CN201146458Y - 低噪声的无桥单极隔离变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型是一种低噪声的无桥单极隔离变换器,这种隔离变换器包括:储能电感(L1a、L1b)、续流二极管(D1、D2)、用于降低噪声的电容(C1、C2)、功率开关(M1、M2)、谐振电容(C6)、储能电容(C5)、隔离变压器(T1)、及输出的整流滤波器件。其特点是:电容C1和续流二极管D1并联,电容C2和续流二极管D2并联,C1、C2降低了D1、D2的电压变化率,从而降低噪声;隔离变换器工作在谐振状态下,恰好弥补了无桥PFC的不足,即谐振电流降低了M1、M2的电压变化率和电流变化率,降低了M1、M2的开关噪声,从而使整体电路做到低噪声。上述两个特点均从根源上降低了EMI,使本实用新型实用化。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于降低无桥单级隔离变换器EMI(电磁干扰)噪声的方法。无桥单级变换器的意义是:无输入整流桥,完成现有技术的整流功能,同时完成PFC(功率因数校正)和隔离变换电压的功能。
背景技术
近年来,出现了结构较简单、成本低、功率密度高的无桥单极功率因数校正(PFC)隔离变换器,它可同时实现对输入电流波形的校正和对输出电压的调整。这种变换器中无桥PFC电路具有简单的电路结构以及较高的效率,但是电路却有严重的EMI噪声。目前这一噪声问题还无法解决,使无桥单极PFC隔离变换器只是停留在研究阶段,还无法工业化。再加上隔离变换器产生的EMI噪声,使整个方案无法实用。
更传统的带有功率因数校正的隔离变换器多是两级方案,一般使用两个控制器,一个用来控制储能电容上的电压和输入电流,使之成正弦波,另一个用来控制隔离变换器的输出电压,使之保持恒定。这种变换器具有很高的功率因数和很好的输出特性,但结构复杂,成本高,并且,功率经过两次处理,功率密度低。
现有技术1为中国专利200510134317.5公开的一种降低无桥PFC的EMI噪声的方法,参见图1。这种方法以高频旁路的方式工作,能够减少一部分进入AC电源的干扰。但并未从根源上面处理EMI问题,即没有处理快速的电压及电流变化。
现有技术2是一种简洁的变换方式,参见图2。但是电路没有应对快速的电压和电流变化的策略,使电路具有较大的EMI噪声,还未达到实用水平。
发明内容
本发明的目的是,降低无桥单极隔离变换器的EMI噪声,同时实现PFC功能。解决EMI噪声问题最根本的方法是降低电压变化和电流变化的速度。用于本发明的EMI降噪电路使用了额外的谐振电容,同时利用隔离变换器的谐振状态,去降低无桥PFC的干扰,使整体电路做到低EMI噪声。同时减少了开关的损耗,简化了设计,降低成本。
为了实现上述目的,本发明包括:储能电感(L1a、L1b)、续流二极管(D1、D2)、用于降低噪声的电容(C1、C2)、储能电容(C5)、功率开关(M1、M2)构成无桥PFC(功率因数校正)。
其特点是:电容C1和续流二极管D1并联,电容C2和续流二极管D2并联,C1、C2降低了D1、D2的电压变化率,从而降低EMI噪声。
复用的功率开关(M1、M2),谐振电容(C6)、隔离变压器(T1)、及输出的整流滤波器件,构成隔离谐振变换器。
其特点是:令隔离变换器工作在谐振状态下,工作电流近似正弦波,此正弦电流使M1、M2零电压开通,降低了M1、M2的电压变化率和电流变化率,从而降低EMI噪声。
上述两个特点均从根本上解决EMI噪声问题,使本发明实用化。
附图说明
图1:现有技术1
图2:现有技术2
图3:本发明第一实施例电路图
图4:工作状态1
图5:工作状态2
图6:工作状态3
图7:工作状态4
图8:无C1、C2,非谐振隔离变换器 多点波形
图9:C1、C2为1n时,谐振的隔离变换器 多点波形
图10:C1、C2为20n时,谐振的隔离变换器 多点波形
图11:本发明第二实施例电路图
具体实施方式
图3本发明第一实施例,左虚线框为无桥PFC部分,右虚线框为隔离谐振变换器部分。2点和d点为电压波形V(D2:2)和V(M2:d)的测试点。L1a、L1b可以是同一电感器的两个绕组,也可以是两个独立的电感器。T1a、T1b是同一变压器的两个绕组。D7、D8可以是外接的二极管,也可以是M1、M2的体二极管。M1、M2可以是Mos(场效应管),也可以是其它类型的功率器件,例如三极管等。C0提供各个工作过程的高频通路。AC为输入交流电源。
无桥PFC部分的连接方法为:L1a、L1b的一端连接输入的交流电AC。电容C1与二极管D1并联,电容C2与二极管D2并联,二极管D1、D2串联,中点连接电感L1a的另一端。开关管M1、M2串联,中点连接电感L1b的另一端。D1的阴极与M1的漏极相连,再连接C5的正极;D2的阳极与M2的源极相连,再连接C5的负极。
隔离谐振变换器的连接方法为:谐振电容C6与谐振电感Lr串联,再与变压器T1串联,最后联接到C5的两端。变压器T1的副边绕组T1b联接整流二极管,经过滤波电容后联接负载。如果负载不需整流或滤波,也可省略此过程。
图3至图6指出了关键的工作过程,下面是具体分析:
AC正半周时:
工作状态1,图4:此状态中M1导通,M2关断,AC通过电感L1a,L1b中的电流上升,完成电感储能。M1导通时,电容C5通过L1a,L1b向C2充电;同时C1通过D2对C5放电。充电和放电的周期为2∏ 因为C1同D1并联,C2同D2并联,即D1、D2的电压按C1、C2的放电和充电的周期变化。因(C1+C2)的存在,使得D1、D2的电压变化率大大降低,由其引起的EMI噪声被大大降低。
工作状态2,图5:此状态中M1、M2均关断。电感L1a,L1b的储能通过D1、D7向C5释放。
工作状态3,图6:此状态中M1关断,M2导通,电感L1a,L1b的储能通过D1、M2向C5释放。电容C5在M2导通时,通过L1a,L1b向C1充电;同时C2通过D1对C5放电。充电和放电的周期为2∏ 因为C1同D1并联,C2同D2并联,即D1、D2的电压按C1、C2的放电和充电的周期变化。结果是D1、D2的电压变化率降低。由其引起的EMI噪声被大大降低。
工作状态4,图7:此状态中M1、M2均关断。如果电感L1a,L1b的储能没有完全释放,则继续通过D1、D7向C5释放。
可以看出,在工作状态1到工作状态4中,C1、C2存储的电能是在电路中循环,理论上没有损耗。
AC负半周时,工作过程与此类似。
独立的谐振变换器的原理在许多文章里面均有论述。这里我们引用其结论:电路的工作电流接近正弦波,M1、M2工作在零电压导通模式。这样的特点利用于PFC时,恰好解决了现有无桥PFC的技术难点,即降低了M1、M2引起的EMI噪声。降低EMI噪声的原理为:
专业人员均了解,高的电压变化率和高的电流变化率会产生强EMI噪声,低的电压变化率和低的电流变化率产生弱EMI噪声。
谐振变换器的电流接近正弦形状,参见图9I(T1a)和图10的I(T1a),不仅本身的干扰小,而且在M1,M2的驱动信号到来之前,此电流已经流过M1或M2,使之工作于零电压导通模式,降低了M1、M2在导通时的电压变化率和电流变化率,降低了M1、M2引起的EMI噪声。即谐振变换器可以降低无桥PFC的EMI噪声。作为比较,图8I(T1a)给出非谐振状态的T1a电流。此时的电流无法使M1、M2工作在零电压导通状态。图9I(T1a)和图10的I(T1a)是谐振状态的电流波形,近似正弦波,其负电流可使M1、M2工作在零电压导通状态,从而降低EMI噪声。如果需要进一步降低M1、M2的干扰,可以在M1、M2的漏极和源级各并联电容器C3、C4,此电容器可改变M1、M2的电压变化率和电流变化率,进一步降低EMI噪声。参见图11,本发明第二实施例。
另一方面,由于C1、C2的加入,使D1、D2的上升沿、下降沿按照(L1a+L1b)与(C1+C2)的谐振频率转化,谐振周期为:2∏ 并且(L1a+L1b)与(C1+C2)之间进行的是无损失的能量交换,所以C1、C2的取值范围宽松。首先参看图8的V(D2:2),这是电路中没有C1、C2的电压波形。可以看出:电路中没有C1、C2时,D1、D2的电压变化率很高。当加入了较小的电容C1、C2时:二极管D1、D2在导通和关断时刻的电压变化率变低了,参见图9V(D2:2);当加入了较大的C1、C2时:使D1、D2的电压变化降低到了AC的频率,参见图10V(D2:2)。图9V(D2:2)和图10V(D2:2)两种情况均可降低EMI噪声,后者效果更好。由此可见,C1、C2与D1、D2并联从根源上解决二极管引起的EMI噪声问题。
图8是无C1、C2且非谐振的隔离变换器的多点波形,简述如下:
V(D2:2)是下侧续流二极管的电压波形,其上升沿、下降沿陡峭,并有较多毛刺;
I(T1a)是变压器原边电流,呈现三角波形状,有较大毛刺,电流峰值较高;
Id(M1)是上侧开关管的电流波形,开通瞬间的毛刺很明显;
Id(M2)是下侧开关管的电流波形,开通瞬间的毛刺很明显,并且峰值电流较大;
Vd(M2:d)是下侧开关管的电压波形,为比较整齐的矩形波;
I(V1)是AC的输入电流,呈现三角波形状。
可以看出上述多处存在快速的电压转换,会引起较大的EMI噪声。
图9是C1、C2为1n时,谐振的隔离变换器多点波形,简述如下:
V(D2:2)是下侧续流二极管的电压波形,其上升沿、下降沿按照2∏ 的时间转化,变为缓慢的形态。波形干净,无毛刺,减少了发生高速电压变化的次数,这将减小EMI噪声;
I(T1a)是变压器原边电流,呈现近似正弦波的形状,无毛刺,电流峰值适中;
Id(M1)是上侧开关管的电流波形,电流变化有缓慢的趋势;
Id(M2)是下侧开关管的电流波形,电流变化有缓慢的趋势;
Vd(M2:d)是下侧开关管的电压波形,为比较整齐的矩形波;
I(V1)是AC的输入电流,为圆顶三角波形状。
图10是C1、C2为20n时,谐振的隔离变换器多点波形,简述如下:
V(D2:2)是下侧续流二极管的电压波形,由于C1、C2足够大,谐振的周期2∏ 变得更长,使D1、D2的电压跟随了输入交流点的变化,EMI噪声将更低;
I(T1a)是变压器原边电流,呈现近似正弦波的形状,无毛刺,电流峰值适中;
Id(M1)是上侧开关管的电流波形,电流的变化率有减小的趋势。有一点负电流,这样可保证M1的零电压开通,降低电压变化率,降低了EMI噪声;
Id(M2)是下侧开关管的电流波形,电流的变化率有减小的趋势。有一点负电流,这样可保证M2的零电压开通,降低电压变化率,降低了EMI噪声;
Vd(M2:d)是下侧开关管的电压波形,为比较整齐的矩形波;
I(V1)是AC的输入电流,为三角波形状。
可以看出,图9和图10中,毛刺明显减少,电压的快速变化减少,由其引起的EMI噪声必然减小。
图11是本发明的第二实施例,左虚线框为无桥PFC部分,右虚线框为隔离谐振变换器部分。T1a、T1b、T1c是同一变压器的不同绕组。D7、D8可以是外接的二极管,也可以是M1、M2的体二极管。M1、M2可以是Mos(场效应管),也可以是其它类型的功率器件,例如三极管等。并联与M1、M2的C3、C4可进一步降低EMI噪声。
通过以上分析可得出结论:C1、C2降低了D1、D2的电压变化率,谐振变换器降低了M1、M2的电压变化率和电流变化率,从而使整个电路做到低EMI噪声。本发明具有电路简洁,成本低,EMI噪声小,效率高等优势,具有广阔的应用前景。
以上仅是对某个特定实施例具体介绍,并非对本发明做任何形式的限制,任何熟悉本专业的技术人员,均可利用上述方法及内容做出多种更改、变换,仍属本发明技术方案的范围内。
Claims (2)
1.一种低噪声无桥单级隔离变换器,其特征是:储能电感L1a、L1b、续流二极管D1、D2、用于降低噪声的电容C1、C2、储能电容C5、功率开关M1、M2构成无桥PFC功率因数校正,复用的功率开关M1、M2、谐振电容C6、隔离变压器T1、及输出的整流滤波器件构成隔离谐振变换器。
2.根据权利要求1所述的低噪声无桥单级隔离变换器,其特征是降低噪声的电容C1和续流二极管D1并联,降低噪声的电容C2和续流二极管D2并联,C1、C2降低了D1、D2的电压变化率,从而降低EMI噪声。
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