する場合には、平滑化回路を１個のコンデンサとすることが出来る。また、分圧回路１４がなくても、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２とが直列接続されていれば、第１スイッチング素子ＳＷ１、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、第４スイッチング素子ＳＷ４という経路と、第３スイッチング素子ＳＷ３、第２リアクトルＬ２、第１リアクトルＬ１、第２スイッチング素子ＳＷ２という経路により、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２にエネルギーを蓄えることが出来る。従って、昇降圧インバータ回路１０から分圧回路１４を取り除いても良い。
制御ユニット２０を、上記したものとは構成が異なるユニット、例えば、（２）式によりＤｏｎを周期的に算出して、算出結果に基づき制御信号を生成、出力するユニット（例えば、マイクロコントローラ）に、変形しても良い。
１０ 昇降圧インバータ回路
１１ｐ プラス側入力端子
１１ｍ マイナス側入力端子
１２ｗ ｗ端子
１２ｏ ｏ端子
１２ｕ ｕ端子
１３ｐ プラス線
１３ｍ マイナス線
１４ 分圧回路
１５ 第１レグ
１６ 第２レグ
１７ 磁気結合リアクトル
１７ａ 磁性コア
２０ 制御ユニット
２１ 正弦波生成回路
２２ 変調波生成回路
２４ コンパレータ
２５ 論理回路
２６ 駆動回路
３０ 太陽電池アレイ
ＳＷ１〜ＳＷ４ 第１〜第４スイッチング素子
ＳＷ５ 第１双方向スイッチング素子
ＳＷ６ 第２双方向スイッチング素子

Claims (5)

  1. 直流電源からの第１電圧の直流電力を、最大振幅電圧が第２電圧の交流電力に変換する昇降圧インバータ回路において、
    前記直流電源のプラス出力端子、マイナス出力端子とそれぞれ接続されるプラス線、マイナス線と、
    前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された、２個のスイッチング素子を直列接続した第１レグと、
    前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された、２個のスイッチング素子を直列接続した第２レグと、
    前記第１レグの前記２個のスイッチング素子間を接続する第１レグ内配線に一端が接続された第１リアクトルと、
    前記第２レグの前記２個のスイッチング素子間を接続する第２レグ内配線に一端が接続され、他端が前記第１リアクトルの他端と接続された第２リアクトルと、
    前記第１レグ内配線に一端が接続され、他端が第１出力線により第１出力端子に接続された第１双方向スイッチング素子と、
    前記第２レグ内配線に一端が接続され、他端が第２出力線により第２出力端子に接続された第２双方向スイッチング素子と、
    前記第１出力線と前記第２出力線との間に配置された、前記第１双方向スイッチング素子の他端と前記第２双方向スイッチング素子の他端との間の電圧を平滑化するための平滑化回路と、
    前記プラス線と前記マイナス線との間に配置された分圧回路であって、その電位が前記プラス線の電位と前記マイナス線の電位の中間電位となる中間電位部を有し、当該中間電位部に前記第１リアクトル、前記第２リアクトル間の接続端が接続された分圧回路と、
    を備えることを特徴とする昇降圧インバータ回路。
  2. 前記分圧回路が、同容量の２つのコンデンサが直列接続された、当該２つのコンデンサ間を接続する配線が前記中間電位部として機能する回路である
    ことを特徴とする請求項１に記載の昇降圧インバータ回路。
  3. 前記平滑化回路が、同容量の２つのコンデンサが直列接続された、当該２つのコンデンサ間を接続する配線が中性点に接続される回路である
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載の昇降圧インバータ回路。
  4. 前記第１リアクトルと前記第２リアクトルとが、前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルの一方に、前記第１リアクトル、前記第２リアクトル間の接続端側への電流が流れ、他方に当該接続端側からの電流が流れた場合に、互いが発生する磁界が強め合うように配置されている
    ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の昇降圧インバータ回路。
  5. 請求項１から４のいずれか一項に記載された昇降圧インバータ回路の制御方法であって、
    前記第１レグ内の前記プラス線側のスイッチング素子である第１スイッチング素子及び前記第２レグ内の前記マイナス線側のスイッチング素子である第４スイッチング素子がＯＮであり、前記第１レグ内の前記マイナス線側のスイッチング素子である第２スイッチング素子、前記第２レグ内の前記プラス線側のスイッチング素子である第３スイッチング素子、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＦＦである第１状態を形成した後、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がＯＦＦであり、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＮである第２状態を形成する第１制御処理を、前記第１電圧の前記第２電圧に対する割合である昇降圧比及び出力すべき交流の周波数に応じて前記第１状態の持続時間を変更しつつ繰り返し行うことにより、前記第２出力端子の電位が前記第１出力端子の電位よりも高い半周期分の交流電圧を前記第１出力端子及び前記第２出力端子から出力させ、
    前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子がＯＮであり、前記第１スイッチング素子、前記第４スイッチング素子、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＦＦである第３状態を形成した後、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子がＯＦＦであり、前記第１双方向スイッチング素子及び前記第２双方向スイッチング素子がＯＮである第４状態を形成する第２制御処理を、前記昇降圧比及び出力すべき交流の周波数に応じて前記第３状態の持続時間を変更しつつ繰り返し行うことにより、前記第２出力端子の電位が前記第１出力端子の電位よりも低い半周期分の交流電圧を前記第１出力端子及び前記第２出力端子から出力させる
    ことを特徴とする昇降圧インバータ回路の制御方法。
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