CN203608082U - 降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及电源管理领域和微电子学的集成电路设计领域。为降低传统Boost型转换器大幅度的电压提升，从而使电路适应更多的应用场合，并且在性能上有进一步的提升。为此，本实用新型采用的技术方案是，降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置，由电感、二极管、开关、电容构成，二极管、电容并接在电感、负输入端之间，电感另一端为正输入端，二极管正向跨接在开关、电容连接电感的端点之间；还包括另一个二极管、另一个开关，正输入端经另一个开关后再输入到电感，在电感与所述另一个开关连接点和负输入端间反向连接所述另一个二极管。本实用新型主要应用于集成电路设计制造。

Description

降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置

技术领域

本实用新型涉及电源管理领域和微电子学的集成电路设计领域,尤其涉及功率因数校正（PFC）技术，适用于升压幅度不高的PFC前端以及单级PFC电路。具体讲，涉及降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置和方法。

背景技术

功率因数校正技术广泛的应用于交流/直流（AC/DC）变换器中，这是因为采用此技术的变换器能够为负载提供接近正弦的输入电流。AC/DC变换器广泛的应用于电源管理、LED驱动、电子镇流器等领域，因此功率因数校正（PFC）技术的研究变得至关重要。目前国际上关于输入电流谐波的标准有美国电气和电子工程师协会（IEEE）的IEEE519标准，国际电工委员会的IEC555-2标准等。除此之外，欧盟国家规定：凡是在欧盟市场进行销售的用电设备均要满足IEC555-2标准；98年该标准经过修订，推出了IEC1000-3-2标准。为满足以上标准，功率因数校正技术得到了广泛的应用。

目前最常用的一种功率因数校正电路的拓扑结构是Boost（升压）结构，因为升压结构具有良好的整形效果，并且可以获得较高的功率因数。Buck（降压）结构由于其输入电流在输入电压过零点附近存在为零的区域使电感电流不连续，从而决定了其不能获得高的功率因数。但是，Boost结构用于功率因数校正电路中有很多固有的缺点：输出电压基本上都要高于400V，高输出电压一方面增加了开关损耗，一方面增加了后级DC/DC变换器的电磁干扰；因为输出电压总是要高于输入电压，开关脉冲的占空比较大；在低线性输入电压的条件下，效率不高；在此的情况下，开关电流较大，这不仅增加了开关管的导通损耗，而且增加了开关损耗，因此，电路在低线性电压的情况下比高线性电压的情况下效率低3%左右。这时，Buck（降压）结构表现出其拓扑结构固有的优势：输出电压总是低于输入电压；在低线性输入电压的条件下，因为开关管的开关损耗很低，从而获得了很高的效率，并且降低了后级DC/DC变换器的电磁干扰。但是，Buck转换器在高输入电压的条件下的开关损耗很大，因此Buck转换器不常作为功率因数校正电路的前级拓扑结构。

Boost拓扑作为最常用的一种功率因数校正电路的结构，其适用的各种控制芯片已经应用成熟，但是因为其高电压输出，后端往往要适用DC/DC变换装置来满足更多的应用场合，在一些功率因数要求不高的场合，增加一级DC/DC变换器大幅提高了成本。因此，降低Boost拓扑的输出电压幅度具有很高的实用意义。

发明内容

本实用新型旨在解决克服现有技术的不足，降低传统Boost型转换器大幅度的电压提升，从而使电路适应更多的应用场合，并且在性能上有进一步的提升。为此，本实用新型采用的技术方案是，降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置，由电感、二极管、开关、电容构成，二极管、电容并接在电感、负输入端之间，电感另一端为正输入端，二极管正向跨接在开关、电容连接电感的端点之间；还包括另一个二极管、另一个开关，正输入端经另一个开关后再输入到电感，在电感与所述另一个开关连接点和负输入端间反向连接所述另一个二极管。

降低Boost型PFC转换器升压幅度的方法，借助于前述装置实现并包括如下步骤：

第一阶段：将所述开关和另一个开关均闭合，电感电流在电源电压的作用下逐渐增加，能量储存在电感中，此阶段持续的时间为t₁；

第二阶段：所述另一个开关闭合，所述开关断开，电感释放储存的能量，电感电流逐渐减小，在电源电压和电感同时对负载电容充电，此阶段持续的时间为t₂；

第三阶段，所述另一个开关和所述开关均断开，此阶段只有电感对负载电容进行充电，电感电流减小的速度大于阶段二，此阶段持续的时间为t₃，根据伏秒法则有如下关系：

V_in×t₁=(V_o-V_in)×t₂+V_o×t₃；（4）

其中，T=t₁+t₂+t₃，T为开关周期；（5）

由（4）（5）得出： $\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{t_1+t_2}{t_2+t_3}=\frac{T-t_3}{T-t_1};---\left(6\right)$

至此，得出了上述两种不同结构的电压增益关系，分别为式（3）和式（6），当要求升压幅度降低时，通过减小t₁，增大t₃两种途径实现V_o/V_in的比值降低；输入电压为V_in，输出电压为V_o。

本实用新型的技术特点及效果：

对于传统的Boost型转换器，输出电压基本上都要高于400V，由此带来了一系列的负面效应。本实用新型所描述的复合型Boost电路，在一个周期内的前两个阶段等效于工作在升压模式，后两个阶段等效于工作在降压模式，通过合理设置每一阶段的时间，原理参照式（5），可以灵活的对升压幅度进行灵活的控制。因此有效改善了传统Boost型转换器输出电压过高这一缺点，进而在保留Boost型转换器优点的情况下，改善了诸多性能，扩大了应用范围。

本实用新型所描述的复合型Boost转换器在作为PFC前级电路时，因为其可以有效降低输出电压的幅度，一方面可以降低后级DC/DC变换器的电磁干扰；另一方面，由于输出电压不必大幅高于输入电压，因此开关脉冲的占空比得到有效降低转换效率得到提高，进而使开关电流与传统的Boost型转换器相比大幅减低，不仅降低了开关管的导通损耗，而且降低了开关损耗。

附图说明

图1：传统Boost型拓扑的工作状态；

图2：增加了一个开关和二极管的改进型Boost结构；

图3：改进的Boost电路工作过程；

图4：传统Boost型转换器的电流波形；

图5：本实用新型所阐述的复合型Boost转换器的电流波形。

具体实施方式

本实用新型与传统的三种拓扑结构的电路相比，复合型Boost+Buck电路在结构上新增了一个开关管和一个二极管。在一个周期内，根据两个开关管不同开关状态的组合，电路工作在三个不同的阶段。一方面通过调节占空比降低了输出电压，一方面增加了一个电感放电阶段使整个过程更为平滑，降低了开关的电压应力，从而能够提升电路的效率，降低成本。

本文实用新型的电路在原有Boost拓扑，如图1，的基础上增加了一个模拟开关和一个二极管，使原来Boost型转换器每个周期的两个工作阶段变为三个。

传统的Boost型转换器工作过程简单描述如下：当开关闭合时，电源对电感充电，充电时间为t₁，开关断开后，电源和电感同时向负载供电，此阶段持续时间为t₂。假设开关频率远远大于交流电频率，即在一个开关周期内输入电压保持恒定，根据伏秒法则有如下关系：

V_in×t₁=(V_o-V_in)×t₂；（1）

其中，T=t₁+t₂，T为开关周期；（2）

由（1）（2）得出： $\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{T}{t_2}=\frac{T}{T-t_1};---\left(3\right)$

输入电压为V_in，输出电压为V_o，第一、二、三阶段持续的时间分别为t₁、t₂、t₃，周期为T。

本实用新型阐述的复合型Boost转换器，如图2，两个开关管的闭合与关断分别使电路进入不同的工作模式。具体工作过程如下：

第一阶段：开关S1和S2均闭合，等效电路如图3（a），相当于传统Boost型转换器的充电阶段。电感电流在电源电压的作用下逐渐增加，能量储存在电感中。此阶段持续的时间为t₁。

第二阶段：开关S1闭合，开关S2断开，等效电路如图3（b），相当于传统Boost型转换器的放电阶段或传统Buck型转换器的充电阶段。电感释放储存的能量，电感电流逐渐减小。在电源电压和电感同时对负载电容充电。以上两个阶段与传统的Boost型转换器相同。此阶段持续的时间为t₂。

第三阶段，开关S1和S2均断开，等效电路如图3（c），相当于传统Buck型转换器的放电阶段。此阶段只有电感对负载电容进行充电，电感电流减小的速度大于阶段二。此阶段持续的时间为t₃。根据伏秒法则有如下关系：

V_in×t₁=(V_o-V_in)×t₂+V_o×t₃；（4）

其中，T=t₁+t₂+t₃，T为开关周期；（5）

由（4）（5）得出： $\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{t_1+t_2}{t_2+t_3}=\frac{T-t_3}{T-t_1};---\left(6\right)$

至此，得出了上述两种不同结构的电压增益关系，分别为式（3）和式（6）。当要求升压幅度降低时，对于传统的Boost转换器，只能通过减小电感的充电时间，即减小t₁实现；对于本实用新型所阐述的复合型Boost转换器，分析式（6），可以通过减小t₁，增大t₃两种途径实现V_o/V_in的比值降低，电感电流波形在t₃阶段继续下降，下降斜率更大，如图5。此实用新型的关键在于，在传统的Boost型转换器的两个工作阶段的基础上，增加了一个电感直接对负载进行放电的阶段。此阶段的“占空比”也会直接影响到升压的幅度。

对于增加这一阶段能够减小升压幅度我们可以分析一种极限的情况：假设无限的减小t₂，即图3（b）这一阶段消失，可以看到剩余两个工作阶段与传统的Buck-Boost转换器相同（而本电路相对于传统的Buck-Boost转换器而言，输入输出电压并没有反向）。传统的Buck-Boost转换器有如下关系：V_o/V_in=t₁/t₃，通过调节t₁与t₃的比值，既可以进行升压也可以进行降压。由此也可以看出，此改进的复合型Boost转换器加入第三个阶段后，可以对升压幅度进行有效的降低。

下面结合具体实施例进一步详细说明本实用新型。

设定最小占空比D为0.1，即t₁/T≥0.1，t₂/T≥0.1，t₃/T≥0.1。对于传统Boost型转换器，如图一，开关S的占空比表达式如下：

$D_s=\frac{t_1}{T}---\left(7\right)$

对于本实用新型所阐述的复合型Boost转换器，如图二，开关S1和S2的占空比表达式如下：

$D_{s1}=\frac{t_1+t_2}{T}---\left(8\right)$

$D_{s2}=\frac{t_1}{T}---\left(9\right)$

分析开关S1的占空比表达式，可以得出如下结论：当t₁+t₂=T时，即开关S1常闭，电路等效于传统的Boost型转换器。然而，t₃/T≥0.1，也就是说加入的t₃阶段对至少输出电压具有10%的调整率。

定量分析如下：根据转换器的升压表达式及占空比限制条件，对比如下：

$\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{T}{t_2}=\frac{T}{T-t_1}\≥\frac{T}{T-0.1T}=\frac{10}{9}---\left(10\right)$

$\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{t_1+t_2}{t_2+t_3}=\frac{T-t_3}{T-t_1}\≥\frac{T-0.2T}{T-0.1T}=\frac{8}{9}---\left(11\right)$

一般来说,220V输入电压按照高端264V来说,峰值电压为264×1.141=373V。所以,传统的PFC转换器的输出电压,V_o=10/9×373V=414V，一般设定为400V以上。而本文所阐述的复合型Boost转换器，输出电压V_o=8/9×373V=332V，得到了有效的降低。因此，本文所阐述的复合型Boost转换器对于降低Boost型转换器输出电压幅度具有良好的表现。

本实用新型既可以作为PFC的前级电路，又因其灵活的输出电压可以在功率因数要求不是很高的场合作为单级转换器应用。

Claims (1)

1.一种降低Boost型PFC转换器升压幅度的装置，其特征是，由电感、二极管、开关、电容构成，二极管、电容并接在电感、负输入端之间，电感另一端为正输入端，二极管正向跨接在开关、电容连接电感的端点之间；还包括另一个二极管、另一个开关，正输入端经另一个开关后再输入到电感，在电感与所述另一个开关连接点和负输入端间反向连接所述另一个二极管。

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