CN103227564A

CN103227564A - 无桥正激功率因素校正装置

Info

Publication number: CN103227564A
Application number: CN2013101657571A
Authority: CN
Inventors: 谢小高; 蓝舟; 董汉菁; 赵晨; 吕强
Original assignee: Hangzhou Dianzi University
Current assignee: Hangzhou Dianzi University
Priority date: 2013-05-07
Filing date: 2013-05-07
Publication date: 2013-07-31

Abstract

本发明涉及一种无桥正激功率因素校正装置。传统的功率因素校正电路在工作时，同时导通的半导体功率器件数目较多，功率损耗较大。本发明包括功率主电路和控制电路两部分。主电路主要包括输入侧电路，变压器T，和输出侧电路。控制电路包括输出电压或输出电流的反馈电路，交流输入电压的相位检测电路，变压器T的磁复位检测电路和PFC控制器及驱动电路。本发明与传统的BoostPFC电路相比，单级电路就能满足低电压的应用场合，并能满足电路前后级隔离的要求。

Description

无桥正激功率因素校正装置

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种隔离型无桥正激式功率因素校正装置。

背景技术

由于目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在，会使输入交流电流波形发生严重畸变，网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因素校正装置（PFC）。传统的有源功率因素校正电路一般采用整流桥后加Boost拓扑结构。其中，Boost拓扑具有控制容易，驱动简单以及在整个工频周期内都可以进行开关工作，输入电流的功率因数可以接近于1等特点。但是Boost电路具有输出电压高的缺点，对于低电压应用场合，后级需要额外的DC-DC降压电路。此外，这种传统的功率因素校正电路在工作时，同时导通的半导体功率器件数目较多，功率损耗较大。为了减小电路损耗，提高电路的转换效率，无桥PFC电路得到广泛的研究与应用。

发明内容

针对上述不足，本发明提出了一种新型的无桥正激功率因素校正装置。可通过对不同开关管的控制实现PFC功能，并能使输入电流满足国际标准IEC61000-3-2 C类标准。该装置主要包括功率主电路和控制电路两部分。

本发明提出的无桥正激功率因素校正装置的主电路主要包括输入侧电路，变压器T，和输出侧电路。

输入侧电路主要包括输入电压源Vac，电容Cin，开关管Q1和开关管Q2，二极管D1和二极管D2。其中，二极管D1、变压器绕组N1和开关管Q1构成了原边主环路一；二极管D2，变压器绕组N2和开关管Q2构成了原边主环路二。更详细地，绕组N1的同名端接二极管D1的阴极，绕组N1的另一端接开关管Q1的漏极。二极管D1的阳极接输入交流的一端，开关管Q1的源极接输入电压源的另一端，也就是原边地。绕组N2的同名端接二极管D2的阴极，绕组N2另一端接开关管Q2的漏极。二极管D2的阳极接输入原边地，开关管Q2的源极接二极管D2的阳极。

变压器为三绕组结构，包括第一绕组 N1、第二绕组 N2和第三绕组 N3。在某些应用场合，如需绕组来提供辅助供电或用于磁芯复位电流过零检测时，变压器绕组可以适当增加。

输出侧电路主要由二极管D3和二极管D4，输出电感Lo和输出电容Co，以及负载Rload组成。具体地，绕组N3的同名端接二极管D3的阳极，绕组N3的另一端接二极管D4的阳极和输出电容Co的阴极以及负载Rload的一端。输出电感Lo的一端接二极管D3和二极管D4的阴极，电感Lo的另一端接输出电容Co的阳极和负载Rload的另一端。

其中，电压源Vac为交流正弦输入电压。

其中，开关管Q1可以为不同类型的开关器件如MOSFET,GTR,IGBT等。

其中，开关管Q2可以为不同类型的开关器件如MOSFET,GTR,IGBT等。

其中，负载Rload可以是电阻负载、LED负载或者后级电路。

控制电路主要包括输出电压或输出电流的反馈电路，交流输入电压的相位检测电路，变压器T的磁复位检测电路和PFC控制器及驱动电路。其中变压器T的磁复位检测电路在某些场合可以省略，如增加有源箝位电路。PFC控制器及驱动电路输出的PWM脉冲用来控制主功率电路中的开关管。

为减小输入电流的奇次谐波含量，本发明应用了一种可变导通时间（VOT）的控制方法，在传统误差放大器的输出信号Comp信号上注入输出电感电流的基波。

采用本发明提出的新型功率因素校正装置，至少可以达到以下有益效果：

（1）具有正激电路的优点，与传统的Boost PFC电路相比，单级电路就能满足低电压的应用场合，并能满足电路前后级隔离的要求。

（2）主功率电路去除了整流桥，与传统的PFC电路相比，可以减少电路工作时同时导通的半导体功率器件的数量，提高电路的效率。

（3）通过合适的控制，变压器可以通过变压器原边的绕组N1和N2就能实现相互去磁，无需额外的绕组复位或其他复位电路。

（4）输入电流谐波小，满足IEC61000-3-2 C类标准。

附图说明

图1 无桥正激功率因素校正装置结构图；

图2 (a)无桥正激电路工作模态I；

图2 (b)无桥正激电路工作模态II；

图3 控制电路模块图；

图4 本发明实现的电路波形图；

图5为本发明的一个具体实施例。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步的详细的描述。

如图1所示，本发明提出的新型的无桥正激功率因素校正装置主要包括功率主电路和控制电路，其中功率主电路包括输入侧电路，变压器T，和输出侧电路。

输出侧电路主要由二极管D3和二极管D4，输出电感Lo和输出电容Co，以及负载Rload组成。具体地，绕组N3的同名端接二极管D3的阳极，绕组N3另一端接二极管D4的阳极和输出电容Co的阴极以及负载Rload的一端。输出电感Lo的一端接二极管D3和二极管D4的阴极，电感Lo另一端接输出电容Co的阳极和负载Rload的另一端。

其中，电压源Vac为交流正弦输入电压。Cin为容值较小的无极性电容，主要起到滤高次谐波作用。通常情况下，变压器第一绕组N1和第二绕组N2的匝数相同。

其中，负载Rload可以是电阻负载、LED负载或者后级电路。

下面结合附图2来说明本发明的无桥正激电路的具体工作原理和工作模态。

当交流输入电压折算到变压器副边N3的电压小于输出电压时，二极管D3关断，输入电流I_in只包含很小的励磁电流并称这段时间为死区时间。

当交流输入电压为正半周，且折算到绕组N3上的电压大于输出电压Vo时，开关管Q1处于不停开关状态，开关管Q2一直保持导通状态，电路包括工作模态I和工作模态II：

1.工作模态I：

如图2(a)所示，在输入侧，开关管Q1导通，交流输入经变压器第一绕组N1、开关管 Q1和二极管D1形成导通回路，绕组N3上的电压大于输出电压，二极管D3导通，输出电感Lo中的电流线性上升，电能从输入端传送到负载端。

2.工作模态II：

如图2（b）所示，开关管Q1关断，变压器T通过另一由二极管D2，绕组N2和开关管Q2组成的主环路二复位。同时二极管D3关断，D4导通，储存在输出电感Lo中的能量中的能量经二极管 D4 释放给输出负载。

当交流输入电压处于负半周时，开关管Q1一直保持导通状态，Q2处于不停开关状态。工作状态与交流输入为正半周类似，不再详述。

为了实现以上工作原理，采用的控制方案如附图3所示，图3中各模块输出的波形如图4所示。

其中，PFC控制器为PFC（功率因数校正）控制电路（具体的实施方式在图5中展示）；输出变量（输出电压 Vo 或电流 Io）、交流输入电压信号和变压器T的复位信号分别经检测电路送入 PFC 控制器，产生PWM 脉冲信号V_G。输入交流电压相位检测电路用来检测输入交流电压的正负半周并产生相位信号Vph1，在输入交流电压正半周（Vac>0）时Vph1为低电平，在输入交流电压负半周（Vac<0）时Vph1为高电平；输入交流电压相位检测电路包括电阻R3、电阻R4和比较器U2，其中R3的一端接交流输入的一端，R3的另一端与R4的一端相连后接到比较器U1的负输入端，R4的另一端接交流输入的另一端，并接到原边地和比较器的正输入端。逻辑及驱动单元根据输入交流电压相位检测电路的输出信号Vph1对 PFC控制器输出的PWM脉冲信号V_G 进行控制，使得在输入交流电压正半周（Vac>0）时Q2一直导通、Q1的驱动脉冲（GD1）为PFC控制器输出的PWM 脉冲信号，在输入交流电压负半周（V ac<0）时 Q1 一直导通、Q2的驱动脉冲（GD2）为PFC 控制器输出的PWM脉冲信号；逻辑及驱动单元包括反相器 U5、与门 U9和与门 U10，或门U11和或门U12，驱动装置1和驱动装置2。反相器 U5的输入端、与门 U10的一个输入端、或门U11的一个输入端和输入交流电压相位检测电路的输出端相连，反相器 U5 的输出端接与门 U9的一个输入端，或门 U12的一个输入端。与门 U9和与门U10 的另一输入端和 PFC 控制器的输出端相连；与门U9的输出端接或门U11的另一输入端，与门U10的输出端接或门U12的另一输入端。或门 U11的输出通过驱动装置1为控制开关管 Q1通断的信号GD1，或门 U12的输出通过驱动装置2为控制开关管 Q2通断的信号GD2。

进一步，某些控制方式如恒导通时间控制无需交流输入电压信号检测电路。

图4中，Vac为交流输入电压波形，Vph1为交流输入电压相位检测电路输出的交流输入电压相位信号，Vph2是Vph1的逻辑反信号。 GD1为逻辑及驱动单元输出的开关管Q1的驱动信号，GD2为逻辑及驱动单元输出的开关管 Q2的驱动信号。

图5是本发明的一个可变导通时间（VOT）的具体实施例，包括本发明的主电路和控制电路。其中主电路包括输入侧电路，变压器T，和输出侧电路。图5中所示的本发明的主电路中增加了用于变压器T复位检测的第四绕组N4。N4绕组的同名端接原边地，异名端为信号ZCD1，接过零检测模块R1的一端。输出电感Lo上增加一辅助绕组用于检测二极管D4的电流过零点，同时还用于基波注入模块。Lo上的辅助绕组同名端接原边地，异名端为信号ZCD2，接过零检测模块R1的一端和基波注入模块R5的一端。

变压器为四绕组结构，包括第一绕组 N1、第二绕组 N2、第三绕组 N3和第四绕组N4。在某些应用场合，如需绕组来提供辅助供电或其他用途时，变压器绕组可以适当增加。

输出侧电路主要由二极管D3和二极管D4，输出电感Lo和输出电容Co，以及负载Rload组成。具体地，绕组N3的同名端接二极管D3的阳极，另一端接二极管D4的阳极和输出电容Co的阴极以及负载Rload的一端。输出电感Lo的一端接二极管D3和二极管D4的阴极，电感Lo的另一端接输出电容Co的阳极和负载Rload的另一端。

控制电路包括相角检测比较器U2、输入电压采样电路K1，基波注入网络101、导通时间控制模块102、逻辑及驱动电路103和过零检测电路104。

进一步，基波注入网络101包括电阻R5和R6，二极管D5，和一个低通滤波器LPF。

逻辑及驱动电路103包括反向器U5、与门U9、与门U10、或门U11、或门U12、驱动装置1和驱动装置2。

过零检测电路104包括电阻R1、电阻R2、比较器U3和比较器U4，以及与门U6。

其中，控制电路连接关系如下：输入电压采样电路K1一端接交流输入电压源的一端和二极管D1的阳极，K1的另一端接相角检测比较器U2的负输入端。相角检测比较器的正输入端接原边地。相角检测比较器U2的输出信号Vph1作为逻辑及驱动电路103的输入信号。输出电压反馈信号接入导通时间控制模块102中电阻Rfb作为误差放大器U1的输入信号。电阻Rfb的另一端接电容Cf的一端和误差放大器U1的负输入端。误差放大器U1的正输入端接基准信号Vref，电容Cf 的另一端与误差放大器U1的输出端相连接，产生误差放大信号Vcomp并接入加法器U13的一端。

ZCD1信号接过零检测模块104中电阻R1的一端，ZCD2接过零检测模块104中电阻R2的一端和基波注入模块R5的一端。R1的另一端接比较器U3的负输入端，比较器U3的正输入端接原边地。R2的另一端接过零检测比较器U4的负输入端，过零检测比较器U4 的正输入端接原边地。过零检测比较器U3和U4的输出信号分别接入与门U6。与门U6的输出信号接入导通时间控制模块102中的RS触发器U7的S端。

在基波注入控制模块101中，电阻R5的一端接ZCD2，电阻R5的另一端接电阻R6的一端和二极管D5的阴极和低通滤波器的输入端。R6的另一端和二极管D5的阳极相连并接原边地。低通滤波器的输出端接入加法器U13的另一端，和误差放大器U1的输出信号Vcomp相加，产生信号Vcomp2来改变半个工频周期中每个开关周期的导通时间，形成可变导通时间控制（VOT）。加法器U13的输出端即信号Vcomp2接比较器U8的负输入端，比较器U8的正输入端接锯齿波产生电路的输出，比较器U8的输出接RS触发器的R端；锯齿波产生电路包括电流源 Idc、电容Cs和开关管Sc，电流源Idc的一端接直流电源Vcc，电流源Idc的另一端接电容Cs的一端和开关管Sc的一端，电容Cs的另一端与开关Sc的另一端都接原边地，开关管Sc的控制端接 RS 触发器的反相输出端

。

导通时间控制模块102的输出驱动信号与相位检测比较器U2的输出信号Vph1，分别接入逻辑及驱动控制模块103。其中，相位检测比较器U2的输出信号Vph1连接反向器U5的输入端、或门U11的一端和与门U10 的一端。恒导通时间控制模块102的输出驱动信号接与门U9的一端和与门U10的另一端。反向器U5的输出信号Vph2接与门U9的另一端和或门U12的一端。与门U9的输出信号接或门U11的另一端，与门U10 的输出信号接或门U12的另一端。或门U11的输出信号接驱动装置1，或门U12的输出信号接驱动装置2。驱动装置1的输出接MOS管Q1的门极，驱动装置2的输出接MOS管Q2的门极。

图5所示无桥功率因素校正装置的工作过程简单描述如下：交流输入电压Vac经采样电路K1送入相位检测比较器U2，产生相位信号Vph1。逻辑及驱动电路103根据控制信号Vph1以及驱动信号V_G产生MOS管Q1和Q2的驱动信号GD1和GD2。当输入电压Vac为正时，Vph1为低电平，Vph2为高电平，此时，驱动信号GD2为高电平，开关管Q2常通。驱动信号GD1和信号V_G相同，控制开关管Q1不停通断。此时，输入电压Vac，二极管D1，变压器绕组N1，开关管Q1，和变压器T的绕组N3及副边电路构成正激电路。开关管关断时，励磁电流通过绕组N2，开关管Q2和二极管D2反馈给输入电压源Vac，完成变压器T的磁复位。当输入电压Vac为负时，Vph1为高电平，Vph2为低电平，此时，驱动信号GD1为高电平，开关管Q1常通。驱动信号GD2和信号V_G相同，控制开关管Q2不停通断。此时，输入电压Vac，二极管D2，变压器绕组N2，开关管Q2，和变压器T的绕组N2及副边电路构成正激电路，开关管关断时，励磁电流通过绕组N1，开关管Q1和二极管D1反馈给输入电压源Vac，完成变压器T的磁复位。

模块102中误差放大器将输出电压反馈信号与设定的基准Vref进行比较，二者的误差经补偿网络和误差放大器 U1 放大之后输出一直流电平Vcomp。如果Vcomp信号直接接入比较器U8的负输入端，那么，这就是传统的恒导通时间控制(COT)。当V_G输出为高电平时，开关Sc关断，恒流源Idc给电容Cs充电，当电容Cs上的电压逐渐上升并超过比较器U8的负输入端时，U8输出高电平，V_G信号复位。开关管Sc导通，电容Cs上的电容迅速降为零，电容Cs上形成三角波。当输出电压反馈信号低于基准Vref时，误差放大器U1输出电压上升，经导通时间控制模块102使得输出信号V_G的占空比增加。反之，当输出电压反馈信号高于基准Vref时，误差放大器U1输出电压下降，经导通时间控制模块102使得输出信号V_G的占空比减小，从而实现对输出电压的稳压。由于存在一段时间正弦输入电压折算到副边绕组N3上时小于输出电压，故输入电流存在一段相应的死区时间，而影响输入电流的各谐波含量，导致不能通过IEEC C类标准。本发明在恒导通时间控制的基础上引入了基波注入模块，在Vcomp信号接入比较器U8之前，Vcomp和从ZCD2中提取出的基波信号相加，然后输入比较器U8的负输入端。改变在整个工频周期中的开关管的导通时间，形成可变导通时间控制（VOT）,使得输入平均电流Iac更加正弦化。从而输入电流波形有明显改善，减小输入电流的奇次谐波，符合IEC61000-3-2 C类标准。

本发明不仅可用于恒压电路，也可用于恒流电路，如LED驱动器等

无论上文说明如何详细，领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，或通过各模块的各种具体实施方式的不同的组合方式，形成不同的具体实施例等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之中。

Claims

1. 无桥正激功率因素校正装置，包括主电路和控制电路，所述的主电路包括输入侧电路，变压器T和输出侧电路，其特征在于：

输入侧电路主要包括输入电压源Vac，电容Cin，开关管Q1和开关管Q2，二极管D1和二极管D2；其中，二极管D1、第一绕组 N1和开关管Q1构成了原边主环路一；二极管D2，第二绕组 N2和开关管Q2构成了原边主环路二；具体是第一绕组N1的同名端接二极管D1的阴极，第一绕组N1的另一端接开关管Q1的漏极；二极管D1的阳极接输入电压源Vac的一端，开关管Q1的源极接输入电压源Vac的另一端，也就是原边地；第二绕组N2的同名端接二极管D2的阴极，第二绕组N2另一端接开关管Q2的漏极；二极管D2的阳极接输入原边地，开关管Q2的源极接二极管D2的阳极；

变压器为三绕组结构，包括第一绕组 N1、第二绕组 N2和第三绕组 N3；

输出侧电路由二极管D3和二极管D4，输出电感Lo和输出电容Co，以及负载Rload组成；第三绕组N3的同名端接二极管D3的阳极，第三绕组N3的另一端接二极管D4的阳极和输出电容Co的阴极以及负载Rload的一端；输出电感Lo的一端接二极管D3和二极管D4的阴极，电感Lo的另一端接输出电容Co的阳极和负载Rload的另一端；

所述的控制电路包括输出电压或输出电流的反馈电路、交流输入电压的相位检测电路，变压器T的磁复位检测电路和PFC控制器及驱动电路；PFC控制器及驱动电路输出的PWM脉冲用来控制主电路中的开关管Q1和开关管Q2。

2.无桥正激功率因素校正装置，其特征在于：

所述的电压源Vac为交流正弦输入电压；

所述的开关管Q1和开关管Q2为MOSFET管、GTR管或IGBT管；

所述的负载Rload为电阻负载、LED负载或者后级电路。

3.无桥正激功率因素校正装置，其特征在于：

如需绕组来提供辅助供电或用于磁芯复位电流过零检测时，变压器绕组可以适当增加。