CN102545635B

CN102545635B - 一种高功率因数的无桥反激变换器

Info

Publication number: CN102545635B
Application number: CN201210028201.3A
Authority: CN
Inventors: 谢小高; 王坚; 赵晨; 蓝舟
Original assignee: Hangzhou Dianzi University
Current assignee: Jiangsu Cashh Nuclear Environment Protection Co ltd
Priority date: 2012-02-09
Filing date: 2012-02-09
Publication date: 2014-01-29
Anticipated expiration: 2032-02-09
Also published as: CN102545635A

Abstract

本发明涉及一种高功率因数的无桥反激变换器。现有的变换器硬件成本高，体积大。本发明包括输入侧电路、变压器和输出侧电路。输入侧电路包括二极管D1、二极管D2、电容Cin、开关管Q1和开关管Q2。变压器为三绕组结构，包括第一绕组W1、第二绕组W2和第三绕组W3。输出侧电路包括二极管D3和输出电容Co。本发明与传统的全桥整流电路相比，减少了一个二极管的损耗，提升了电路的效率，尤其是在输入电压较低时效率提升比较明显。

Description

一种高功率因数的无桥反激变换器

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种高功率因数的高效率无桥反激变换器。

背景技术

传统的反激变换器采用全桥整流来将输入交流转换为直流电平，如图1所示。采用这种全桥整流的缺点是每个开关周期开关管的导通回路中除开关管外还会有两个二极管同时导通，如交流输入正半周时为D1和D4导通，而在负半周时D2和D3导通，从而增加了电路的损耗。因此需要有新的拓扑结构来降低损耗以提升反激变换器的效率。一种现有的方案如图2所示，在交流输入的正半周，开关管Q1工作，而开关管Q2处于一直关断状态。而在交流输入的负半周，开关管Q2工作，而开关管Q1一直处于关断状态。在交流输入的正半周，当开关管Q1导通时，交流输入经开关管Q1和二极管D2给变压器T1存储能量，当Q1关断时，存储在变压器T1中的能量经二极管D3释放到输出；在交流输入的负半周，当开关管Q2导通时，交流输入经开关管Q2和二极管D1给变压器T2存储能量，当Q2关断时，存储在变压器T2中的能量经二极管D4释放到输出。可见，在每个开关周期内，开关管的导通回路内除了开关管只有一个二极管导通，从而降低了电路的通态损耗。然后图2所示电路需要用到两个变压器，增加了电路成本和体积。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术的不足，提供了一种新型的高功率因数的无桥反激变换器拓扑，可降低开关回路的通态损耗，提升效率，同时实现交流输入的功率因数校正，并且电路结构较简单。

本发明解决技术问题所采取的技术方案为：

本发明包括输入侧电路、变压器和输出侧电路。

输入侧电路包括二极管D1、二极管D2、电容Cin、开关管Q1和开关管Q2。其中，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极相连并接到交流输入的一端和电容Cin的一端，二极管D1的阴极接变压器第一绕组W1的同名端，变压器第一绕组W1的异名端接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极、电容Cin的一端相连并接到交流输入的另一端，开关管Q2的源极接变压器第二绕组W2的同名端，第二绕组W2的异名端接二极管D2的阳极。

变压器为三绕组结构，包括第一绕组W1、第二绕组W2和第三绕组W3。在某些应用场合，如需绕组来提供辅助供电或用于输出二极管电流过零检测时，变压器绕组可以适当增加。

输出侧电路包括二极管D3和输出电容Co。其中，二极管D3的阳极接变压器第三绕组W3的异名端，二极管D3的阴极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接第三绕组W3的同名端。

本发明的有益效果在于：本发明提出的无桥反激变换器，在每个开关周期内，在开关管的导通回路里除开关管外仅有一个二极管导通，因此与传统的全桥整流电路相比，减少了一个二极管的损耗，提升了电路的效率，尤其是在输入电压较低时效率提升比较明显；与图2所示无桥反激电路相比，本发明提出的电路只需要一个变压器，因此体积和成本都可以降低。此外，通过合适的控制方案，可实现功率因数校正功能。

附图说明

图1为传统的全桥整流的反激变换器；

图2为一种现有的无桥反激变换器；

图3为本发明提出的无桥反激变换器，标号名称：101.输入侧电路；102.变压器；103.输出侧电路；

图4(a)为无桥反激变换器的第一种开关模态示意图；

图4(b)为无桥反激变换器的第二种开关模态示意图；

图4(c)为无桥反激变换器的第三种开关模态示意图；

图5为本发明提出的无桥反激变换器的控制方案；

图6为图5所示控制方案中的主要波形；

图7为图5所示控制方案应用于本发明的第一实施例；

图8为图5所示控制方案应用于本发明的第二实施例。

具体实施方式

以下结合本发明框图以及具体实施例示意图，对本发明内容进行进一步说明。

参照图3，本发明的无桥反激变换器包括：输出侧电路101、变压器102和输出侧电路103。

输入侧电路101包括二极管D1、二极管D2、电容Cin、开关管Q1和开关管Q2。其中，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极相连并接到Cin和交流输入的一端，二极管D1的阴极接变压器第一绕组W1的同名端，变压器第一绕组W1的异名端接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极、电容Cin的另一端相连并接到交流输入的另一端，开关管Q2的源极接变压器第二绕组W2的同名端，第二绕组W2的异名端接二极管D2的阳极。

变压器102为三绕组结构，包括第一绕组W1、第二绕组W2和第三绕组W3。在某些应用场合，如需绕组来提供辅助供电或用于输出二极管电流过零检测时，变压器绕组可以适当增加。

输出侧电路103包括二极管D3和输出电容Co。其中，二极管D3的阳极接变压器第三绕组W3的异名端，二极管D3的阴极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接第三绕组W3的同名端。

通常情况下，变压器第一绕组W1和第二绕组W2的匝数相同。

Cin为容值较小的无极性电容，主要起到滤高次谐波作用。

下面结合附图和表1来说明图3所示的本发明的无桥反激电路的具体工作原理和工作模态。表1中，V _ac表示交流输入电压，i _ac表示交流输入电流，1表示开关导通状态，0表示开关关断状态。

在交流输入的正半周，开关管Q2一直保持关断状态，电路包括工作模态I和工作模态II：

1. 工作模态I：

如图4（a）所示，在输入侧，开关管Q1导通，交流输入经变压器第一绕组W1、开关管Q1和二极管D2形成导通回路，并给变压器第一绕组W1的激磁电感储能，开关管Q1的电流在正半周方向线性上升。在输出侧，二极管D3处于关断状态。

2. 工作模态II：

如图4（b）所示，开关管Q1关断，二极管D3导通，储存在变压器第一绕组W1激磁电感中的能量经二极管D3释放给输出负载，输出电容Co起到滤波作用。

在交流输入的负半周，开关管Q1一直保持关断状态，电路包括工作模态III和工作模态IV：

3. 工作模态III：

如图4（c）所示，开关管Q2导通，交流输入经变压器第二绕组W2、开关管Q2和二极管D1形成导通回路，并给变压器第一绕组W2的激磁电感储能，开关管Q2的电流在负半周方向线性上升。在输出侧，二极管D3处于关断状态。

4.工作模态IV：

工作模态IV具有和工作模态II相同的等效电路，如图4（b）所示，开关管Q2关断，二极管D3导通，储存在变压器第二绕组W2激磁电感中的能量经二极管D3释放给输出负载，输出电容Co起到滤波作用。

表1 无桥反激变换器的功率开关组合状态与输入电压、电流关系

V _ac	i _ac	Q1	Q2	D1	D2	D3	对应模态	对应附图
									>0	>0	1	0	0	1	0	I	图4（a）
>0	>0	0	0	0	0	1	II	图4（b）
									<0	<0	0	1	1	0	0	III	图4（c）
<0	<0	0	0	0	0	1	II	图4（b）

为了实现以上工作原理，采用的控制方案如附图5所示，图5中各模块输出的波形如图6所示。

其中， PFC控制器为PFC（功率因数校正）控制电路；输出变量（输出电压Vo或电流Io）、交流输入电压信号和原边电流分别经检测电路送入PFC控制器，产生PWM脉冲信号Vg。输入交流电压相位检测电路用来检测输入交流电压的正负半周并产生相位信号Vph，在输入交流电压正半周（V _ac>0）时Vph为高电平，在入交流电压负半周（V _ac<0）时Vph为低电平；输入交流电压相位检测电路包括电阻R1、电阻R2和比较器U1，其中R1的一端接交流输入的一端，R1的另一端与R2的一端相连后接到比较器U1的正输入端，R2的另一端接交流输入的另一端，并接到原边地和比较器的负输入端。逻辑单元根据输入交流电压相位检测电路的输出信号Vph对PFC控制器输出的PWM脉冲信号Vg进行控制，使得在输入交流电压正半周（V _ac>0）时Q2一直关断、Q1的驱动脉冲（V _GS1）为PFC控制器输出的PWM脉冲信号，在输入交流电压负半周（V _ac<0）时Q1一直关断、Q2的驱动脉冲（V _GS2）为PWM/PFC控制器输出的PWM脉冲信号；逻辑单元包括反相器U2、与门U3和与门U4；反相器U2的输入端、与门U3的一个输入端和输入交流电压相位检测电路的输出端相连，反相器U2的输出端接与门U4的一个输入端，与门U3的另一输入端、与门U4的另一输入端和PFC控制器的输出端相连；与门U3的输出为控制开关管Q1通断的驱动信号V _GS1，与门U4的输出为控制开关管Q2通断的驱动信号V _GS2。

进一步，某些控制方式如恒导通时间控制无需交流输入电压信号检测电路。

进一步，某些控制方式如恒导通时间控制无需原边开关管电流i_Q1&i_Q2检测电路。

图6所示波形中，Vac为交流输入电压波形，Vph为交流输入电压相位检测电路输出的交流输入电压相位信号，Vg为PFC控制器输出的脉冲信号，V _GS1为逻辑单元输出的开关管Q1的驱动信号，V _GS2为逻辑单元输出的开关管Q2的驱动信号。

图7为图5所示控制电路的的一个具体实施例以及与本发明主电路连接示意图。图7中所示的本发明的主电路中增加了用于检测原边开关管电流的电流互感器CT1和CT2，CT1和CT2分别串接在开关管Q1和开关管Q2的回路当中，CT1的输出为开关管Q1的电流信号Isen1，CT2的输出为开关管Q2的电流信号Isen2；变压器增加了第四绕组W4，用于检测副边二极管电流过零点，变压器第四绕组W4的同名端接地，异名端输出信号Vaux。控制电路中，交流输入电压信号经检测之后送到控制电路中的绝对值电路的输入端，绝对值电路的输出端接乘法器M1的第一输入端，输出电压Vo检测信号接到电压环中的输入电阻Rf的一端，电阻Rf的另一端接误差放大器Uf的负输入端和补偿网络的一端，误差放大器Uf的正输入端接电压基准Vref，误差放大器Uf的输出接补偿网络的另一端以及乘法器M1的第二输入端，乘法器M1的输出端接到比较器Uc的负输入端，比较器Uc的正输入端接加法电路A1的输出端，加法电路A1的两个输入端分别接Isen1和Isen2，比较器Uc的输出端接RS触发器的R端，主电路变压器第四绕组W4的输出Vaux接比较器Ud的负输入端，比较器Ud的正输入端接直流基准Vdc，比较器Ud的输出接延时模块，延时模块的输出接RS触发器的S端，RS触发器的输出Q即为PFC控制器的输出信号Vg，Vg接到逻辑单元的输入端，逻辑单元和输入电压相位检测电路的连接方式和图5中电路一致，逻辑电路的输出VGS1接开关管Q1的门极，逻辑电路的输出VGS2接开关管Q2的门极。电路大致工作过程如下：检测的交流输入电压信号经绝对值电路之后变成幅值都为正的正弦交流半波信号；输出电压经检测之后与电压环的基准比较，二者的误差经补偿网络和误差放大器Uf放大之后输出一直流电平；误差放大器输出的直流电平与绝对值电路输出的正弦交流半波信号相乘之后输出一幅值受到电压环调节的正弦交流半波信号；开关管Q1电流信号Isen1在工频周期的正半周有信号，开关管Q2电流信号Isen2在工频周期的负半周有信号，Isen1和Isen1经加法器A1相加之后合成全周期的电流信号；加法器A1输出的合成电流信号与乘法器输出的正弦交流半波信号进行比较，当加法器A1输出的电流信号触碰到正弦交流半波信号时，比较器Uc产生一个窄脉冲信号，经RS触发器使输出脉冲信号Vg复位；主电路变压器第四绕组W4的输出信号Vaux在原边开关管关断之后为与输出电压成比例的高电平，当输出二极管D3中的电流过零之后，Vaux的电压开始下降。当Vaux下降到低于直流电平Vdc时，比较器Ud输出一个从低电平到高电平的跳变，通过RS触发器使输出脉冲信号Vg置位，如此周而复始Vg产生连续脉冲信号。由于开关管电流信号包络线为正弦交流半波信号，因此交流输入电流信号也大致为正弦信号，从而实现了功率因数校正（PFC）功能。当输出电压因某些原因增加，经电压环调节之后使得电压环的输出直流电平降低，进而使乘法器输出的正弦半波信号幅值降低，从而使得输入电流幅值降低、输入功率变小，根据功率平衡原理，输出电压降低，上述过程实现了输出电压稳压的闭环负反馈控制。

其中，绝对值电路可用现有的公知技术实现。

其中，补偿网络为积分环节、比例积分环节或比较微分积分环节。

图8为图5所示控制电路的用于PFC控制器的另一个具体实施例以及与本发明主电路连接示意图。本实施例采用恒导通时间控制，无需交流输入电压信号检测电路和原边开关管电流i_Q1&i_Q2检测电路即可实现输入电流的功率因数校正（PFC）。因此图8中的本发明的主电路与图7中的主电路相比无检测电流的电流互感器CT1和CT2。

控制电路中，输出电压Vo检测信号接到电压环中的输入电阻Rf的一端，电阻Rf的另一端接误差放大器Uf的负输入端和补偿网络的一端，误差放大器Uf的正输入端接电压基准Vref，误差放大器Uf的输出接补偿网络的另一端和比较器Uc的负输入端，比较器Uc的正输入端接锯齿波产生电路的输出，比较器Uc的输出接RS触发器的R端；锯齿波产生电路包括电流源IDC、电容Cs和开关管Sc，电流源IDC的一端接直流电源VDD，电流源IDC的另一端接电容Cs的一端和开关管Sc的一端，电容Cs的另一端与开关Sc的另一端都接地，开关管Sc的控制端接RS触发器的反相输出端

；主电路变压器第四绕组W4的输出Vaux接比较器Ud的负输入端，比较器Ud的正输入端接直流基准Vdc，比较器Ud的输出接延时模块，延时模块的输出接RS触发器的S端，RS触发器的输出Q即为PFC控制器的输出信号Vg，Vg接到逻辑单元的输入端，逻辑单元和输入电压相位检测电路的连接方式和图5中电路一致，逻辑电路的输出VGS1接开关管Q1的门极，逻辑电路的输出VGS2和开关管Q2的门极。由于采用了恒导通时间控制，开关管电流信号包络线为正弦交流半波信号，因此交流输入电流信号也大致为正弦信号，从而实现了功率因数校正（PFC）功能。当输出电压因某些原因增加，经电压环调节之后使得电压环的输出直流电平降低，从而使得输入电流幅值降低、输入功率变小，根据功率平衡原理，输出电压降低，上述过程实现了输出电压稳压的闭环负反馈控制。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的一个具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims

1.一种高功率因数的无桥反激变换器，包括输入侧电路、变压器和输出侧电路，其特征在于：

输入侧电路包括二极管D1、二极管D2、电容Cin、开关管Q1和开关管Q2；其中，二极管D1的阳极与二极管D2的阴极相连并接到交流输入的一端和电容Cin的一端，二极管D1的阴极接变压器第一绕组W1的一端，变压器第一绕组W1的另一端接开关管Q1的漏极，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极、电容Cin的一端相连并接到交流输入的另一端，开关管Q2的源极接变压器第二绕组W2的一端，第二绕组W2的另一端接二极管D2的阳极；

变压器为三绕组结构，包括第一绕组W1、第二绕组W2和第三绕组W3；

输出侧电路包括二极管D3和输出电容Co；其中，二极管D3的阳极接变压器第三绕组W3的一端，二极管D3的阴极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接第三绕组W3的另一端；

其中第一绕组W1的一端、第二绕组W2的一端与第三绕组W3的另一端互为同名端。