CN106877645A - 一种零电压转换半无桥功率因数校正变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种零电压转换半无桥Boost PFC变换器。本发明提出的变换器只需增加一个快恢复二极管D7即可替换RCD箝位网络，抑制了辅助开关管准零电流关断时的寄生振荡，简化了变换器拓扑；而且，当辅助开关管关断时激磁电流被导入其寄生电容中，并被电路充分利用，提升了变换器整机效率。此外，本发明提出的变换器还实现了主开关管的零电压开关和升压二极管的自然开关，电路中各连通二极管也都实现了自然开关。本发明提出的变换器解决了现有技术中变换器拓扑复杂、成本较高、整机效率偏低的技术问题，在实际应用中具有良好的可推广性。

Description

一种零电压转换半无桥功率因数校正变换器
技术领域
本发明涉及一种软开关功率因数校正变换器，更具体的，涉及一种应用于大、中功率场合的零电压转换功率因数校正变换器。
背景技术
在各类电力电子装置前级增加单相功率因数校正变换器是目前解决电网谐波污染的主要途径。在单相功率因数校正变换器拓扑中，通用的无桥Boost PFC变换器由于大幅降低了导通损耗，成为大、中功率应用场合较为理想的变换器拓扑。但其固有的高共模干扰给它在工业界的应用带来很大的局限性。针对上述问题，已有文献提出了半无桥Boost PFC变换器，如图1所示。该变换器通过增加两个回路二极管(慢恢复二极管)将电源与功率地连接起来，大幅降低了无桥Boost PFC变换器的共模干扰。同时保留了无桥Boost PFC变换器导通损耗低的优势，并适合工作于电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，是无桥Boost PFC变换器中最有发展前途的改进变换器拓扑。
半无桥Boost PFC变换器仅降低了导通损耗，对于降低开关损耗，目前的研究主要集中在零电压转换技术(Zero-Voltage Transition,ZVT)上。总体而言，ZVT技术均可大幅减小变换器升压二极管的反向恢复损耗，实现主开关管的零电压开关(Zero-VoltageSwitching,ZVS)并且不增加主开关器件的电压应力。而如何降低辅助开关管的开关损耗是进一步提升效率的关键。目前，ZVT技术的研究可分为两类，其一是在主电路中增加各类以谐振电感和谐振电容为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的软关断；其二是在主电路中增加各类以自耦变压器为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的准零电流关断(Zero-Current Switching,ZCS)。相较而言，后一类方案可以进一步减小辅助开关管的关断损耗，提升整机效率。但由于自耦变压器在辅助开关管关断时存在激磁电流，形成环流后使得谐振电感与辅助开关管寄生电容产生寄生振荡。这会降低此类变换器的功率因数，同时还增加了辅助开关管的关断损耗。
为解决以上问题，专利CN202034900U公开了一种ZVT半无桥Boost PFC变换器拓扑，如图2所示。该变换器的有源辅助谐振支路增加了一个RCD箝位网络，由箝位二极管Dc、箝位电容Cc和箝位电阻Rc组成。其作用是当辅助开关管关断时，大部分自耦变压器激磁电流被导入RCD箝位网络并在箝位网络中消耗掉，进而在辅助开关管实现准ZCS关断的同时抑制其寄生振荡。这种方法存在两个主要问题，其一，RCD箝位网络会使得变换器拓扑复杂化并增加其体积和成本；其二，自耦变压器激磁能量全部在电路中被消耗掉，而RCD箝位网络自身也存在一定的损耗，因此无法提升整机效率。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种ZVT半无桥功率因数校正变换器，同样可以实现辅助开关管的准ZCS关断并抑制其寄生振荡，还能够解决现有技术中变换器拓扑复杂、成本较高、整机效率偏低的技术问题。
本发明提出的一种ZVT半无桥功率因数校正变换器，包括半无桥Boost PFC变换器主电路和有源辅助谐振支路；其中：
所述半无桥Boost PFC变换器主电路包括第一升压电感、第二升压电感、第一主开关管、第二主开关管、第一二极管、第二二极管、第八二极管、第九二极管和滤波电容；主电路中第一二极管阳极接第一主开关管的漏极和第一升压电感一端，第二二极管阳极接第二主开关管的漏极和第二升压电感一端；第一升压电感另一端和第八二极管阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感另一端和第九二极管阴极相连，用于接输入电源的另一端。
所述有源辅助谐振支路包括辅助开关管、谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、自耦变压器、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管；所述第十二极管、第十一二极管反并联于两个主开关管两端，第一谐振电容、第二谐振电容并联于两个主开关管两端；所述第十二二极管反并联于辅助开关管两端，第三谐振电容并联于辅助开关管两端；所述第三二极管、第四二极管阳极分别接于两个升压电感一端，阴极接于谐振电感一端；所述自耦变压器具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，输入端接于谐振电感另一端，公共绕组公共端接于辅助开关管的漏极和第六二极管阳极，串联绕组输出端接于第五二极管阳极和第七二极管阴极；所述第一二极管、第二二极管、第五二极管、第六二极管阴极连接到滤波电容正极；所述第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管阳极，第一主开关管、第二主开关管、辅助开关管的源极，第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容一端一起连接到滤波电容负极；滤波电容两端用于外接负载。
其中，第八二极管、第九二极管为慢恢复二极管；第十二极管、第十一二极管、第十二二极管由各开关管体二极管替代；第三谐振电容由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感电感值应包含自耦变压器等效漏感值。
相对于现有技术，本发明提出的变换器具有三个优势：其一，变换器只需要增加一个快恢复二极管D7即可替换RCD箝位网络，抑制了辅助开关管关断时的寄生振荡，简化了变换器拓扑，减少了其体积和成本；其二，当辅助开关管关断时激磁电流被导入辅助开关管寄生电容中，并被电路充分利用，提升了变换器整机效率。
附图说明
图1是已有文献公开的半无桥Boost PFC变换器拓扑；
图2是专利CN202034900U公开的变换器拓扑；
图3是本发明提出的变换器拓扑；
图4是变换器平均电流控制策略的电路实现；
图5是变换器关键波形；
图6是变换器工作模态分析。
本发明中，所有的标号是统一的：
第一主开关管-S1、第二主开关管-S2、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一二极管-D1、第二二极管-D2、第八二极管-Da、第九二极管-Db、滤波电容-Co；辅助开关管-Sr、自耦变压器-Tr、谐振电感-Lr、第一谐振电容-CS1、第二谐振电容-CS2、第三谐振电容-CSr、第三二极管-D3、第四二极管-D4、第五二极管-D5、第六二极管-D6、第七二极管-D7、第十二极管-DS1、第十一二极管-DS2、第十二二极管-DSr。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本实施例所述的ZVT半无桥功率因数校正变换器，如图3所示，包括半无桥BoostPFC变换器主电路和有源辅助谐振支路，其中：
所述半无桥Boost PFC变换器主电路包括第一升压电感、第二升压电感、第一主开关管、第二主开关管、第一二极管、第二二极管、第八二极管、第九二极管和滤波电容；主电路中第一二极管阳极接第一主开关管的漏极和第一升压电感一端，第二二极管阳极接第二主开关管的漏极和第二升压电感一端；第一升压电感另一端和第八二极管阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感另一端和第九二极管阴极相连，用于接输入电源的另一端。
所述有源辅助谐振支路包括辅助开关管、谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、自耦变压器、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管；所述第十二极管、第十一二极管反并联于两个主开关管两端，第一谐振电容、第二谐振电容并联于两个主开关管两端；所述第十二二极管反并联于辅助开关管两端，第三谐振电容并联于辅助开关管两端；所述第三二极管、第四二极管阳极分别接于两个升压电感一端，阴极接于谐振电感一端；所述自耦变压器具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，输入端接于谐振电感另一端，公共绕组公共端接于辅助开关管的漏极和第六二极管阳极，串联绕组输出端接于第五二极管阳极和第七二极管阴极；所述第一二极管、第二二极管、第五二极管、第六二极管阴极连接到滤波电容正极；所述第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管阳极，第一主开关管、第二主开关管、辅助开关管的源极，第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容一端一起连接到滤波电容负极；滤波电容两端用于外接负载。
其中，第八二极管(Da)、第九二极管(Db)为慢恢复二极管；第十二极管(DS1)、第十一二极管(DS2)、第十二二极管(DSr)由各开关管体二极管替代；第三谐振电容(CSr)由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感(Lr)电感值应包含自耦变压器(Tr)等效漏感值。
本发明提出的变换器适用于CCM，可采用的控制策略包括平均电流控制、单周期控制等。本实例选用平均电流控制策略，控制芯片选用UC3854，其电路实现如图4所示。图中由UC3854产生的SPWM信号vg为初始门极驱动信号，经脉冲移相电路、逻辑控制电路和门极驱动电路产生主开关管S1、S2和辅助开关管Sr的门极驱动信号vg1、vg2和vgr，实现了S1、S2与Sr的交错控制。变换器适用的开关频率为20kHz～200kHz之间，开关频率过低则整机效率提升有限，过高则对自耦变压器的制作和辅助开关管的选取带来难度。
为方便分析，假定所有开关管和二极管均为理想器件，不考虑开通时间、导通压降等问题。在一个开关周期内，升压电感L1和L2可以作为一个恒定输出的电流源Iin；输出电容滤波Co可以作为一个恒定的电压源Vo。变换器关键波形如图5所示，波形从上到下依次为主开关管S1的驱动信号vg1；辅助开关管Sr的驱动信号vgr；谐振电感Lr的电流iLr；S1的漏-源电压vS1和电流iS1；升压二极管D1的电压vD1和电流iD1；Sr的漏-源电压vSr和电流iSr；激磁电感Lm的电流iLm；连通二极管D5、D6、D7的电流iD5、iD6、iD7。一个典型开关周期工作模态分析如图6所示。
模态0[t10～t0)：在t0之前是模态0，此时主开关管S1和辅助开关管Sr均关断。升压电感电流即为输入电流Iin，其大部分通过iD1流入负载Vo中，小部分继续通过iLr经由谐振电感Lr和自耦变压器Tr分解为ip、is流入Vo中。激磁电流iLm保持在一个较小值续流。
模态1[t0～t1)：在t0时刻开始模态1，此时对Sr施加驱动信号，由于Lr的存在，iLr从零开始线性增加，Sr可实现软开通。iD1线性减小，ip和is开始线性增大，iLm开始通过Sr线性增长。
模态2[t1～t2)：在t1时刻开始模态2，此时iD1减小到零，D1自然关断，而S1尚未开通，D1反向恢复损耗接近为零。Lr与S1并联电容CS1开始谐振，CS1放电，vS1从Vo开始减小，Lr充电，iLr、ip和is继续增大，iLm继续通过Sr线性增长。
模态3[t2～t3)：在t2时刻开始模态3，此时iLr达到此开关周期电流最大值，vS1减小到零。在此模态任意时刻对S1施加驱动信号，S1均可实现ZVS开通，开通损耗为零。在t2时刻以后，S1的反向电流iS1开始线性增加，存储在Lr中的能量开始释放，iLr、ip和is开始线性减小，iLm继续通过Sr线性增长。
模态4[t3～t4)：在t3时刻开始模态4，此时S1已ZVS开通，iS1从零开始线性增加。iLr、ip和is继续线性减小，iLm通过Sr线性增长达到此开关周期最大值ILm。
模态5[t4～t5)：在t4时刻开始模态5，此时Lr中存储的能量已全部被释放，iLm达到ILm并续流，D5自然关断。
模态6[t5～t6)：在t5时刻开始模态6，此时对Sr撤除驱动信号，Sr可实现准ZCS关断。D3自然关断，iLm注入Sr的寄生电容CSr中，当iLm减小到零时，Tr完成磁复位。
模态7[t6～t7)：在t6时刻开始模态7，此时有源辅助谐振支路停止工作，ZVT半无桥Boost PFC主电路继续工作。
模态8[t7～t8)：在t7时刻开始模态8，此时对S1撤除驱动信号，S1可实现软关断，关断损耗远小于硬关断。Iin给CS1充电，vS1从零开始线性增加。
模态9[t8～t9)：在t8时刻开始模态9，此时iLr、ip和is从零开始增加，iLm从零开始增长。iLm和ip一起给CSr充电，vS1继续增加至Vo。
模态10[t9～t10)：在t9时刻开始模态10，此时D1自然开通，大部分Iin开始经iD1流入Vo中。iLr、ip和is继续增加，iD1开始减小，iLm继续增长，vSr继续增加至Vo。本模态结束，电路回到下一个开关周期过程。
可见，在模态6[t5～t6)开始前，iLr已减少为零，激磁电流iLm达到此开关周期最大值ILm。在t5时刻撤除辅助开关管Sr的驱动信号，Sr可实现准ZCS关断。此时，连通二极管D7为释放激磁电流iLm构建了一个独立电流回路，激磁电流iLm不再流过Lr，抑制了Lr与CSr之间的寄生振荡。同时激磁电流被导入辅助开关管输出寄生电容中，并在后续模态中被充分利用。
从以上模态分析可知，本发明提出的变换器实现了主开关管的ZVS和升压二极管的自然开关，与此同时还实现了辅助开关管的准ZCS并抑制了其关断时的寄生振荡，电路中各连通二极管也都实现了自然开关。本发明提出的变换器拓扑简单、成本低廉、整机效率较高，在实际应用中具有良好的可推广性。
上述对实施实例的描述是在大量实验的基础上得到的结论，目的是为便于该技术领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种零电压转换半无桥功率因数校正变换器，其特征在于，包括半无桥Boost PFC变换器主电路和有源辅助谐振支路；其中：
所述半无桥Boost PFC变换器主电路用于功率因数校正，其包括第一升压电感(L1)、第二升压电感(L2)、第一主开关管(S1)、第二主开关管(S2)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第八二极管(Da)、第九二极管(Db)和滤波电容(Co)；
其中：主电路中第一二极管(D1)阳极接第一主开关管(S1)的漏极和第一升压电感(L1)一端，第二二极管(D2)阳极接第二主开关管(S2)的漏极和第二升压电感(L2)一端；第一升压电感(L1)另一端和第八二极管(Da)阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感(L2)另一端和第九二极管(Db)阴极相连，用于接输入电源的另一端；
所述有源辅助谐振支路用于实现变换器各开关器件的软开关，其包括辅助开关管(Sr)、谐振电感(Lr)、第一谐振电容(CS1)、第二谐振电容(CS2)、第三谐振电容(CSr)、自耦变压器(Tr)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第十二极管(DS1)、第十一二极管(DS2)和第十二二极管(DSr)；
其中：所述第十二极管(DS1)、第十一二极管(DS2)分别反并联于两个主开关管(S1、S2)两端，第一谐振电容(CS1)、第二谐振电容(CS2)分别并联于两个主开关管(S1、S2)两端；所述第十二二极管(DSr)反并联于辅助开关管(Sr)两端，第三谐振电容(CSr)并联于辅助开关管(Sr)两端；所述第三二极管(D3)、第四二极管(D4)阳极分别接于两个升压电感(L1、L2)一端，阴极共同接于谐振电感(Lr)一端；所述自耦变压器(Tr)具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，输入端接于谐振电感(Lr)另一端，公共绕组公共端接于辅助开关管(Sr)的漏极和第六二极管(D6)阳极，串联绕组输出端接于第五二极管(D5)阳极和第七二极管(D7)阴极；所述第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)阴极连接到滤波电容(Co)正极；所述第七二极管(D7)、第八二极管(Da)、第九二极管(Db)、第十二极管(DS1)、第十一二极管(DS2)、第十二二极管(DSr)阳极，第一主开关管(S1)、第二主开关管(S2)、辅助开关管(Sr)的源极，第一谐振电容(CS1)、第二谐振电容(CS2)、第三谐振电容(CSr)一端一起连接到滤波电容(Co)负极；滤波电容(Co)两端用于外接负载。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第八二极管(Da)、第九二极管(Db)为慢恢复二极管；第十二极管(DS1)、第十一二极管(DS2)、第十二二极管(DSr)由各开关管体二极管替代；第三谐振电容(CSr)由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感(Lr)电感值应包含自耦变压器(Tr)等效漏感值。
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