JP2010233364A - 給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 送電側と受電側との間で電磁誘導作用を利用して受電側で得る出力電圧を制御する非接触給電装置にあって、部品点数を少なくして装置の小型化を図ることができる給電装置を提供する。
【解決手段】 給電装置は、給電コイルＬ_１と受電コイルＬ_２と、給電コイルに高周波電流を通電する電力変換手段３と、受電コイルＬ_２の交流電圧を整流する整流器１０と、受電コイルＬ_２を短絡可能な短絡手段Ｓ_５と、電力変換手段３の出力を一定電流に制御する定電流制御手段６６と、電力変換手段３の出力を一定電圧に制御する定電圧制御手段６７と、これら両制御手段６６、６７と短絡手段Ｓ_５とを切り替えて負荷１１への出力を制御する定電流制御／定電圧制御切替手段６５と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、電磁誘導作用を利用して非接触で電力を変換伝送して負荷に供給可能な給電装置に関する。

従来、この電磁誘導作用を利用した給電装置としては、地上側の給電装置がコンバータ、インバータ、可変インダクタ、コンデンサを有し、可変インダクタとコンデンサとの間に誘導線路が接続されて電流が流される一方、搬送台車に受電コイル、コンデンサ、整流ダイオード、安定化電源回路、インバータ、走行モータが搭載され、誘導線路により受電コイルに起電力が誘起されて走行モータを駆動可能にしたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−３１３８８４号公報

しかしながら、上記従来の装置にあっては、送電側と受電側との間で電力負荷の値を制御する目的で、受電側の電圧を安定させる安定化電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が備えられており、この安定化電源回路がリアクトル等の部品を内蔵する構成となっているので、部品点数が増大し装置が大型化するといった問題点がある。

本発明は、上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、送電側と受電側との間で電磁誘導作用を利用して電力を変換伝達することにより受電側で得られる出力電圧を制御する非接触給電装置にあって、その部品点数を少なくして装置の小型化を図ることができる給電装置を提供することにある。

この目的のため本発明による給電装置は、電磁誘導作用を利用した非接触給電装置にあって、給電側の出力を定電圧制御と定電流制御との間で切り替えて制御するとともに、この切り替えに合わせて受電側の短絡手段により受電コイルを短絡できるようにしたことを特徴とする。

本発明の給電装置にあっては、給電側の出力を定電圧制御と定電流制御との間で切り替え、かつ短絡手段により受電コイルを短絡するように制御したので、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するリアクトルやダイオードなどを必要とする従来技術の安定化給電装置を不要として、その部品点数を削減することができ、装置全体の小型化を図ることができる。

本発明に係る実施例１の給電装置の回路を示す図である。 実施例１の給電装置とこの制御部分を示す図である。 実施例１の給電装置の受電側回路図で用いられるスイッチの構成を示す図であり、（ａ）、（ｂ）はその異なる例を示す図である。 実施例1の給電装置で実行する制御内容表の図である。 二次コイル電圧と結合係数との関係を示す図である。 実施例１の給電装置のパルス生成部による、給電側回路の電圧型インバータの出力線間電圧の制御方法を説明する図であり、（ａ）は３値の電圧による交流電圧を生成する場合の図、（ｂ）は２値の電圧による交流電圧を生成する場合の図である。図である。 実施例１の給電装置で用いる負荷ＣＣ制御部の構成を示す図である。 実施例１の給電装置で用いる負荷ＣＶ制御部の構成を示す図である。 負荷ＣＣ制御部および負荷ＣＶ制御部のパルス生成部における制御パルス生成方方を説明する図である。 負荷電圧と短絡スイッチ駆動用の制御パルスとの関係をみるために実施例１の給電装置を用いたシミュレーション結果を示す図である。 デューティ制御により負荷電圧を昇圧させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 デューティ制御により負荷電圧を降圧させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 (a)は一次側がＣＶモードである場合のデューティ比と負荷電圧との関係を示す図、（ｂ）は一次側がＣＣモードである場合のデューティ比と負荷電圧との関係を示す図である。 本発明に係る実施例２の給電装置に用いる負荷ＣＣ制御部の変形例を示す図である。 本発明に係る実施例３の給電装置図において一次側をＣＶモードにし、短絡スイッチのデューティ比を０．５として位相を可変にした場合の負荷電圧の変化を示す図である。 (a)は位相を２４０度とした場合の、また（ｂ）は位相を１５０度とした場合の、受電コイル電流と短絡スイッチのパルス波形を示す図である。 実施例１の給電装置の変形例を示す図である。 実施例１の給電装置の別の変形例を示す図である。 実施例１の給電装置のさらに別の変形例を示す図である。

本発明では、受電側の出力電圧を制御するのに必要な部品点数を減らし装置の小型化を図るという目的を、送信側と受電側とで電磁誘導作用を利用して電力を変換伝達する給電装置にあって、受電コイルに定電流と定電圧とを切り替える短絡手段を設け、この短絡手段によって受電コイルを短絡することにより給電装置の出力電圧を制御することで実現した。

以下、本発明の実施の形態を、図面に示す実施例に基づき詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の給電装置の主な回路を示す図、図２は実施例１の給電装置の制御部分を示す図、図３は短絡スイッチの構成を示す図、図４〜図６は実施例１の給電装置の制御部分で実行される詳細内容を説明する図、図７は図２の制御部分を構成する負荷ＣＣ制御部の構成を示すブロック図、図８は負荷ＣＶ制御部の構成を示すブロック図である。

実施例１の給電装置は、図１に示すように、地上側に設置される給電側（一次側）回路１４と、車両などの移動体に搭載される受電側（二次側）回路１５とで構成される。

まず、給電側回路１４の詳細構成から説明する。

給電側回路１４は、商用周波数の電力を供給可能な交流電源部１と、この交流電源部１から給電された交流電圧を直流電圧に変換する直流電源部２と、この直流電源部２から出力される直流電圧を１〜５０Ｈｚ程度の高周波電力に逆変換する電圧型インバータ３と、この電圧型インバータ３から出力される高周波電力を受電側回路１５に電磁誘導作用にて非接触で供給する給電コイル（一次コイル）Ｌ_１と、この給電コイルＬ_１およびこれに直列に接続した一次コンデンサＣ_２からなる給電側の共振回路４と、を備えている。なお、電圧型インバータ３は、本発明の電力変換手段を構成する。

直流電源部２は、本実施例では、６個の整流ダイオードを用いて３組のブリッジ結線を行ったコンバータで構成し、交流電源部１から給電された交流電圧を直流電圧に整流する。なお、この直流電源部２は上記構成に限られず、周知の他の整流回路を用いてもよいことは言うまでもない。

電圧型インバータ３は、直流電源部２に並列に接続した平滑コンデンサＣ１と、ブリッジ接続した第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４及びこれら第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４にそれぞれ並列に接続した４個の逆接続ダイオードと、で構成する。本実施例では、第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４に絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる。なお、この電圧型インバータ３も上記構成に限られず、周知の他のインバータを用いてもよいことは言うまでもない。

給電コイルＬ_１と一次コンデンサＣ_２とは直列に接続され、その一端側が第１スイッチＳ_１と第２スイッチＳ_２との間に、またその他端側が第３スイッチＳ_３と第４スイッチＳ_４との間に、それぞれ接続する。なお、給電コイルＬ_１は、コイルに限ることなく導線を用いても良い。

次に、受電側回路１５の詳細構成につき説明する。

受電側回路１５は、給電側回路１４の給電コイルＬ_１からの高周波電力を電磁誘導作用により非接触状態で受電する受電コイル（二次コイル）Ｌ_２と、この受電コイルＬ_２に並列に接続したし短絡スイッチＳ_５と、受電コイルＬ_２で受電した高周波電力を整流する整流部１０と、この整流器１０の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２０と、バッテリなどの電力供給の対象となる負荷１１と、を備えている。バッテリ１１としては、リチウム・イオン電池などを用いる。なお、上記受電側回路１５の短絡スイッチＳ_５は本発明の短絡手段を構成する。

受電コイルＬ_２は、少なくとも１つ以上のコイルで構成する。

整流器１０は、４個のダイオードをブリッジ結合して全波整流を行う回路であって、２個のダイオードのカソード同士を結合した一端側と他の２個のダイオードのアノード同士を結合した他端側との間に、この間の出力電圧のリップルを平滑化する平滑コンデンサ２０とバッテリ１１とを並列にした状態で結合する。なお、直列に接続した２個のダイオード間と、直列に接続した他の２個のダイオード間には、インピーダンス可変回路の一端側、受電コイルＬ_２の一端側をそれぞれ接続する。

短絡スイッチＳ_５は、双方向スイッチであり、本実施例では図２に示すように構成する。すなわち、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴとこれに並列に接続した逆並列ダイオードの組を逆接続して構成したものや、あるいは図２（ｂ）に示すように、逆阻止ＩＧＢＴ同士を逆接続したものなどで構成する。

次に、上記図１に示した給電側回路１４と受電側回路１５との制御を行う給電装置の制御部分につき説明する。

図３に示すように、給電装置の制御回路は、給電側回路１４の第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４及び受電側回路１５の短絡スイッチＳ_５を、それぞれＯＮ／ＯＦＦ切替制御する電力変換制御部１６と、負荷１１の負荷制御及び電力変換制御部１６を制御する負荷制御部２１と、を有する。なお、電力変換制御部１６は本発明の電力変換制御手段を、それぞれ構成する。

まず、上記電力変換制御部１６の詳細構成につき説明する。

電力変換制御部１６は、負荷制御部２１からの負荷定電流／定電圧（ＣＣ／ＣＶ）指令に基づき、受電側回路１５の短絡スイッチＳ_５のＯＮ／ＯＦＦ切替を制御して負荷の状態に応じて、定電流制御および定電圧制御と、給電側回路１４の第１〜第４スイッチＳ_１〜Ｓ_４のＯＮ／ＯＦＦ制御を行ってパルス幅変調（ＰＷＭ）方式による制御による電圧型インバータ３の出力の定電流制御および定電圧制御と、いった４つの制御パターンの切り替えを行うように構成する。なお、以下の説明では、特に説明がないかぎり、「一定電流」、「一定電圧」は基本波の実効値が一定という意味で用い、「ＣＣ」は電流実効値が一定、「ＣＶ」は電圧実効値が一定という意味で用いることとする。

そのため、電力変換制御部１６は、一次ＣＣ・ＣＶ切り替え部６１、一次電圧制御部６２、一次電流制御部６３、パルス生成部６４、負荷ＣＣ／ＣＶ制御部６５、負荷ＣＣ制御手段６６、および負荷ＣＶ制御手段６７を備えている。なお、一次電圧制御部６２およびパルス生成部６４は本発明の定電圧制御手段を、また一次電流制御部６３および本発明の定電流制御手段を、また負荷ＣＣ制御手段６６は本発明の第１デューティ制御手段を、また負荷ＣＶ制御手段６７は本発明の第２のデューティ手段を、それぞれ構成する。

一次ＣＣ・ＣＶ切替部６１は、受電コイルＬ_２の電圧（負荷電圧指令）と整流器１０の出力電圧（負荷電圧）とが入力されて、これらの電圧値の大小関係に応じて電圧型インバータ３を一定電流出力（ＣＣ）で運転するか、または一定電圧出力（ＣＶ）で運転するかをＣＣ／ＣＶ判定を行い、ＣＣ指令およびＣＶ指令のいずれかとＣＣ／ＣＶ指令とを出力するように構成する。すなわち、受電コイル電圧が整流器１０の出力電圧値より低い場合には昇圧制御を選択し、受電コイル電圧が整流器１０の出力電圧値より高い場合には降圧制御を選択する。

一次電圧制御部６２は、ＣＣ／ＣＶ判定に基づき、ＣＶが判定された場合に電圧型インバータ３を基準電圧での一定電圧出力で運転するためのデューティ比を生成し、デューティ比Ｄ_１、Ｄ_２を出力するように構成する。

一次電流制御部６３は、ＣＣ／ＣＶ判定に基づき、ＣＣが判定された場合に電圧型インバータ３を基準電流での一定電流出力で運転するためのデューティ比を生成し、デューティ比Ｄ_１、Ｄ_２を出力するように構成する。

パルス生成部６４は、一次電圧制御部６２または一次電流制御部６３から入力されるデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２に応じて給電側回路１４の電圧型インバータ３のスイッチＳ_１〜Ｓ_４を駆動するパルスを生成しこれらのスイッチへ供給するように構成する。

一方、負荷ＣＣ／ＣＶ切替部６５は、負荷制御手段からの負荷ＣＣ／ＣＶ指令に応じて負荷の制御方法をＣＣ制御とＣＶ制御との間で切り替えよう、負荷電流指令または負荷電圧指令を出力するように構成する。

負荷ＣＣ制御部６６は、負荷ＣＣ／ＣＶ切替部６５からの負荷ＣＣ指令、負荷電流、一次側のＣＣ／ＣＶ指令、負荷電流指令に応じて負荷の電流を一定にするように短絡スイッチＳ_５を制御するように構成する。

負荷ＣＶ制御部６７は、負荷ＣＣ／ＣＶ切替部６５からの負荷ＣＶ切替指令、負荷電圧、一次側のＣＣ／ＣＶ指令、負荷電圧指令に応じて負荷の電圧を一定にするように短絡スイッチＳ_５を制御するように構成する。

なお、負荷制御部２１は、負荷１１としてのバッテリの充電状態（S.O.C.）を監視してバッテリの各セルの過電圧、過充電を制御するセルフ・コントローラを有し、充電電力の指令値としての負荷ＣＣ／ＣＶ指令を生成する。

次に、上記のように構成した給電装置の作用につき、説明する。

給電側回路１４では、交流電源１から供給された商用交流電力を、直流電源部２にて直流電圧に変換する。平滑コンデンサＣ１は、直流電源部２からの出力電圧を平滑化する。

この直流電圧は、上記パルス生成部６４により制御される電圧型インバータ３に供給し、ここで１〜５０Ｈｚ程度の高周波電力に逆変換する。

ここで、給電側回路１４の電圧型インバータ３とスイッチを制御する方法につき説明する。

本実施例の給電装置にあっては、負荷１１のＣＣ／ＣＶ指令と結合係数に対して図４の表に示すように、給電側回路１４の電圧型インバータ３のＣＣ／ＣＶ制御と、受電側回路１５の短絡スイッチＳ_５を用いた負荷１１のＣＣ／ＣＶ制御を切り替えることで最適な制御を行う。

なお、ここで、「結合係数」とは、給電側コイルＬ_１と受電側コイルＬ_２との結合の度合いを示す係数であって、一次側、二次側それぞれの自己インダクタンスのうちどの程度が変換器として働き、どの程度がチョークコイルとして働いているかを表す係数である。

すなわち、上記ＣＣ／ＣＶ制御の切り替えは以下のように行う。

結合係数が低い場合には、一次側（給電側回路１４）を一定電圧で制御し、二次側（受電側回路１５）の短絡スイッチＳ_５をスイッチングすることで、負荷電圧を昇圧する。そして、この昇圧電流を使って、負荷１１の要求がＣＣ制御である場合には電流フィードバック制御を行い、ＣＶ制御である場合には、電圧フィードバック制御を行う。

これに対し、結合係数が高い場合には、一次側を一定電流で制御し、２次側の短絡スイッチＳ_５をスイッチングすることで負荷電圧を降圧する。以下、この制御方法を具体的に説明する。

一次ＣＣ・ＣＶ切替部６１では、負荷制御部２１から負荷電圧指令を受け、昇圧するか降圧するかを判定するため、受電コイルＬ_２（二次コイル）の電圧と負荷電圧とが入力され、これらを比較することで、以下の判定基準にしたがって一次側ＣＣ／ＣＶ判定を行う。

すなわち、具体的に説明すると、

負荷電圧 > 二次コイル電圧 ならば、一次側ＣＶと判定し、

負荷電圧 ＜ｏｒ＝ 二次コイル電圧 ならば、一次側ＣＣと判定する。

図５に、二次コイル電圧と結合係数との関係を示す。この図からわかるように、一次側の電流が一定の場合、結合係数が増大することで二次コイル電圧が上昇するので、二次コイル電圧を検出すればそのときの結合係数を判定することができることになる。負荷１１がバッテリなどの場合を想定すると、負荷電圧に比べ二次コイルの電圧が低い場合などが考えられる。したがって、負荷電圧に対して結合係数が低く電圧が足りない場合には昇圧制御を行い、それ以外の場合には降圧制御を行う。

また、一次側の電圧が一定の場合においても、二次コイルと負荷電圧との大小関係から昇降圧判定を行えばよいので、上記いずれの場合にあっても、結合係数の大小に対して最適となる制御方法を判定することができる。

図２に戻って、一時電圧制御部６２では、一次ＣＣ・ＣＶ切替部６１の判定結果に基づき、その判定結果が一次側ＣＶの場合には電圧型インバータ３を一定圧に制御するためのデューティ指令（第１デューティ比Ｄ１、第２デューティ比Ｄ２）を生成する。なお、電圧型インバータ３の場合にはフィードバック制御を行わなくてもオープンループ制御でも一定電圧を生成することが可能であり、整流部２の電圧からの計算によって第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２を求めることができる。

一方、一次ＣＣ・ＣＶ切替部６１の判定結果の判定結果が一次側ＣＣの場合には、一時電流制御部６３にて、電圧型インバータ３の電流が一定となるように電流フィードバック制御を行う。この場合、電圧型インバータ３の出力電流を検出し、ＰＩ制御などによって電圧型インバータ３の出力電流の実効値が一定となるような第１デューティ比Ｄ１と第２デューティ比Ｄ２を生成する。

パルス生成部６４は、一時電圧制御部６２または一時電流制御部６３から得た第１デューティ比Ｄ１、第２デューティ比Ｄ２と図示しないタイマで生成された三角波のキャリアとの比較で図６（ａ）に示すように、電圧型インバータ３のスイッチＳ_１〜Ｓ_４の制御パルスを生成する。

すなわち、図６（ａ）の中央上段に示すように、パルス生成部６４では、キャリアと第２デューティ比Ｄ_２との比較により、第１スイッチＳ_１用の制御パルス及び第２スイッチＳ_２用の制御パルスを以下のようにそれぞれ生成する。

第１スイッチＳ_１用の制御パルスを得るには、以下のようにする。

キャリア ＞ Ｄ_２ のとき、 ＯＮ

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_２ のとき、 ＯＦＦ
として幅広のＯＮとなる矩形信号を得る。

第２スイッチＳ_２用の制御パルスを得るには、

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_２ のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ Ｄ_２ のとき、 ＯＦＦ
として幅広のＯＦＦとなる矩形信号を得る。

一方、図６（ａ）の中央下段に示すように、パルス生成部６４では、上記三角波のキャリアと第１デューティ比Ｄ_１との比較により、第３スイッチＳ_３用の制御パルス及び第４スイッチＳ_４用の制御パルスを以下のようにそれぞれ生成する。

第３スイッチＳ_３用の制御パルスを得るには、

キャリア ＞ Ｄ_１ のとき、 ＯＮ

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_１ のとき、 ＯＦＦ
として幅狭のＯＮとなる矩形信号を得る。

第４スイッチＳ_４用の制御パルスを得るには、

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_１ のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ Ｄ_１ のとき、 ＯＦＦ
として幅狭のＯＦＦとなる矩形信号を得る。

なお、パルス生成手段６２では、第１スイッチＳ_１及び第３スイッチＳ_３の間、また第２スイッチＳ_２及び第４スイッチＳ_４との間とがアーム短絡しないように、デッド・タイムを生成する。

したがって、図６（ａ）の最下段に示すように、上記各矩形信号を組み合わせた３つの電圧値の矩形パルスからなる交流電圧が、電圧型インバータ３からの一定の電力出力（電圧型インバータ３の出力線間電圧V_inv）として得られる。

なお、上記では３値の電圧での矩形交流電圧を得るようにしたが、これに限る必要はなく、たとえば図６（ｂ）に示すように、２値の電圧を有する矩形パルスによる交流波を得るようにしても良い。この場合、矩形パルスを用いたデューティ比５０％の波形で制御するようにして、第１スイッチＳ_１と第４スイッチＳ_４とを矩形パルスの同波形とするとともに、第２スイッチＳ_２と第３スイッチＳ_３とを矩形パルスの反転波形とする。したがって、本ケースの場合、デューティ演算部を省略することができ、電圧型インバータ３の制御をより簡単な構成でより簡単に制御できる。

また、図２に戻って、負荷ＣＣ／ＣＶ切替部６５では、負荷制御部２１からの負荷ＣＣ／ＣＶ指令に応じて負荷１１の制御方法を、負荷ＣＣ制御と負荷ＣＶ制御との間で切り替える。

負荷ＣＣ／ＣＶ指令が負荷ＣＣ指令であった場合には、負荷ＣＣ制御部６６により、負荷電流が負荷制御部２１からの負荷電流指令に一致するようにフィードバック制御を行う。

一方、負荷ＣＣ／ＣＶ指令が負荷ＣＶ指令であった場合には、負荷ＣＶ栄魚部６７により、負荷電圧が負荷制御部２１からの負荷電圧指令に一致するようにフィードバック制御する。

図７に、上記負荷ＣＣ制御部６６の構成を示す。同図に示すように、負荷ＣＣ制御部６６は、負荷制御部２１からの負荷電流指令値から負荷電流値を引き算して得た差を演算する減算器６６Ａと、一次ＣＣ・ＣＶ切替部６１からのＣＣ／ＣＶ指令が入力され、かつ減算器６６Ａからの差が入力されてＰＩ制御などの電流制御を行い、デューティ比Ｄ_５を決める一次ＣＣ負荷ＣＣ制御部６６Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＣ制御部６６Ｃと、このデューティ比Ｄ_５を受けて短絡スイッチＳ５を駆動するパルスを生成するパルス生成部６６Ｄと、を有する。なお、一次ＣＣ負荷ＣＣ制御部６６Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＣ制御部６６Ｃとは、一次側の一次ＣＣ／ＣＶの切り替えに応じた異なるゲインを設定するようにしてある。

図８に、上記負荷ＣＶ制御部６７の構成を示す。同図に示すように、負荷ＣＶ制御部６７は、負荷ＣＣ制御部６６と同様に、負荷制御部２１からの負荷電圧指令値から負荷電圧値を引き算して得た差を演算する減算器６７Ａと、この差が入力されてＰＩ制御などの電流制御を行い、デューティ比Ｄ_５を決める一次ＣＣ負荷ＣＶ制御部６７Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＶ制御部６７Ｃと、このデューティ比Ｄ_５を受けて短絡スイッチＳ_５を駆動するパルスを生成するパルス生成部６７Ｄと、を有する。なお、一次ＣＣ負荷ＣＶ制御部６７Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＶ制御部６７Ｃとは、一次側の一次ＣＣ／ＣＶの切り替えに応じた異なるゲインを設定するようにしてある。

パルス生成部６６Ｄ及びパルス生成部６７Ｄにあっては、図９に示すように、キャリアとデューティ比Ｄ_５との比較により、短絡スイッチＳ_５用の制御パルスを以下のようにそれぞれ生成する。

すなわち、短絡スイッチＳ_５用の制御パルスを得るには、

キャリア ＜ｏｒ＝ Ｄ_５ のとき、 ＯＮ

キャリア ＞ Ｄ_５ のとき ＯＦＦ
として幅広のＯＦＦとなる矩形信号を得る。

なお、キャリアの周波数は、電圧型インバータ３のキャリア周波数の２倍の周波数とすると良い。

次に、上記短絡スイッチＳ_５の具体的な動作につき、図１０に基づき説明する。図１０は、本実施例の給電装置を用いたシミュレーション結果を示す図であり、図１０（ａ）は、電圧型インバータ３が定電流制御された場合の受電コイルＬ_２の電流、負荷１１の電圧、短絡スイッチＳ５に加えられる制御パルスの時間波形を示す。時間Ｔ_１秒において短絡スイッチＳ_５をＯＮにすると、負荷１１に電力が供給されなくなるため負荷電圧は下降する。次いで、Ｔ_２秒において短絡スイッチＳ_５をＯＦＦにすると、負荷１１に電力が供給されるため負荷電圧が上昇する。Ｔ_３秒、Ｔ_４秒においてもそれぞれＴ_１秒、Ｔ_２秒と同様になる。したがって、Ｔ_１−Ｔ_２区間のＯＮ区間とＴ_２−Ｔ_３区間のＯＦＦ区間との比に相当するデューティ比を制御することで負荷電圧を制御することができることになる。

一方、図１０（ｂ）は、電圧型インバータ３が定電圧制御された場合の受電コイルＬ_２の電流、負荷１１の電圧、短絡スイッチＳ５に加えられる制御パルスの時間波形を示す。時間Ｔ_１秒において短絡スイッチＳ_５をＯＮにすると、受電コイルＬ_２に流れる電流が増える。次いで、Ｔ_２秒において短絡スイッチＳ_５をＯＦＦにすると、受電コイルＬ_２の電流が負荷１１に供給されるため、負荷電圧を昇圧することができる。Ｔ_３秒、Ｔ_４秒においてもそれぞれＴ_１秒、Ｔ_２秒と同様になる。したがって、Ｔ_１−Ｔ_２区間のＯＮ区間とＴ_２−Ｔ_３区間のＯＦＦ区間との比に相当するデューティ比を制御することで受電コイルＬ_２に流れる電流を制御、すなわちそのインダクタンス成分を利用することで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのリアクトルを用いることなく負荷電圧を昇圧制御することができることになる。

図１１、図１２は、上記の昇降圧運転をシミュレーションした結果を示す図であり、図１１は、一次側が定電圧制御で時間Ｔ_１−Ｔ_４で短絡スイッチＳ_５へ供給する制御パルスのデューティ比を順次増加させた場合の負荷電圧の時間波形を示している。これによれば、デューティ比の増加に伴って、負荷電圧が上昇していくことが分かる。

一方、図１２は、一次側が定電流制御で時間Ｔ_１−Ｔ_４で短絡スイッチＳ_５へ供給する制御パルスのデューティ比を順次増加させた場合の負荷電圧の時間波形を示している。これによれば、デューティ比の増加に伴って、負荷電圧が減少していくことが分かる。

図１３（ａ）は一次側がＣＶモードである場合のデューティ比と負荷電圧の関係を示したものであり、このＣＶモードではデューティ比に対して負荷電圧がほぼ単純増加する特性となっていることが分かる。

一方、図１３（ｂ）は一次側がＣＣモードである場合のデューティ比と負荷電圧の関係を示したものであり、このＣＣモードではデューティ比に対して負荷電圧がほぼ単純減少する特性となっていることが分かる。

上記の特性から、図７における一次ＣＣ負荷Ｃｃ制御部６６Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＣ制御部６６Ｃにおける各制御ゲインを、また図８における一次ＣＣ負荷ＣＶ制御部６７Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＶ制御部６７Ｃの各制御ゲインを決定する。

以上、説明したように、本発明の実施例１の給電装置にあっては、以下に挙げる効果を得ることができる。

（１） 実施例１の給電装置では、電圧型インバータ３を定電圧制御する場合には、短絡スイッチＳ_５を閉にしたときに給電コイルＬ_１、受電コイルＬ_２に流れる電流が増加するのに対し、短絡スイッチＳ_５を開にしたときには負荷１１側に電流が流れるので、整流器１０の出力端電圧を昇圧することができる。一方、電圧型インバータ３を定電流制御する場合には、短絡スイッチＳ_５を閉にしたときに負荷１１側に電流が流れなくなるので、整流器１０の出力端電圧を降圧させることができる。したがって、この二つのモードを切り替えることで、昇降圧制御を行うことが可能となる。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するリアクトルやダイオードなどを必要とする従来技術の安定化給電装置を不要として部品点数を削減することにより装置の小型化を図ることができ、またリアクトルやＤＣ−ＤＣコンバートを構成する複数のダイオード等のコスト分を削減できる。

また、図１４に示すように、受電コイルＬ_２に直列にコンデンサＣ_３を配置し、他は図１と同じ構成にして、給電コイルＬ_１を地上に設置し受電コイルＬ_２を車両に搭載して非接触で車両のバッテリを充電する場合のように、車高や車両の位置で相互インダクタンスが変化し、結合係数が大きく変化する場合にあっても、実施例１の給電装置は従来のＤＣ−ＤＣコンバータなしで出力電圧の昇降圧制御が可能であり、リアクトルレスとなって、軽量化、小型化、コスト低減が可能である。

また、負荷１１に対する制御を主に二次側で行うことによって、一次側の電源の制御を簡単に行うことができるので、一次側の電源設備を低コスト化することができる。また、給電コイルＬ_１の出力端子に並列コンデンサを接続して電源出力を電流型にする場合に比べても、コイルと並列コンデンサとの間の共振電流を減らすことができるため、給電コイルＬ_１の効率が向上する。

（２） 実施例１の給電装置では、一次側の定電流制御、定電流制御を結合係数に応じて切り替えることができるようにしたため、図１４の場合のようにあっても変化する合係数に応じた最適な制御方法を選択することが可能となるため、給電装置の効率を最適化することが可能となる。

（３） 実施例１の給電装置では、一次側の定電流制御、定電流制御を整流器１０の出力電圧値と受電コイル電圧値の大小関係に応じて切り替えるようにしたので、たとえば受電コイル電圧が整流器１０の出力電圧値より低い場合には、昇圧制御を選択し、受電コイル電圧が整流器１０の出力電圧値より高い場合には、降圧制御を選択するようにしたため、負荷に対して昇圧・降圧を切り替えることで負荷に応じた制御が可能となり、効率がよくなる。

（４） 実施例１の給電装置では、短絡スイッチＳ_５のデューティ比を可変することで負荷電圧を制御するので、簡単な構成で負荷電圧を制御でき、給電装置の制御部分を低コスト化できる。

（５） 実施例１の給電装置では、一次側の定電流制御、定電圧制御に応じてそれぞれデューティ比の制御部の切り替えを行うようにしたので、一次側の制御が変化した場合の回路特性に合わせた最適なデューティ制御ができ、給電装置を安定化させることができる。

次に、本発明に係る実施例２の給電装置につき、添付の図に基づき説明する。

実施例２においては、一次側のＣＣ／ＣＶの切り替えに応じて短絡スイッチＳ_５のスイッチング周波数を可変することで、効率を向上させる。なお、実施例２にあっては、実施例１と同じ部品、同じ部分については図中で同じ番号を付し、それらの説明については省略する。

図１４は、実施例２の給電装置の負荷ＣＣ制御部の構成を示している。同図に示すように、負荷ＣＣ制御部は、負荷制御部２１からの負荷電流指令値から負荷電流値を引き算して得た差を演算する減算器６６Ａと、一次ＣＣ／ＣＶ切替部６１からのＣＣ／ＣＶ指令が入力され、かつ減算器６６Ａからの差が入力されてＰＩ制御などの電流制御を行い、デューティ比Ｄ_５を決める一次ＣＣ負荷ＣＣ制御部６６Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＣ制御部６６Ｃと、このデューティ比Ｄ_５と一次ＣＣ／ＣＶ切替部６１からのＣＣ／ＣＶ指令とを受けて短絡スイッチＳ５を駆動するパルスを生成するパルス生成部６６Ｄと、を有する。このパルス生成部６６Ｄは、一次ＣＣ／ＣＶ切替部６１からのＣＣ／ＣＶ指令による一次側のＣＣ／Ｃｖの切り替えに応じて短絡スイッチＳ_５のスイッチング周波数を切り替える。なお、一次ＣＣ負荷ＣＣ制御部６６Ｂおよび一次ＣＶ負荷ＣＣ制御部６６Ｃとは、一次側の一次ＣＣ／ＣＶの切り替えに応じた異なるゲインを設定するようにしてある。

このスイッチング周波数の切り替えにあっては、特にＣＶモードでは、電圧型インバータ３のスイッチング周波数を２Ｎ（Ｎは整数）倍に高く設定するが、ＣＣモードの場合は低く設定して良い。

短絡スイッチＳ_５のスイッチング周波数は、低いほどスイッチング損失を低くできるが、負荷電圧のリップルが大きくなるので、これら間のトレードオフを考慮して設定する。その他の部品、その他の部分は、実施例１と同じ構成である。

上記のように構成することで、実施例２の給電装置では、実施例１の効果に加え、下記の効果を得ることができる。
（６） 実施例２の給電装置では、一次側の定電流制御、定電圧制御の切り替えに応じて短絡スイッチＳ_５のスイッチング周波数を可変するようにしたので、たとえば一次側が定電圧制御である場合にスイッチング周波数を下げることでスイッチング損失を小さくでき、効率が良くなる。また、高周波のスイッチングを行うことで整流器１０の出力端の電圧リップルを低減することが可能となり、コンデンサの損失を小さくでき、効率が良くなる。

（７） 実施例２の給電装置では、一次側を定電圧制御している場合における短絡スイッチＳ_５のスイッチング周波数を、電圧型インバータ３のスイッチング周波数の２Ｎ（Ｎは整数）倍にすることにより一次側電源の電流オフセットが発生しなくなるため、電流容量の大きく高価な半導体素子を用いることなく、電圧インバータ３を構成することができ、その低コストが可能となる。

次に、本発明に係る実施例３の給電装置につき、添付の図に基づき説明する。

実施例３の給電装置においては、実施例１と同様に構成するが、実施例３では負荷ＣＣ制御部６６および負荷ＣＶ制御部６７を、短絡スイッチＳ_５のデューティ比を固定し、電圧型インバータ３の出力電圧または出力電流に対する位相を可変にすることで負荷電流を制御するように構成する。この実施例３の負荷ＣＣ制御部６６および負荷ＣＶ制御部６７は、本発明の位相制御手段を構成する。

図１５に、一次側をＣＶモードにし、短絡スイッチＳ_５のデューティ比を０．５として位相を可変した場合の負荷電圧の変化を示す。この場合は、負荷電圧が位相θ１を境に図中左側が単純減少、図中右側が単純増加となる特性を示す。したがって、この特性を用いて、位相の範囲をθ１以上に制限して負荷電圧を制御する。

また、図１６（ａ）に位相を２４０度とした場合の、また図１６（ｂ）に位相を１５０度とした場合の受電コイルＬ_２での電流と短絡スイッチＳ５のパルス波形とを示す。これらから、短絡スイッチＳ_５へのパルスの位相を可変することで、短絡スイッチＳ_５がＯＦＦしたときの電流を可変することができるのが分かる。負荷１１の電圧は、短絡スイッチＳ_５がＯＦＦした瞬時の電流が大きいほど高くなるので、この特性を利用して負荷電圧を制御する。なお、その他の部品、その他の部分は、実施例１と同じであり、それらの説明は省略する。

上記のように構成することで、実施例３の給電装置では、上記効果に加え、下記の効果を得ることができる。
（８） 実施例３の給電装置にあっては、短絡スイッチＳ_５のスイッチングの位相を可変して負荷電圧を制御するようにしたので、デューティ比一定としても負荷電圧を制御することが可能となり、簡単な構成で済み、給電装置の制御部分の低コスト化ができる。

（９） また、実施例３の給電装置にあっては、負荷電圧と位相との関係を単純減少か、または単純増加となる範囲を利用して制御することで、簡単な構成で負荷電圧を制御でき、給電装置の制御部分の低コスト化ができる。

以上のように、本発明の給電装置を上記のように構成した各実施例に基づき、説明してきたが、本発明はこれらの実施例に限られることなく、本発明の要旨を逸脱しないかぎり、設計変更や変形例は本発明に含まれる。

たとえば、実施例１の給電回路を図１７〜図１９のように一部変更して構成しても良い。

すなわち、図１７に示すように、受電コイルＬ_２に直列にコンデンサＣ_３を接続してこれらで二次側の共振回路を構成するようにしても良い。

また、図１８に示すように、一次側の共振回路を絶縁トランス１９と一次コンデンサＣ_２とコンデンサＣ_５とから構成し、一次コンデンサＣ_２を電圧型インバータ３に直列に接続し、絶縁トランス１９の２次側にコンデンサＣ_５と給電コイルＬ_１とを並列に接続するとともに、受電コイルＬ_２に直列にコンデンサＣ_３を接続してこれらで二次側の共振回路を構成するようにしても良い。

また、図１９に示すように、一次側の共振回路を、共振用リアクトルＬ_３と並列コンデンサＣ_５とで構成し、共振用リアクトルＬ_３を電圧型インバータ３に直列に接続し、並列コンデンサＣ_５を給電コイルＬ_１に並列に接続するとともに、受電コイルＬ_２に直列にコンデンサＣ_３を接続してこれらで二次側の共振回路を構成するようにしても良い。

これらの変形例にあっても、実施例１と同様の効果を得ることができる。

本発明の給電装置は、電気モータで走行する車両に適用したが、これに限られず、電磁誘導作用を利用する他の非接触給電装置に用いることも可能である。

Ｌ_１ 給電コイル
Ｌ_２ 受電コイル
Ｃ_１〜Ｃ_５ コンデンサ
Ｓ_５ 短絡スイッチ（短絡手段）
１ 交流電源部
２ 整流部
３ 電圧型インバータ(電力変換手段)
４ 共振回路
１０ 整流器
１１ 負荷
１４ 供電側回路
１５ 受電側回路
１６ 電力変換制御部
２０ 平滑コンデンサ
６１ 一次ＣＣ・ＣＶ切替部
６２ 一次電圧制御部（定電圧制御手段）
６３ 一次電流制御部（定電流制御手段）
６４ パルス生成部（定電圧制御手段、定電流制御手段）
６５ 負荷ＣＣ／ＣＶ切替部
６６ 負荷ＣＣ制御部（第１のデューティ制御手段、位相制御手段）
６７ 負荷ＣＶ制御部（第２のデューティ制御部、位相制御手段）

Claims (9)

1. コイルもしくは導線からなり、電源からの交流電力を通電する給電コイルと、
   少なくとも１つ以上のコイルからなり、前記給電コイルとの間での電磁誘導作用により出力電圧を発生可能な受電コイルと、
   前記給電コイルに高周波電流を通電する電力変換手段と、
   前記受電コイルの交流電圧を整流する整流器と、
   前記受電コイルを短絡可能な短絡手段と、
   前記電力変換手段の出力を一定電流に制御する定電流制御手段と、
   前記電力変換手段の出力を一定電圧に制御する定電圧制御手段と、
   前記定電流制御手段と前記定電圧制御手段と前記短絡手段とを切り替えて電力供給の対象となる負荷への出力を制御する定電流制御／定電圧制御切替手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
2. 請求項１に記載の給電装置において、
   前記定電流制御／定電圧制御切替手段は、前記給電コイルと前記受電コイルとの結合係数に応じて定電流制御と定電圧制御とを切り替えるようにしたこと、を特徴とする給電装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の給電装置において、
   前記定電流制御／定電圧制御切替手段は、前記受電コイルの電圧と前記整流器の出力電圧を検出し、
   前記受電コイルの電圧値と前記整流器の出力電圧値との大小関係に応じて定電流制御と定電圧制御とを切り替えるようにしたこと、を特徴とする給電装置。
4. 請求項３に記載の給電装置において、
   前記短絡手段を双方向スイッチで構成し、
   該短絡手段のスイッチング周波数とデューティ比と位相とを制御する短絡制御手段を設け、
   該短絡制御手段は、前記定電流制御と前記定電圧制御との切り替えに応じて前記短絡手段のスイッチング周波数を切り替えること、を特徴とする給電装置。
5. 請求項３に記載の給電装置において、
   前記短絡制御手段は、前記電力変換手段の定電圧運転時に該電力変換手段のスイッチング周波数の２Ｎ（Ｎは整数）倍の周波数で前記短絡手段をスイッチングすること、を特徴とする給電装置。
6. 請求項５に記載の給電装置において、
   前記短絡制御手段は、前記短絡手段のスイッチングのデューティ比を可変とすること、を特徴とする給電装置。
7. 請求項６に記載の給電装置において、
   前記短絡制御手段は、前記電力変換手段が定電流運転の場合に前記短絡手段のデューティ比を制御する第１のデューティ制御手段と、
   前記電力変換手段が定電圧運転の場合に前記短絡手段のデューティ比を制御する第２のデューティ制御手段と、を備え、
   前記電力変換手段の定電流運転と定電圧運転との切り替えに応じて前記第１のデューティ制御手段と前記第２のデューティ制御手段とを切り替えること、を特徴とする給電装置。
8. 請求項７に記載の給電装置において、
   前記短絡制御手段は、すること、前記電力変換手段の高周波電圧または高周波電流に対する前記短絡手段のスイッチングの位相を制御する位相制御手段を備え、前記短絡手段の位相を可変することで前記負荷への出力電圧を制御すること、を特徴とする給電装置。
9. 請求項８に記載の給電装置において、
   前記位相制御手段は、前記負荷への出力電圧と位相との関係が単純減少または単純増加となる範囲で位相制御すること、を特徴とする給電装置。

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