CN105917568A - 整流电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明的整流电路装置检测直流侧的输出电力，并调整交流电源的电压与半导体开关的驱动模式的相位关系，以使得在交流电源的每半周期的前段、中段和后段检测到的电能收至规定的范围内或使得直流侧的输出电压的变动收敛至规定的范围内，且使得直流侧的输出电压与目标值一致。驱动模式的短路时间比率D通过以D＝1‑A×sin(θ‑β)‑Vac_harm(θ)÷Vdc表示的数学式设定的(其中，Vac_harm(θ)为输入电压中所含的畸变信息)。系数A根据检测到的直流电压与直流电压的目标值的差异被调整，相位滞后β根据在交流电源的每半周期的前半和后半分别检测到的两个电能的差异被调整。根据本申请发明，能够不检测每个瞬时的电流地实现能够降低高次谐波电流的整流电路装置。

Description

整流电路装置

技术领域

本发明涉及整流电路装置。本申请发明的整流电路装置能够应用于通过将单相交流电源转换为直流而驱动直流负载的装置和通过利用逆变电路将被临时整流后的直流电力逆转换为任意的频率的交流电力而驱动电动机的装置例如进行供冷、供暖或冷冻的装置等。

具体而言，本申请发明涉及来自交流电源的输入电流中所含的高次谐波成分的降低和功率因数的改善。

例如，在以下的说明中，还将来自交流电源的输入电流仅称为输入电流或电源电流，将其中所含的高次谐波成分还称为高次谐波电流或电源高次谐波。还将来自交流电源的输入电压仅称为输入电压、交流电压或电源电压。

背景技术

这种整流电路装置为降低高次谐波电流需要非常大的电感的电抗器，会导致电路的大型化。现有技术中，为了解决这一问题，采用使用半导体开关通过电抗器使交流电源短路而在电抗器蓄积电流、之后断开半导体开关将所蓄积的电流传送至直流侧而使电源高次谐波降低的方法。

在该方法中，提案有几个方法。其一为例如专利文献1中记载的方法。在该方法中，采用电感比较小的电抗器，使用半导体开关按每电源周期进行一次至几次的短路和开路。

图39是表示实现上述方法的现有的整流电路装置的电路框图。在图39，在交流电源101的电压的绝对值小的期间，利用半导体开关103使交流电源101短路电抗器102蓄积电流，之后，当断开半导体开关103时，所蓄积的电流流向电压更高的直流侧。

在交流电源电压的绝对值大的期间，即使不特别进行短路也能够将电抗器102的电流传送至直流侧。这样，来自交流电源101的电流在电源电压低的期间也流动，能够获得电源高次谐波少的电源电流。本方式具有不需要特别检测电源电流优点。

图40现有的整流电路装置的另一个例子。与图39同样，这种整流电路装置如图40所示那样通过电抗器102使交流电源101在半导体开关103短路而将电流充电至电抗器102，在半导体开关103为断开(OFF)状态时通过二极管桥106向负载110流动电流。

由此，在交流电源101的瞬时电压低的期间也能够流动电源电流。其结果是，电源电流的高次谐波成分变少，功率因数得到改善。

但是存在如下问题：当不恰当地控制利用半导体开关103进行的短路和开路时，换言之，当在电抗器102过量地蓄积电流或者蓄积的时刻迟了时，即使在交流电源101的极性改变时也持续流动电流。当在电抗器102持续流动电流时，电源电流不可控制，功率因数反而降低。

为了解决该问题，例如提案有专利文献2中记载的方法。在该方法中，在作为交流电源101的极性改变的瞬间的零交叉观测电抗器102的端子电压。根据该电压高(High)电平还是低(Low)电平检测在电抗器102流动有电流。在电抗器102流动有电流期间和紧接其之后不利用半导体开关103进行短路。

由此避免电源电流的不可控制，维持功率因数。

作为其它方法，例如提案有专利文献3中记载的方法。在该方法中，采用非常小的电感的电抗器，以与电源频率相比非常高的频率、利用半导体开关进行短路和开路。

在该方法中，检测电源电流或与之相当的值，按每个瞬时修正利用半导体开关进行的短路与开路的时间比率(以下，称为短路时间比率)，以使得检测到的电流的波形接近目标波形。

图41是表示专利文献3中记载的现有的整流电路装置另一个例子的电路框图。如图41所示，例子交流电源101的电力通过二极管106a、二极管106b、二极管106c和二极管106d被整流。整流后的直流电力经由电抗器102、通过半导体开关103被短路和开路。

在短路时蓄积在电抗器102的能量(Energy)经由二极管105流入平滑电容器109。当短路时间变长时输入电流增加，当短路时间变短时输入电流减少。

因此，控制电路111以使得由电流检测单元107检测到的整流后的直流电流与由电压检测单元115检测到的输入电压的波形变得相同的方式进行控制。其结果是，输入电流的波形与交流电源101的电压(以下，称为交流电压)的波形大致一致，构成电源高次谐波少的整流电路。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2000-217363号公报

专利文献2：日本特开2007-300762号公报

专利文献3：日本特开昭63-224698号公报

专利文献4：日本特开2011-200069号公报

发明内容

但是，在专利文献1中记载的方式中，需要与负载相应地适当地变更利用半导体开关进行的短路和开路的模式(以下，称为驱动模式，驱动pattern)。即，在该方法中，需要进行负载状态的检测，需要预先准备与负载状态相应的恰当的驱动模式。不过，为了防止驱动模式的种类的增加，不能使用太小的电感的电抗器。

在专利文献2的结构中，一旦在电抗器中持续流动电流，则以使短路的开始时间推后的方式进行操作。因此，不能利用交流电源的半周期的前半段的电力。为了保持与负载的均衡，需要更多地利用半周期的后半段的电力。

其结果是，功率因数降低若干，电源高次谐波也增加若干。为了减轻该影响，需要使用比较大的电感的电抗器，难以实现电路的小型化。

在专利文献3所示的方式中，需要高速且高精度地检测每个瞬时的电源电流。

作为改善这些状况的方法，提案有检测出电源电流的瞬时值成为最大的相位、并以与电压的瞬时值成为最大的相位一致的方式切换驱动模式的方法(例如，参照专利文献4)。以下，将瞬时值成为最大的相位称为峰相位。

图42是表示进行上述驱动模式的切换方法的现有的整流电路装置的另一个例子的电路框图。在图42，零交叉检测单元113检测交流电源101的输入电压的零交叉。

控制电路111以检测到的零交叉为基准相位地生成驱动模式。电压检测单元115检测交流电源101的输入电压，电流检测单元107检测输入电流。控制电路111从检测到的输入电压和输入电流检测输入电压的峰相位和输入电流的峰相位。

如果它们不同，则将驱动模式切换为其它模式。通过这样进行操作，即使在由于部件的常数的参差不齐等而电流的峰相位发生偏移的情况下等，也能够恰当地确保电流的相位。

在专利文献4中记载的方法中，也由于恰当的驱动模式根据负载的不同而不同，需要进行负载状态的识别和与负载状态相应的恰当的驱动模式的准备。但是，在专利文献4中记载的方法中，未公开能够解决上述问题的简单的方法。此外，在专利文献4中记载的方法中，不可缺少能够检测用于对电流的峰相位进行检测的每个瞬时的电流的结构。

除使输入电流的相位与交流电源的相位一致的问题以外，还存在由于部件的常数的参差不齐等而产生的电源高次谐波的降低的问题。

本申请发明是用于解决上述现有问题的发明，其目的在于，提供不以高的频度检测每个瞬时的电流，即使在负载变动大的情况下、在部件的常数中存在大的参差不齐的情况下或在交流电源电压中含有畸变的情况下也能够降低高次谐波电流的整流电路装置。本申请发明还特别能够应用于不需要电抗器的小型化的情况。

为了解决上述现有的问题，本申请发明的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路、检测直流侧的电压的直流电压检测电路和检测从交流电源流出的电流的电流检测电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据与交流电源的电压和交流电源的电压的相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式、控制半导体开关。

控制电路还调整驱动模式与交流电源的电压的相位关系以使得在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的、从两个交流电源流出的电流量接近。

由此，通过使用输入电压信息对驱动模式进行计算，能够在输入电压中含有畸变的情况下，将输入电流的畸变抑制到输入电压中所含的畸变程度。

此外，本申请发明的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路和从输入电压检测电路的输出信号提取除基波成分以外的成分或任意的高次谐波成分的高次谐波提取电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据将由高次谐波提取电路提取出的成分附加至基于交流电源的电压的相位形成的基本模式而获得的驱动模式来控制半导体开关。控制电路进而对基本模式与交流电源的电压的相位关系进行调整。

由此，通过使用输入电压中所含的基波以外的成分计算驱动模式，在输入电压中含有畸变的情况下，能够降低输入电流的畸变。

其结果是，输入电流的波形相对于电角90度或270度对称，输入电流与电源电压成为相同相位。

根据本申请发明，不使用高速且高精度的电流检测单元，即使在不能确保电抗器的电感的精度的情况下、负载变动大的情况下或在交流电源的电压含有畸变的情况下，也能够输出任意的直流电压，并且能够以高功率因数实现电源高次谐波少的整流电路装置。

此外，能够通过利用半导体开关的导通/断开(ON/OFF)的特性的结构等，结合负载变动的影响等，防止电源高次谐波的增加，实现任意的直流电压输出的电源高次谐波少的整流电路装置。

附图说明

图1是本申请发明的实施方式1的整流电路装置的电路框图。

图2是表示实施方式1的整流电路装置的动作的波形图。

图3A是实施方式1中包含交流电源为5％的5次谐波的情况下的输入电压和输入电流的波形图。

图3B是实施方式1中使用式(1)所示的短路时间比率D的情况下的输入电压和输入电流的波形图。

图4是本申请发明的实施方式2的整流电路装置的电路框图。

图5是表示实施方式2的整流电路装置的动作的波形图。

图6是本申请发明的实施方式3的整流电路装置的电路框图。

图7是表示实施方式3的整流电路装置的动作的波形图。

图8是用于说明实施方式1～3的整流电路装置的直流电压的控制方法的示意图。

图9是本申请发明的实施方式4的整流电路装置的电路框图。

图10是本申请发明的实施方式6的整流电路装置的电路框图。

图11是本申请发明的实施方式8的整流电路装置的电路框图。

图12是本申请发明的实施方式9的整流电路装置的电路框图。

图13是本申请发明的实施方式10的整流电路装置的电路框图。

图14是本申请发明的实施方式11的整流电路装置的电路框图。

图15A是表示实施方式11的整流电路装置的动作的波形图。

图15B是表示实施方式11的整流电路装置的动作的波形图。

图16是本申请发明的实施方式12的整流电路装置的电路框图。

图17是本申请发明的实施方式13的整流电路装置的电路框图。

图18是本申请发明的实施方式14的整流电路装置的电路框图。

图19是表示实施方式14的整流电路装置的再调整方法的一例的波形图。

图20图20实施方式14的整流电路装置的再调整方法的另一个例子的波形图。

图21是表示本申请发明的实施方式15的整流电路装置的动作的波形图。

图22是表示本申请发明的实施方式16的整流电路装置的动作的波形图。

图23是表示本申请发明的实施方式17的整流电路装置的动作的波形图。

图24是本申请发明的实施方式18的整流电路装置的电路框图。

图25是本申请发明的实施方式19的整流电路装置的电路框图。

图26是本申请发明的实施方式20的整流电路装置的电路框图。

图27是本申请发明的实施方式21的整流电路装置的电路框图。

图28是本申请发明的实施方式22的整流电路装置的电路框图。

图29是本申请发明的实施方式24的整流电路装置的电路框图。

图30是本申请发明的实施方式26的整流电路装置的电路框图。

图31是本申请发明的实施方式27的整流电路装置的电路框图。

图32是本申请发明的实施方式28的整流电路装置的电路框图。

图33是本申请发明的实施方式29的整流电路装置的电路框图。

图34A是表示本申请发明的实施方式29的整流电路装置的动作的波形图。

图34B是表示本申请发明的实施方式29的整流电路装置的动作的波形图。

图35是本申请发明的实施方式30的整流电路装置的电路框图。

图36是本申请发明的实施方式31的整流电路装置的电路框图。

图37是表示本申请发明的实施方式32的高次谐波降低动作原理的电路图。

图38是本申请发明的实施方式36的整流电路装置的电路框图。

图39是表示现有的整流电路装置的一个例子的电路框图。

图40是表示现有的整流电路装置的另一个例子的电路框图。

图41是表示现有的整流电路装置的另一个例子的电路框图。

图42是表示现有的整流电路装置的另一个例子的电路框图。

具体实施方式

本申请发明的第1方式的整流电路包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路、检测从交流电源流出的电流的电流检测电路和检测直流电压的直流电压检测电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据与交流电源的电压和交流电源的电压的相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式、控制半导体开关。

控制电路还调整驱动模式与交流电源的电压的相位关系，以使得在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的、从两个交流电源流出的电流量接近。

本申请发明的第2方式的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路和检测直流电压的直流电压检测电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据与交流电源的电压和交流电源的电压的相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式、控制半导体开关。

控制电路还调整驱动模式与交流电源的电压的相位关系，以使得在交流电源的半周期以上的期间的平均直流电压与交流电源的瞬时电压的峰相位的直流电压接近。

本申请发明的第3方式的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路和为了检测直流侧的电力相当而具备的检测直流侧的电流的电流检测电路和使电流检测电路的输出平滑的平滑电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据与交流电源的电压和交流电源的电压的相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式、控制半导体开关。

控制电路还调整驱动模式与交流电源的电压的相位关系，以使得在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的、从两个直流侧的电能(电力量)接近。

本申请发明的第4方式的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路、检测直流电压的直流电压检测电路和检测电抗器中流动的电流的有无的电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据与交流电源的电压和交流电源的电压的相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式、控制半导体开关。

控制电路进一步以如下方式构成：在交流电源的瞬时电压成为零的时刻的前后，使驱动模式的相位在检测到电抗器中流动的电流的情况下相对于交流电源的电压超前、在未检测到电抗器中流动的电流的情况下相对于交流电源的电压滞后。

本申请发明的第5方式的整流电路装置的检测电抗器中流动的电流的有无的电路根据是否电抗器的与整流电路装置的输出侧连接的二极管的至少一个与整流电路装置的输出侧为导通状态而进行检测。

本申请发明的第6方式的整流电路装置以如下方式构成：在第1方式中，控制电路对驱动模式的短路时间比率进行调整以使检测到的直流电压接近目标值。

当驱动模式的短路时间比率增加时，蓄积在电抗器的电流增加，开路时在直流侧流动的电流也增加。其结果是，能够使直流输出电压上升。根据本方式，能够不检测每个瞬时的电流、仅通过一种驱动模式进行直流电压的调整。

本申请发明的第7方式的整流电路装置以如下方式构成：在第6方式中，控制电路在令从交流电源的电压检测到的每半周期或一个周期的输入电压信息为fv(θ)的情况下、使用式(1)计算交流电源的电角θ的附近的短路时间比率D，

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

控制电路进一步根据在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个电流值的差异调整式(1)中的相位滞后β，根据检测到的直流电压与直流电压的目标值的差异调整式(1)中的系数A。

本申请发明的第8方式的整流电路装置以如下方式构成：在第7方式中，控制电路利用检测到的直流电压与直流电压的目标值之比对短路时间比率进行再调整。

本申请发明的第9方式的整流电路装置以如下方式构成：在第8方式中，控制电路代替式(1)中的系数A，

A1＝A/{1-(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊} (8)

A2＝A×{1+(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊} (9)

使用式(8)中的系数A1或式(9)中的系数A2计算短路时间比率D。

本申请发明的第10方式的整流电路装置包括控制半导体开关的控制电路、检测交流电源的电压的极性或零交叉的电路、检测交流电源的电压的输入电压检测电路和从输入电压检测电路的输出信号提取除基波成分以外的成分或任意的高次谐波成分的高次谐波提取电路。

控制电路根据极性或零交叉估测交流电源的电压的相位，根据将由高次谐波提取电路提取出的成分附加至基于交流电源的电压的相位形成的基本模式而获得的驱动模式来控制半导体开关。

控制电路进一步调整基本模式与交流电源的电压的相位关系。

本申请发明的第11方式的整流电路装置以如下方式构成：在第10方式中，控制电路调整驱动模式的短路时间比率以使检测到的直流电压接近目标值。

本申请发明的第12方式的整流电路装置以如下方式构成：在第10方式中，控制电路在令交流电源的电压的基波成分为sin(θ)、令高次谐波成分为Vac_harm(θ)、令直流电压为Vdc的情况下，使用式(10)计算交流电源的电角θ附近的驱动模式的短路时间比率D，

D＝1-A×sin(θ-β)-Vac_harm(θ)÷Vdc (10)

控制电路进一步根据在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个电力值或电流值的差异调整式(10)中的相位滞后β，根据检测到的直流电压与直流电压的目标值的差异调整式(10)中的系数A。

本申请发明的第13方式的整流电路装置以如下方式构成：在第1方式中，控制电路调整驱动模式以使得在交流电源的半周期的前段、中段和后段检测到的电能或电流量落入规定的范围内。

本申请发明的第14方式的整流电路装置以如下方式构成：在第方式中，控制电路调整驱动模式以使得交流电源的半周期内的直流电压的波形成为左右对称。

以下，参照附图对本申请发明的整流电路装置的实施方式进行说明。例如，在所有的附图中，存在对相同或相当的部分标注相同附图标记、省略重复的说明的情况。

(实施方式1)

图1是本申请发明的实施方式1的整流电路装置的电路框图。

半导体开关3a和半导体开关3b、二极管6a和二极管6b分别串联连接。交流电源1的一端经由电抗器2与半导体开关3a、3b的共用连接端子连接。在半导体开关3a、3b分别逆向并联连接有二极管6c、二极管6d。

交流电源1的另一端与二极管6a、6b的共用连接端子连接。半导体开关3a和二极管6a的另一端与平滑电容器9的一端连接。半导体开关3b和二极管6b的另一端与平滑电容器9的另一端连接。在平滑电容器9的两端连接有负载10。

极性检测电路12设置在交流电源1的两端间，检测表示交流电源1的任一端子是否具有更高的电位的极性信息，并将该极性信息发送至控制电路11。该极性信息用于判断是否应该使半导体开关3a、3b中的任一半导体开关动作。输入电压检测电路15与交流电源1的一端连接，检测交流电源1的瞬时电压，并将其信息作为输入电压信息发送至控制电路11。

直流电压检测电路14检测平滑电容器9的每个瞬时的两端电压，并将其信息作为直流侧的电压信息(直流电压信息)发送至控制电路11。电流检测电路7检测在直流侧流动的电流。平滑电路8使由电流检测电路7检测到的电流平滑化，并将其电流信息发送至控制电路11。

控制电路11包括微机和在该微机上动作的软件，根据由上述的检测电路检测到的各种信息，向半导体开关驱动电路4a和半导体开关驱动电路4b发送驱动控制信号。半导体开关驱动电路4a、4b根据驱动控制信号分别驱动半导体开关3a和3b。

在本实施方式中，控制电路11使用输入电压信息和下述式(1)计算用于半导体开关3a或3b的驱动模式的短路时间比率D。

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

此处，θ为交流电源的电角，fv(θ)为交流电源1的半周期或一个周期的输入电压信息，β为表示相位滞后的正的常数。在以下的说明中，fv(θ)取0以上的值。

根据在交流电源1的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个电力值的差异，调整式(1)中的相位滞后β根据与由直流电压检测电路14检测到的直流电压与目标值的差异，调整式(1)中的系数A。

控制电路11使用交流电源1的极性信息和输入电压信息、平滑电容器9的两端电压的直流侧的电压信息(直流电压信息)和被平滑化后的电力信息向半导体开关驱动电路4a、4b发送驱动控制信号，使用半导体开关3a、3b中的任一半导体开关控制短路和开路。

该被平滑化后的电力信息从由电流检测电路7检测、由平滑电路8平滑化后的直流侧的电流信息获得。

例如，在连接电抗器2的交流电源1的一端的电位比另一端的电位高的期间，由半导体开关3b进行短路、开路。电抗器2在利用半导体开关3b进行的短路时蓄积电流。蓄积于电抗器2的电流在开路时经由二极管6c送入平滑电容器9。

由此，在交流电压的瞬时电压低时也能够从交流电源1向平滑电容器9输送电力。其结果是，能够实现电源高次谐波少的整流电路装置。

直流电压检测电路14检测平滑电容器9的每个瞬时的两端电压。此外，输入电压检测电路15检测交流电源1的每个瞬时的电压信息。

例如，在以下的说明中，控制电路11接收来自包括上述的检测电路的其它所有电路的信息，基于此担当与计算、比较、判断、设定、调整和控制等相关的所有工作。

图2是表示本实施方式的整流电路装置的动作的波形图。使用图2，对用于利用控制电路11进行的半导体开关3a或3b的驱动模式的相位的调整方法进行说明。图2的右侧上层的波形表示交流电压，右侧下层的波形表示用于半导体开关3a或3b的驱动模式。例如，以下所有实施方式的说明中的表示波形图和驱动模式的图的横轴表示交流电源的电角。

当利用这样的模式驱动半导体开关时，利用图1的电流检测电路7检测的电流以图2的左侧的第2层至第4层波形图中的状况Sa、状况Sb、状况Sc分别表示。即，在半导体开关为导通状态时不流动电流，在半导体开关为断开状态时向平滑电容器9流入电流。

图2的左侧最下层的波形图是这些电流在平滑电路8被平滑化后被转换为电力信息后的图。在该波形图中，以点划线表示的波形与状况Sa的电力对应，以虚线表示的波形与状况Sb的电力对应，实线表示的波形与状况Sc的电力对应。

比较该波形的前半段与后半段的面积、即半周期的前半段的电能与后半段的电能，根据其差调整右下层所示的驱动模式的相位(以下，将该处理称为驱动模式的相位调制)。例如，只要如状况Sb的电力(以虚线表示的波形)那样前半段更多，就使半导体开关的驱动模式的全体相位超前。具体而言，使式(1)中的相位滞后β变小。

该处理的结果是，电能在前半段和后半段变得相同，电流量也同样在前半段和后半段变得相同。即，根据本实施方式，电流的峰与交流的瞬时电压的峰一致，能够实现高的功率因数的整流电路装置。

如图2所示，半导体开关的驱动模式中，在交流电压的瞬时值的绝对值大的相位设定几乎不利用半导体开关进行的短路的模式。这是基于交流电压的瞬时值的绝对值越大则电流越增加、以及当短路时间比率变大时电流的增加量变多的特性。

随着电压的瞬时值(瞬时电压)的绝对值变高，输入电流逐渐增加。在瞬时电压的绝对值变低时，输入电流逐渐减少。根据这样的驱动模式，输入电流变化流畅，其结果是，能够实现电源高次谐波少的整流电路装置。

如上所述，本实施方式中的驱动模式的相位调制以使得交流电源的半周期的前半段和后半段的电力信息(电能)相等的方式且反映输入电压信息地进行。

通过这样的简单的处理，能够不需要电抗器的电感的精度地应对负载变动和输入电压的畸变，能够实现电源高次谐波少的整流电路装置。特别是由于不在每个瞬时进行电力的检测、以知晓交流电源的每1/4周期的变化的程度的频度进行就足以满足需要，所以能够使用廉价的部件。

在图1所示的电路结构的情况下，当两个半导体开关3a、3b同时导通时流动大的电流，根据半导体开关的种类存在发生损伤的情况。在本实施方式中，为了防止这样的情况，能够顺便使用电流检测电路7进行电流的监视，因此不需要另外设置专用的电流检测电路。

图8是用于说明本实施方式中的直流电压的控制方法的示意图。以下，在本实施方式中，使用图8对如何将直流电压保持为一定进行说明。

利用直流电压检测电路14检测到的直流电压(実直流电压)被与直流电压的目标值(设定直流电压)相比较，根据其结果调整驱动模式的短路时间比率。随着短路时间变长，蓄积在电抗器2的能量增大。在开路时，该能量被输送至平滑电容器9，输出电压上升。利用该原理，能够使检测到的直流电压接近目标值而大致一致。

以在随着交流电源的电角变大而交流电源的瞬时电压的绝对值变大的相位使短路时间比率的调整量增大的方式进行设定。以在随着交流电源的电角变大而交流电源的瞬时电压的绝对值变小的相位使短路时间比率的调整量减少的方式进行设定。

在高次谐波少而处于高功率因数的状态下，由于输入电流具有与电源电压相似的波形，因此当维持输入电流的波形并同时使输入电流的振幅发生变动时，能够使直流电压发生变化。因此，短路时间比率小而瞬时电压的绝对值大的相位与短路时间比率大而瞬时电压的绝对值小的相位相比、电流的变化变得更大。

根据本实施方式，通过将交流电源1的瞬时电压的绝对值大的相位的调整量变大，能够不检测并控制每个瞬时的电流、仅使用一种驱动模式进行直流电压的调整。

作为用于进行图2和图8所示的相位调制的驱动模式，以电源电压的波形为正弦波，例如以下述式(2)定义电角θ的短路时间比率D。

短路时间比率D＝1-A×sin(θ-β) (2)

式(2)中，系数A根据直流电压与目标值的差异来调整，相位滞后β根据每半周期的前半段和后半段的电力的差异来调整。例如，由于短路时间比率D为0以上且1以下的值，所以在右边超过1的情况下设定为1，在右边比0小的情况下设定为0。

在该式(2)中，设定的驱动模式为基于一个正弦波的模式。在交流电源1的瞬时电压的绝对值小的相位，短路时间比率D相对地变大，并且，关于根据电压的差异调整的调整量，交流电源1的瞬时电压的绝对值的高的期间比低的期间更大。

在输入电压含有畸变的情况下，以图3A表示根据上述式(2)设定短路时间比率D的情况下的输入电流的一个例子。

图3A是交流电源1包含5％的5次谐波的情况下的输入电压和输入电流的波形图。如图3A所示，在交流电源1的电压发生畸变的情况下，输入电流会发生更大畸变。

这是因为，虽然在交流电源1的电压含有畸变，但是利用根据上述式(2)计算出的短路时间比率D制作的电压是基于不含有畸变的正弦波模式制作的。

控制电路11每半周期蓄积输入电压检测电路15的输出，令该输出为输入电压信息fv(θ)。使该输入电压信息fv(θ)反映在下一周期的短路时间比率D的计算中。如式(1)那样设定反映该信息的情况下的短路时间比率D的计算式。

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

图3B是使用式(1)所示的短路时间比率D的情况下的输入电压和输入电流的波形图。如图3B所示，输入电流能够抑制在与输入电压相同程度的畸变。

作为关于每半周期的前半段和后半段的电能的处理简单的方法，还能够将关于电角90度对称的两个相位的检测值作为代表值加以利用。例如，将电角40度和140度的检测值用作代表值。

在该方法中，作为交流电源1的每半周期的前半段和后半段检测到的电能，使用自交流电压的瞬时值成为最大的时刻(电角90度)起一定时间(T)前、例如按电角在50度前即电角作为40度的时刻的检测值以及从交流电压的瞬时值成为最大的时刻起经过相同时间(T)后的电角140度的时刻的检测值。

作为驱动模式的条件：交流电源1的各相位的瞬时电压的绝对值的增减变化方向与短路时间比率D的增减变化方向相反，在根据直流电压的差异调整的调整量中，以成为具有与短路时间比率D的大小的变化方向相反方向的变化特性的大小的方式进行设定。

作为模式的事例，提示了能够以上述式表现的例子，不过以同样的特性、降低高次谐波的模式具有无数个，并不限定于上述式(1)。

在本实施方式中，使半周期的输入电压信息fv(θ)反映在次的半周期的短路时间比率D的计算中进行了说明。但是，并不限定于此，例如也可以反映在一个周期后的计算中。

(实施方式2)

图4是本申请发明的实施方式2的整流电路装置的电路框图。图4的电路结构除了未设置电流检测电路7以外，与图1基本相同。

控制电路11接收极性检测电路12的输出(极性信息)、直流电压检测电路14的输出信息(直流电压信息)和输入电压检测电路15的输出信息(输入电压信息)。极性检测电路12和输入电压检测电路15的使用方法与实施方式1相同。

图5是表示本实施方式的整流电路装置的动作的波形图。使用图5说明根据直流电压检测电路14的输出信息进行的驱动模式的相位调制。与图2的说明同样，需要使输送至平滑电容器9的电力的峰与交流电源1的瞬时电压的峰相位一致。

平滑电容器9的输出具有图5的左侧的下层所示的波形中的状况Sc(实线波形)那样的纹波(ripple)。即，在半周期的前半段直流电压降低，在后半段直流电压上升。不过，在交流电源1的电压峰相位之处，成为变动的中心，与平均直流电压相等。

当电力的峰发生偏离时，交流电源1的电压峰相位之处的直流电压从平均值偏离。例如，如状况Sb(虚线波形)所示那样，当电力峰部分的相位超前时，交流电源1的电压峰相位之处的直流电压上升。

在相反的情况下、即在状况Sa(点划线波形)中，相同相位之处的直流电压下降。因此，对作为交流电源的半周期以上的期间的直流电压的平均值的平均直流电压与交流电源1的电压峰相位之处的直流电位进行比较，调整交流电源相位与半导体开关的驱动模式的相位关系。由此，交流电流的峰相位与交流电源1的瞬时电压的峰一致，能够实现高的功率因数的整流电路装置。

而且，由于不需要电流检测单元，所以与实施方式1的结构相比能够更简单地实现。例如，具体的驱动模式与直流电压的控制方法和减轻输入电源中所含的畸变引起的对输入电流的影响的方法与实施方式1相同。

(实施方式3)

图6是本申请发明的实施方式3的整流电路装置的电路框图。图6的电路结构除了电流检测电路7设置在能够直接检测来自交流电源1的电流的位置以外，与图1基本相同。

控制电路11接收极性检测电路12的输出(极性信息)、电流检测电路7的输出(电流信息)、输入电压检测电路15的输出(输入电压信息)、和直流电压检测电路14的输出(直流电压信息)。极性检测电路12与输入电压检测电路15和直流电压检测电路14的使用方法与实施方式1相同。

图7是表示本实施方式的整流电路装置的动作的波形图。使用图7说明根据由电流检测电路7检测到的电流信息进行的驱动模式的相位调整。在这种情况下，需要使检测电流的峰相位与交流电源1的瞬时电压的峰相位一致。

只要与图2同样使得半周期的前半段和后半段的电流信息(电流量)相等，就能够使峰相位一致。因此，通过对半周期的前半段和后半段的电流信息(电流量)进行比较、调整半导体开关的驱动模式的全体相位，电流的峰相位与交流电源的瞬时电压的峰相位一致，能够实现高的功率因数的整流电路装置。

在作为本申请发明的利用领域的供冷、供暖或冷冻等中，多在交流侧设置电流检测单元，根据实施方式3，能够将该电流检测单元兼用作电流检测电路，因此能够更简单地实现。

具体的驱动模式和直流电压的控制方法与减轻对输入电源中所含的畸变引起的输入电流的影响的方法与实施方式1相同。作为交流电源1的每半周期的前半段和后半段的电流量的简单的检测方法，也能够与在实施方式1中说明的、将关于电角90度对称的相位的检测值用作代表值的方法相同。

在本实施方式中，作为交流电源1的每半周期的前半段和后半段的检测电流量，使用交流电压的瞬时值成为最大的时刻(电角90度)的一定时间(T：例如，50度)的之前时刻(例如，40度)的检测值和从交流电压的瞬时值成为最大的时刻起经过一定时间(T)的时刻(例如，140度)的检测值。

(实施方式4)

图9是本申请发明的实施方式4的整流电路装置的电路框图。本实施方式是利用其它电路结构设计实施方式1的方式。实施方式4的基本电路结构与实施方式1同样，为在专利文献1所示的结构中追加输入电压检测电路15而得到的结构。

在本实施方式中，交流电源1使用半导体开关3通过电抗器2被短路。蓄积在电抗器2的能量经由二极管6a、6b、6c、6d被输送至平滑电容器9。

在本实施方式中，由于使用一个半导体开关3，所以与实施方式1的情况不同，不需要检测交流电源1的极性，整流电路装置的输入侧的信息只要能够利用零交叉检测电路13检测的零交叉信息和输入电压检测电路15检测的输入电压信息就已足够。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式1相同。

(实施方式5)

接着，对本申请发明的实施方式5进行说明。本实施方式是在图9所示的结构中省略电流检测电路7和平滑电路8而使用直流电压检测电路14的输出信息实现与上述的实施方式2相同的功能。

在本实施方式中，与实施方式2的情况不同，不需要检测交流电源1的极性，整流电路装置的输入侧的信息只要能够利用零交叉检测电路13检测的零交叉信息和输入电压检测电路15检测的输入电压信息就已足够。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式2相同。

(实施方式6)

接着，使用图10对本申请发明的实施方式6进行说明。图10是本申请发明的实施方式6的整流电路装置的电路框图。本实施方式是利用与上述的实施方式更加不同的电路结构进行设计的方式。基本电路结构为在专利文献3所示的结构中追加输入电压检测电路15而得到的结构。

在本实施方式中，交流电源1在通过二极管6a、6b、6c、6d被整流后、经由电抗器2通过半导体开关3被短路。蓄积在电抗器2的能量经由二极管5被输送至平滑电容器9。

在本实施方式中也为如下情形：用于使用一个半导体开关3，所以与上述的实施方式4同样，整流电路装置的输入侧的信息只要能够利用零交叉检测电路13检测的零交叉信息和输入电压检测电路15检测的输入电压信息就已足够。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式1相同。

(实施方式7)

接着，对本申请发明的实施方式7进行说明。实施方式7的整流电路装置是省略使用图10说明的实施方式6中的电流检测电路7和平滑电路8、而使用直流电压检测电路14的信息的结构。由此，能够实现与实施方式2相同的功能。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式2相同。

(实施方式8)

接着，使用图11对本申请发明的实施方式8进行说明。如图11所示，本实施方式是使用图9说明的实施方式4中的电流检测电路7移动至交流侧、省略平滑电路8的结构。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式3相同。

(实施方式9)

接着，使用图12对本申请发明的实施方式9进行说明。如图12所示，本实施方式是使用图10说明的实施方式6的电流检测电路7移动至交流侧、省略平滑电路8的结构。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式3相同。

(实施方式10)

接着，使用图13对本申请发明的实施方式10进行说明。图13是将实施方式6中的电流检测电路7移动至由二极管6a、6b、6c、6d、电抗器2和半导体开关3构成的循环中的结构。根据本实施方式，能够实现与实施方式9相同的功能。控制电路11的动作除半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外与实施方式3相同。

(实施方式11)

图14是本申请发明的实施方式11的整流电路装置的电路图。

在图14，交流电源1经由二极管桥6的一端和电抗器2、能够通过半导体开关3短路地被连接。

电抗器2的输出和二极管桥6的另一端的输出经二极管5与平滑电容器9和负载10连接。电抗器2的输出还与电压检测电路19连接，电抗器2的端子电压信息被输入到控制电路11。平滑电容器9的两端电压信息由直流电压检测电路14检测，该信息也被输入到控制电路11。

根据本实施方式，通过利用半导体开关3短路，在交流电源1的电压的绝对值小的期间也能够在电抗器2流动电流。当将半导体开关3开路时，在电抗器2流动的电流经由二极管5对平滑电容器9进行充电。由此，能够减少从交流电源1流出的电流的高次谐波。

图15A和图15B是表示本实施方式的整流电路装置的动作的波形图。图15A所示的波形是利用半导体开关3进行的短路和开路恰当地动作的情况下的波形。图15B所示的波形是利用半导体开关3进行的短路和开路比恰当状态迟滞的情况下的波形。

在实施方式11中，通过利用半导体开关3针对交流电源1的周期以防磁柜的频度进行短路、开路，能够实现更小型的电抗器2的利用。将每个瞬时的短路时间比率D设定为模式，根据交流电源1的瞬时电压返回零时的电流的有无调整该模式的相位。

在图15A、图15B中第2层波形表示其短路时间比率D。电压检测电路19的输出信号如图15A、图15B的最下层所示那样，成为高(High)和低(Low)频繁地变化的波形。

在这样的状况下，也只要在交流电源1的瞬时电压成为零时通过半导体开关3使电路不短路，就能够检测到电抗器2的电流是否为零。

作为用于相位调制的驱动模式，令电源电压的波形为正弦波，例如通过下述式(2)设定电角θ的短路时间比率D。

短路时间比率D＝1-A×sin(θ-β) (2)

在式(2)中，系数A根据直流电压与目标值的差异调整，相位滞后β根据在交流电源1的瞬时电压返回零时在电抗器2是否流动电流来调整。即，在检测到电抗器2中流动的电流的情况下使相位滞后β小，在未检测到电抗器2中流动的电流的情况下使相位滞后β大。

在式(2)中，短路时间比率D必须为比率并且为0以上且1以下的值，因此在右边超过1的情况下设定为1，在右边比0小的情况下设定为0。

在该式(2)中，设定的驱动模式为基于一个正弦波的模式。在交流电源1的瞬时电压的绝对值小的期间，短路时间比率D相对较大。关于根据电压的差异的调整的调整量，交流电源1的瞬时电压的绝对值的高的期间比低的期间更大。

图3A表示在输入电源的电压中含有畸变的情况下、根据上述式(2)设定短路时间比率D的情况下的一个例子。

如图3A所示，在输入电源的电压发生畸变的情况下，输入电流大幅畸变。这是因为，虽然在输入电源的电压含有畸变，但是通过短路时间比率D表现的电压是基于不含有畸变的正弦波模式制作的。

因此，与实施方式1真的说明同样地将输入电压信息fv(θ)反映在短路时间比率D的计算式中。根据式(1)计算反映该信息的情况下的短路时间比率D。

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

由此，能够与实施方式1同样地将输入电流的畸变抑制为与输入电压相同程度的畸变。

控制电路11的动作除与相位调整相关联的部分以外与实施方式2相同。

(实施方式12)

图16是本申请发明的实施方式12的整流电路装置的电路框图。

在图16，交流电源1经由电抗器2与串联连接的半导体开关3a、3b连接。半导体开关3a、3b的共用连接端子与二极管桥6的输入端子连接。二极管桥6的输出电压通过平滑电容器9被平滑化。被平滑化后的直流电压被供给至负载10。

极性检测电路12检测交流电源1的瞬时电压的极性。从检测到的极性估测输入电压的相位。计算与由输入电压检测电路15检测到的交流电源1的电压和估测出的相位信息相关联联的每半周期或每一周期的输入电压信息。根据该输入电压信息，控制两个半导体开关3a、3b中的任一个半导体开关。

本实施方式是作为混合桥型的整流电路被周知的结构。除了根据交流电源1的瞬时电压的极性切换被驱动的半导体开关3a、3b的动作以外，与通常的混合桥型的整流电路相同。

不过，在电压检测电路119的输出结果中，如果流动电流则根据交流电源1的瞬时电压的极性而逻辑反转，因此在交流电源1的瞬时电压从正变为零的情况下和该瞬时电压从负变为零的情况下使逻辑相反。

即，在电抗器2中流动有电流时，如果刚刚之前的交流电压的极性为正则二极管6c导通，电抗器2的端子成为与整流输出的正侧的电位相同的电平，自电压检测电路119获得高电平的信息。另一方面，如果刚刚之前的交流电压的极性为负，则二极管6d导通，成为与整流输出的负侧的电位相同的电平，自电压检测电路119获得低电平的信息。

在电抗器2中未流动电流时，二极管6c和二极管6d不导通，在电压检测电路119获得中间电平的信息。

控制电路11的动作除本实施方式中说明的电压检测电路119的输出的处理和半导体开关3a和半导体开关3b的选择以外的部分与实施方式11相同。

作为更简单的其它方法，还能够使用图14所示的电压检测电路19代替电压检测电路119、仅在交流电源1的瞬时电压从正成为零时进行实施。

(实施方式13)

图17是表示本申请发明的实施方式13的整流电路装置的电路图。

在图17中，在实施方式13中也与上述的图16同样，在交流电源1的一端直接连接有电抗器2。半导体开关3连接至电抗器2的输出与交流电源1的另一端之间，将交流电源1与电抗器2直接短路。

利用半导体开关3进行的短路和开路操作的方法和直流电压的控制方法与使用图14说明的实施方式11相同。电压检测电路119的输出信息的利用方法与使用图16说明的实施方式12的情况下相同。

(实施方式14)

接着，使用图18对本申请发明的实施方式14进行说明。图18是基于与图1、图4和图6各自所示的实施方式1、2和3相同的基本电路结构的图。说明上述这些电路结构中、交流电源1的两个输出端子中连接电抗器2的端子为正电位的期间的动作。

在图18，两个半导体开关3a、3b中，半导体开关3a为断开(OFF)状态，通过半导体开关3b进行短路和开路。在短路时，能够利用交流电源1、电抗器2、半导体开关3b、二极管6b形成短路循环，向电抗器2蓄积电流。在开路时，蓄积在电抗器2的电流经由二极管6c流向平滑电容器9和负载10，经由二极管6b向交流电源1流入。

在该动作中，为了使得电抗器2中流动的电流Iac大体为正弦波，需要使得电抗器2的两端的电位差大体为正弦波。因为交流电源1的一端的电压Vac为弦波，所以交流电源1的另一端的电压Vpwm也大体为正弦波。如果因为半导体开关3a、3b和二极管6b，6c的电压损失非常小而能够无视，则考虑通过下述式(3)求取Vpwm。

Vpwm＝Vdc×(1-D) (3)

此处，

D＝1-A×sin(θ-β) (2)

因此，

Vpwm＝Vdc×A×sin(θ-β) (4)

只要Vdc为一定值，Vpwm的波形就为正弦波。

但是，在输入电源的电压含有畸变的情况下，由于在上述式(2)和(4)中不反映输入电源的电压的畸变部分，实际的输入电压与计算得到的Vpwm存在差距，因此输入电流发生畸变。

如在实施方式1中说明的那样，通过将输入电压信息fv(θ)反映在上述式(2)和(4)中，能够减轻输入电压的畸变引起的输入电流的畸变。在下述式表示反映输入电压的畸变的上述式(1)和(5)。

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

Vpwm＝Vdc×A×fv(θ-β) (5)

但是，因为平滑电容器9的容量有限，所以例如如图5所示那样，在直流电压中包含纹波成分。因此，Vpwm并不直接这样仅反映输入电压信息。

为了应对这样的状况，使用直流电压的瞬时值(实际直流电压)Vdc和直流电压的平均值Vdc(av)构成。

Vpwm＝Vdc×A×fv(θ―β)×{Vdc(av)÷Vdc} (6)

则

Vpwm＝Vdc(av)×A×fv(θ―β) (7)

Vpwm成为排除了纹波成分的影响的电压。

其中，在该计算中需要进行直流电压的平均值的运算。因此，以使直流电压接近目标值Vdc＊的方式对直流电压进行反馈控制。因为该控制自身具有低通滤波器特性，直流电压的平均值收敛至直流电压的目标值。因此，能够使用目标值代替平均值。

即，使用下述式(8)所示的系数A1代替上述的实施方式1、实施方式2、实施方式3和实施方式11中使用的运算式的系数A即可。

A1＝A/{1-(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊}

＝A×Vdc＊÷Vdc (8)

图19是用于说明该处理的流程的波形图。在图19中，与图8同样，利用比较电路201比较实际直流电压(Vdc)与设定直流电压(Vdc＊)，获得作为暂定的短路时间比率的调整的结果的临时的系数A。

再调整电路202使用该临时系数A进行上述式(8)的运算，对短路时间比率D进行再调整。根据使用这样获得的系数A1的驱动模式、利用半导体开关进行短路和开路。

因为与直流电压相比纹波成分小的假设成立，作为将瞬时的除算简化的方法，也可以使用以下述式(9)表达的系数A2。利用该方法也能够实现高精度的修正。

A2＝A×{1+(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊}

＝A×{2-Vdc/Vdc＊} (9)

图20与图19同样是说明该处理的流程的波形图。图20中，与图19的差异在于再调整电路207进行上述式(9)的运算、对短路时间比率D进行再调整。根据使用这样获得的系数A2的驱动模式、利用半导体开关进行短路和开路。

除短路时间比率D的计算式以外，实施方式1至实施方式13中的控制电路11的动作与各个实施方式中说明的内容相同。

(实施方式15)

接着，的本申请发明的实施方式15进行说明。本实施方式的基本结构与实施方式1的说明中使用的图1相同。以下，使用图21说明本实施方式的动作。

图21是表示本实施方式的驱动模式的导通(ON)期间的长度(以下，称为导通(ON)宽度)的决定方法的波形图。在图21，左侧和右侧的上层的波形图表示半周期的交流电压，右侧下层的波形图表示半导体开关的驱动模式的相对于电角的导通(ON)。如该图所示，在电角90度附近导通(ON)宽度最小。

图21的左侧第2层至第4层所示的波形图表示与检测电流相关的三种状况。如左侧第2层的波形图中以点划线表示的那样，在状况Sa下交流电压的高电角和低电角，检测电流的差比较少。

如左侧第3层的波形图中以虚线所示的那样，在状况Sb下，当接近电角90度时检测电流急剧变多，当从电角90度离开时检测电流急剧变少。如左侧第4层的波形图中以实线所示的那样，在状况Sc下检测到表示与交流电压同样地接近正弦波的波形的电流。即，这些状况中，状况Sc的高次谐波最少。

这些电流通过平滑电路8被平滑化，成为左侧最下层的波形图所示的直流电力(相当于流入的电力波形)。如左侧最下层的波形图中以点划线所示的那样，状况Sa的直流电力具有比较的平整的宽幅型的波形。如该波形图中以虚线所示的那样，状况Sb的直流电力具有尖锐的波形，该波形在电角90度附近具有尖锐的峰。如该波形图中以实线所示的那样，状况Sc的直流电力表示这些波形中最优选的波形。

在本实施方式中，比较将电源的半周期等分成的三个区间(以下，依次称为前段、中段、后段)的平滑后的直流电力的电平。首先，比较半周期的前段或后段的电力电平与半周期的中段的电力电平。

在状况Sa，半周期的前段或后段的电力电平与中段相比比较大。在状况Sb，前段或后段的电力电平与中段相比比较小。在状况Sc，前段或后段的电力电平与中段的电力电平的比率适当。

为了进行三个区间的比较，需要计算各个区间的电力的积分值和平均值。作为最简单的方法，例如，前段按45度测量电力，中段按90度测量电力，后段按135度测量电力，作为各个区间的代表值。在这种情况下，三个区间的理想的电力电平比为1:2:1。

根据该结果，使用以下的方法对驱动模式的导通(ON)宽度进行调制。如图2的右侧下层的波形图所示，整体而言在电角90度的附近使导通(ON)宽度变窄，在电角0度和180度的附近使导通(ON)宽度扩展。

在电角90度的附近，令状况Sa的情况下的导通(ON)宽度的调整量比状况Sc的情况下小，在电角0度和180度的附近，令状况Sa的情况下的导通(ON)宽度的调整量比状况Sc的情况下大。

在电角90度的附近，使状况Sb的情况下的导通(ON)宽度的调整量状况Sc的情况下大，在电角0度和180度的附近，使状况Sb的情况下的导通(ON)宽度的调整量比状况Sc的情况下小。

通过本实施方式说明的、利用交流电源的半周期内的三个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法以外的控制电路11的动作与实施方式1和实施方式14相同。

根据本实施方式，能够不检测电流和电力的细微变化地实现并维持电源高次谐波少的状况Sc。

(实施方式16)

接着，对本申请发明的实施方式16进行说明。本实施方式的基本结构与实施方式2的说明中使用的图4相同。以下，使用图22说明本实施方式的动作。

图22是表示本实施方式的驱动模式的导通(ON)宽度的决定方法的波形图。在图22，左侧和右侧的上层的波形图表示半周期分的交流电压。

图22的左侧中层所示的波形图与图21的左侧最下层的波形图相同，表示被利用平滑电路8平滑化后的电力。即，与图21同样，以点划线表示的波形表示状况Sa的电力，是比较平整的宽幅型的波形。

以虚线表示的波形表示状况Sb的电力，是在电角90度附近具有尖锐的峰的尖锐型的波形。以实线表示的波形表示状况Sc的电力，表示这些波形中最优选的波形。

如在实施方式15中说明的那样，状况Sc为电源高次谐波最少的状态，关于直流电压，左侧下层的波形图的以实线表示得到波形为最优选的波形。

图22的左侧下层所示的波形图中，以点划线表示的波形表示左侧中层的波形图所示的状况Sa的直流电压。以虚线表示的波形表示左侧中层的波形图所示的状况Sb的直流电压。以实线表示的波形表示左侧中层的波形图所示的状况Sc的直流电压。

即，状况Sa的直流电压在电角90度的附近缓慢上升、在电角0度和180度的附近急剧下降。状况Sb的直流电压在电角90度的附近急剧上升、在电角0度和180度的附近缓慢下降。状况Sc的直流电压呈现与其它状况相比更接近正弦波的波形。

着眼于电角45度附近和135度附近的直流电压时，状况Sa的情况下为上升中，状况Sb的情况下为下降中，状况Sc的情况下几乎没有变化。

如图22所示，通过查知电角45度或135度的附近的直流电压的变化，能够推测输入电压的波形的形状。根据该变化，如图22的右侧下层的波形图所示那样，使用实施方式15中使用图21说明的调制方法对驱动模式的导通(ON)宽度进行调制。

通过本实施方式说明的、利用交流电源的半周期内的前半段或后半段内的两个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法以外的控制电路11的动作与实施方式2和实施方式14相同。

根据本实施方式，能够不检测电流和电力的细微变化地实现并维持电源高次谐波少的状况Sc。

(实施方式17)

接着，对本申请发明的实施方式17进行说明。本实施方式的基本结构与实施方式3的说明中使用的图6相同。以下，使用图23说明本实施方式的动作。

图23是表示本实施方式的驱动模式的导通(ON)宽度的决定方法的波形图。在图23，左侧和右侧的上层的波形图表示半周期分的交流电压。图23的左侧下层所示的波形图表示由电流检测电路7检测到的电流。

如图23的左侧下层的波形图中以点划线所示的那样，在状况Sa，交流电压的高电角和低电角，检测电流的差比较少，为宽幅型的波形。

如该波形图中以虚线所示的那样，在状况Sb，当接近电角90度时检测电流急剧变多，当从电角90度离开时检测电流急剧变少，在电角90度附近成为具有尖锐的峰的尖锐型的波形。如该波形图中以实线所示的那样，在状况Sc，与交流电压同样检测到表示接近正弦波的恰当的波形的电流。

在本实施方式中，对将电源的半周期等分成三个区间的平滑后的直流电流的电平。即，对前段或后段的电流电平与中段的电流电平进行比较。在状况Sa，前段或后段的电流电平比中段，在状况Sb，前段或后段的电流电平比中段小，在状况Sc，前段或后段的电流电平与中段的电流电平的比率在这些波形中最适当。

为了进行三个区间的比较，需要计算各个区间的电流的积分值和平均值。作为最简单的方法，例如前段按45度测量电流，中段按90度测量电流，后段按135度测量电流，作为各个区间的代表值。在这种情况下，三个区间的理想的电流电平比为1:1.41(＝√2):1。

根据该结果，使用以下的方法对驱动模式的导通(ON)宽度进行调制。如图23的右侧下层的波形图所示那样，使用实施方式15中使用图21和实施方式16中使用图22说明的调制方法，对驱动模式的导通(ON)宽度进行调制。

通过本实施方式说明的、利用交流电源的半周期内的三个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法以外的控制电路11的动作与实施方式3和实施方式14相同。

根据本实施方式，能够不检测电流和电力的细微变化地实现并维持电源高次谐波少的状态。

(实施方式18)

接着，对本申请发明的实施方式18进行说明。图24是本实施方式的整流电路装置的电路框图。图24的电路结构是将上述的图6的电路结构的电流检测电路7换成电流变换器70、全波整流电路71、平滑电路72的结构。

电流变换器70虽然不能检测直流成分，但是与电流检测电路7相比具有廉价的特征。如图24所示，特别是在空调设备、热泵设备等中，根据来自全波整流电路71和平滑电路72的信息，控制电路11对负载状态进行识别，以高效率地运转和/或防止过度的负载引起的设备的损伤的方式进行控制。

如上所述，在本实施方式中，全波整流电路71的输出被输入控制电路11。该输入波形具有重复图7所示的检测电流的波形的形状。

本实施方式具有不能检测直流成分的问题和含有从全波整流电路71通过而引起的畸变的问题。

因此，对于图7所示的波形，通过将交流电源的半周期的前半段的信息和后半段的信息分别平均后使用，能够使电流的相位接近电压的相位，使它们大体一致。同样，还能够如图23所示那样，提高将中段附近的信息也平均后使用而降低输入电流的高次谐波。

此外，本实施方式具有在电流小时畸变变大的问题。但是，电源高次谐波限制中，IEC61000-3-2的级别A要求在运转范围内使高次谐波电流为一定以下。

因此，即使在电流小时畸变增加，也并不脱离高次谐波限制。能够利用该特征，使用简洁的电流变换器，实现电源高次谐波少、功率因数高的整流电路装置。

通过本实施方式说明的与输入电流信息相关联的部分以外的控制电路11的动作与实施方式3、实施方式14和实施方式17相同。

(实施方式19)

图25表示本申请发明的实施方式19的整流电路装置的电路框图。

本实施方式与实施方式1的差异在于：在输入电压检测电路15与控制电路21之间追加有高次谐波提取电路16；将控制电路11换成控制电路21；短路时间比率D的计算式不同。以下，对差异进行说明。

输入电压检测电路15检测交流电源1的每个瞬时的电压信息。高次谐波提取电路16从交流电源1的电压信息提取基波成分以外的成分。该高次谐波成分信息在用于半导体开关3a或3b的驱动模式的短路时间比率D的计算中使用。在平滑电容器9中流动的电流由电流检测电路7检测，通过平滑电路8被平滑化。

控制电路21使用交流电源1的极性信息、高次谐波成分信息和被平滑化后的电力信息，向半导体开关驱动电路4a、4b发送驱动控制信号，控制使用半导体开关3a、3b中的任一开关的短路和开路。该被平滑化后的电力信息能够从由电流检测电路7检测、通过平滑电路8被平滑化后的直流侧的电流信息和直流电压信息获得。

例如，在交流电源1的连接电抗器2的一端的电位比另一端的电位高的期间，使用半导体开关3b进行短路和开路。由此，将在短路时蓄积在电抗器2的电流在开路时经由二极管6c送入平滑电容器9。其结果是，即使在交流电压的瞬时电压低时，也能够从交流电源1向平滑电容器9输送电力，能够实现电源高次谐波少的整流电路装置。

高次谐波提取电路16由用于从交流电源1的电压信息除去基波成分的高通滤波器构成。关于高通滤波器的结构，由于是普通的技术，所以省略详细的说明。

在实施方式1中，对通过使输入电压的波形反映于驱动模式的方法来减轻电源电压的波形中所含的畸变对输入电流的影响的方法进行了说明。本实施方式能够比实施方式1更有效果地排除电源电压的波形中所含的畸变对输入电流的波形的影响。

在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的电能的处理和在相位的反映方法以及用于将直流电压保持为一定的控制方法与实施方式1相同。

接着，对短路时间比率D进行说明。在交流电源的电角θ，令交流电源的电压的基波成分为sin(θ)、令由高次谐波提取电路16提取出的高次谐波成分为Vac_harm(θ)、令直流电压为Vdc时，电角θ附近的半导体开关的驱动模式的短路时间比率D根据下述式(10)设定。

D＝1-A×sin(θ-β)-Vac_harm(θ)÷Vdc (10)

在式(10)中，系数A根据直流电压与目标值的差异被调整，相位滞后β根据每半周期的前半段和后半段的电力的差异被调整。由于短路时间比率D为0以上且1以下的值，所以在右边值超过1时设定为1，在右边值比0小时设定为0。由此，输入电流成为没有畸变的波形。

使用直流电压的控制方法和直流电压检测电路14与平滑电路8的信息进行相位调整的方法与实施方式1相同。

作为用于求取短路时间比率D的数学式的事例，以基波成分为正弦波地进行了说明，但是并不限定于此。

此外，对高次谐波提取电路16由从交流电源1的电压信息除去基波成分的高通滤波器构成的方式进行了说明，但是也可以为任意的提取高次谐波成分滤波器。

(实施方式20)

图26是本申请发明的实施方式20的整流电路装置的电框图。本实施方式与实施方式2的差异在于：在输入电压检测电路15与控制电路21之间追加有高次谐波提取电路16；将控制电路11换成控制电路21；短路时间比率D的计算式不同。不过，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

控制电路21接收极性检测电路12的输出(极性信息)、直流电压检测电路14的输出(直流电压信息)和高次谐波提取电路16的输出(高次谐波成分信息)。使用直流电压的控制方法和直流电压检测电路14的信息进行相位调整的方法与实施方式2相同。

本实施方式不需要电流检测单元，因此与实施方式19的结构相比能够更简单地实现。

(实施方式21)

图27是本申请发明的实施方式21的整流电路装置的电路框图。本实施方式与实施方式3的差异在于：在输入电压检测电路15与控制电路21之间追加有高次谐波提取电路16；将控制电路11换成控制电路21；短路时间比率D的计算式不同。不过，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

控制电路21接收极性检测电路12的输出(极性信息)、直流电压检测电路14的输出(直流电压信息)、电流检测电路7的输出(电流信息)和高次谐波提取电路16的输出(高次谐波成分信息)。

直流电压的控制方法和使用电流检测电路7的信息进行相位调整的方法与实施方式3相同。

(实施方式22)

图28是本申请发明的实施方式22的整流电路装置的电路框图。本实施方式是利用其它电路构成实施方式19的方式，具体而言，是相对于实施方式4、在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16并将控制电路11换成控制电路21的方式。

在本实施方式中，交流电源1使用半导体开关3经由电抗器2短路。蓄积在电抗器2的能量经由二极管6a、6b、6c、6d被输送至平滑电容器9。

在本实施方式中，由于使用一个半导体开关，所以与实施方式19不同，并不需要检测交流电源1的极性，作为整流电路装置的输入侧的信息，能够利用零交叉检测电路13的零交叉信息和高次谐波提取电路16的输入电压中所含的高次谐波成分信息即已足够。控制电路21的动作、高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和平滑电路8的信息进行相位调整的方法实施方式4相同。

(实施方式23)

接着，对本申请发明的实施方式23进行说明。本实施方式是在实施方式22的说明使用的图28所示的结构中省略电流检测电路7和平滑电路8、而使用直流电压检测电路14的输出信息实现与上述的实施方式20相同的功能的结构。具体而言，是对实施方式5在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

在本实施方式中，与实施方式20不同，不需要检测交流电源1的极性，作为整流电路装置的输入侧的信息，能够利用零交叉检测电路13的零交叉信息和高次谐波提取电路16的输入电压中所含的高次谐波成分信息即已足够。控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和直流电压检测电路14的信息进行相位调整的方法与实施方式5相同。

(实施方式24)

接着，使用图29说明本申请发明的实施方式24。图29是实施方式24的整流电路装置的电路框图。本实施方式是与由上述的实施方式22更加不同的电路构成的结构，具体而言，是对实施方式6在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

交流电源1在通过二极管6a、6b、6c、6d被整流后，经电抗器2通过半导体开关3被短路。蓄积在电抗器2的能量经由二极管5被输送至平滑电容器9。

在本实施方式中也为如下情形：由于使用一个半导体开关3，所以与上述的实施方式22同样，作为整流电路装置的输入侧的信息，能够利用零交叉检测电路13的零交叉信息和高次谐波提取电路16的输入电压中所含的高次谐波成分信息即已足够。控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电流检测电路7与平滑电路8的信息进行相位调整的方法与实施方式6相同。

(实施方式25)

接着，对本申请发明的实施方式25进行说明。

本实施方式是在实施方式25的说明中使用的图29所示的结构中省略电流检测电路7和平滑电路8，使用直流电压检测电路14的信息实现与实施方式20相同的控制结构。

具体而言，是对实施方式7在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和直流电压检测电路14的信息混合相位调整的方法与实施方式7相同。

(实施方式26)

接着，使用图30对本申请发明的实施方式26进行说明。图30是实施方式26的整流电路装置的电路框图。本实施方式是在使用图28说明的实施方式22的结构中使电流检测电路7移动至交流侧、省略平滑电路8而得到的结构。

具体而言，是对实施方式8在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电流检测电路7的信息进行相位调整的方法与实施方式8相同。

(实施方式27)

接着，使用图31对本申请发明的实施方式27进行说明。图31是实施方式27的整流电路装置的电路框图。本实施方式是在使用图29说明的实施方式24的结构中使电流检测电路7移动至交流侧、省略平滑电路8而得到的结构。

具体而言，是对实施方式9在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

与直流电压的控制方法和电流检测电路7的信息进行相位调整的方法与实施方式9相同。

(实施方式28)

接着，使用图32对本申请发明的实施方式28进行说明。图32是实施方式28的整流电路装置的电路框图。

本实施方式是在使用图29说明的实施方式24中使电流检测电路7移动至由二极管6a、6b、6c、6d、电抗器2、半导体开关3结构的循环之中而得到的结构。

具体而言，是对实施方式10在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

根据本实施方式，能够实现与实施方式27相同的控制。控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电流检测电路7的信息进行相位调整的方法与实施方式10相同。

(实施方式29)

图33是本申请发明的实施方式29的整流电路装置的电路图。本实施方式为对实施方式11在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电压检测电路19的信息进行相位调整的方法与实施方式11相同。

图34A和图34B是表示本实施方式的动作的波形图。该波形图和与实施方式11相关联的图15A和图15B所示的波形图，因此省略其说明。

(实施方式30)

图35是表示本申请发明的实施方式30的整流电路装置的电路图。

本实施方式为对实施方式12在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电压检测电路119的信息进行相位调整的方法与实施方式12相同。

(实施方式31)

图36是表示本申请发明的实施方式31的整流电路装置的电路图。

本实施方式为实施方式13在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。

在图36，在实施方式31中也与上述的图35同样地在交流电源1的一端直接连接有电抗器2。

半导体开关3连接至电抗器2的输出与交流电源1的另一端之间，为将交流电源1与电抗器2直接短路的电路结构。

控制电路21的动作中，高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和电压检测电路119的信息进行相位调整的方法与实施方式13相同。

(实施方式32)

接着，对本申请发明的实施方式32进行说明。使用图37说明本实施方式的原理。图37为与基于图25、图26和图27中分别所示的实施方式19、20和21相同的基本电路结构的结构。

图37是表示上述这些电路结构中，交流电源1的两个输出端子中的连接电抗器2的端子为正电位的期间的状态的图。图37所示的状态的动作与实施方式14相同，因此省略详细的说明。

在本实施方式的动作中，为了使得在电抗器2中流动的电流Iac大体为正弦波，需要使得电抗器2的两端的电位差大体为正弦波。

因为交流电源1的一端的电压Vac为弦波，所以交流电源1的另一端的电压Vpwm也大体为正弦波。如果因为半导体开关3a、3b和二极管6b，6c的电压损失非常小而能够无视，则考虑通过下述式(3)求取Vpwm。

Vpwm＝Vdc×(1-D) (3)

此处，

D＝1-A×sin(θ-β) (2)

因此，

Vpwm＝Vdc×A×sin(θ-β) (4)

只要Vdc为一定值，Vpwm的波形就为正弦波。

但是，在输入电源电压含有畸变的情况下，在上述式(2)和(4)中不反映输入电源的电压的畸变，实际的输入电压与计算出的Vpwm不同，因此输入电流产生畸变。

如在实施方式19中说明的那样，通过将由高次谐波提取电路16获得的输入电压中所含的高次谐波信息Vac_harm(θ)反映在上述式(2)和(4)中，能够减轻起因于输入电压的畸变的、输入电流的畸变。当反映输入电压的畸变时，成为下述式(11)和式(12)。

D＝1-A×sin(θ-β)-Vac_harm(θ)/Vdc (11)

Vpwm＝Vdc×A×sin(θ-β)+Vac_harm(θ) (12)

但是，因为平滑电容器9的容量有限，所以如在实施方式14中说明的那样，在直流电压Vdc中包含纹波成分。因此，不能将Vpwm的基波成分直接称为正弦波。

如果为了应对这种状况而使用直流电压的瞬时值Vdc和直流电压的平均值Vdc(av)，

Vpwm＝{Vdc×A×sin(θ―β)+Vac_harm(θ)}

×{Vdc(av)÷Vdc} (13)

则

Vpwm＝Vdc(av)×A×sin(θ―β)

+{Vdc(av)÷Vdc}×Vac_harm(θ) (14)

Vpwm的基波成分为正弦波。

其中，在该计算中需要进行直流电压的平均值的运算。因此，以使直流电压接近目标值Vdc＊的方式对直流电压进行反馈控制。因为该控制自身具有低通滤波器特性，直流电压的平均值收敛至直流电压的目标值。因此，能够使用目标值代替平均值。

即，使用下述式(8)所示的系数A1代替上述的实施方式1、实施方式2和实施方式11中使用的运算式的系数A即可。

A1＝A/{1-(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊}

＝A×Vdc＊÷Vdc (8)

图19是用于说明该处理的流程的波形图。图19中，与图8同样，由比较电路201比较实际直流电压(Vdc)与设定直流电压(Vdc＊)，获得作为暂定的短路时间比率调整的结果的临时系数A。

再调整电路202使用该临时系数A进行上述式(8)的运算，对短路时间比率D进行再调整。根据使用这样获得的系数A1的驱动模式、利用半导体开关进行短路和开路。

因为与直流电压相比纹波成分小的假设成立，作为将瞬时的除算简化的方法，也可以使用以下述式(9)表达的系数A2。利用该方法也能够实现高精度的修正。

A2＝A×{1+(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊}

＝A×{2-Vdc/Vdc＊} (9)

图20与图19同样是说明该处理的流程的波形图。图20中，与图19的差异在于再调整电路207进行上述式(9)的运算、对短路时间比率D进行再调整。根据使用这样获得的系数A2的驱动模式、利用半导体开关进行短路和开路。

除短路时间比率D的计算式和短路时间比率D的再调整以外，实施方式19至实施方式31中的控制电路21的动作与各个实施方式中说明的内容相同。

(实施方式33)

接着，对本申请发明的实施方式33进行说明。

本实施方式的基本结构与实施方式19的说明中使用的图25相同。

高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式、直流电压的控制方法以及使用直流电压检测电路14与平滑电路8的信息进行相位调整的方法与实施方式19相同。

利用交流电源的半周期内的三个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法与实施方式15相同。短路时间比率D的再调整方法与实施方式32相同。

(实施方式34)

接着，对本申请发明的实施方式34进行说明。

本实施方式的基本结构与实施方式20的说明中使用的图26相同。

高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

使用直流电压的控制方法和直流电压检测电路14的信息进行相位调整的方法与实施方式20相同。

利用交流电源的半周期内的前半段或后半段内的两个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法与实施方式16相同。短路时间比率D的再调整方法与实施方式32相同。

(实施方式35)

接着，对本申请发明的实施方式35进行说明。

本实施方式的基本结构与实施方式21的说明中使用的图27相同。

高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。极性检测电路12、直流电压检测电路14和直流电压的控制方法以及使用电流检测电路7与电流检测电路7的信息进行相位调整的方法与实施方式21相同。

利用交流电源的半周期内的三个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法与实施方式17相同。短路时间比率的再调整方法与实施方式32相同。

(实施方式36)

接着，使用图38对本申请发明的实施方式36进行说明。图38是本实施方式的整流电路装置的电路框图。

本实施方式的基本结构为对实施方式18在输入电压检测电路15与控制电路11之间追加高次谐波提取电路16、将控制电路11换成控制电路21而得到的结构。高次谐波提取电路16的使用方法和短时间比率D的计算式与实施方式19相同。

直流电压的控制方法和使用电流变换器70、全波整流电路71及平滑电路72的信息进行相位调整的方法与实施方式18相同。

利用交流电源的半周期内的三个点比较进行的导通(ON)宽度的调制方法与实施方式17相同。短路时间比率的再调整方法与实施方式32相同。

例如，以上通过各实施方式对本申请发明进行了一定程度的详细说明，但是这些公开内容在细节上能够进行适当变更，各实施方式中的要素的组合和顺序的变更能够不脱离发明内容的范围和思想地实现。此外，各实施方式中的各要素作为电路表现，但是并不限定于此，还能够利用微处理器和软件构成。

如上所述，本实施方式的整流电路装置即使在不使用高速且高精度的电流检测单元而不能确保电抗器的电感的精度的情况下、负载变动大的情况下或输入电源电压含有畸变的情况下，也能够输出任意的直流电压，且能够以高功率因数实现电源高次谐波少的整流电路装置。

工业上的可利用性

本申请发明的整流电路装置能够广泛应用于通过将单相交流电源转换为直流而驱动直流负载的装置和利用逆变电路将临时被整流后的直流电力逆转换为任意频率的交流电力而驱动电动机的装置、例如进行供冷、供暖或冷冻的装置等。

附图标记的说明

1、101 交流电源

2、102 电抗器

3、3a、3b、103 半导体开关

5、6a、6b、6c、6d、105、106a、106b、106c、106d 二极管

6、106 二极管桥

7 电流检测电路

8 平滑电路

9、109 平滑电容器

10、110 负载

11、21、111 控制电路

12 极性检测电路

13 零交叉检测电路

14 直流电压检测电路

15 输入电压检测电路

16 高次谐波提取电路

19、119 电压检测电路

70 电流变换器

71 全波整流电路

72 平滑电路

107 电流检测单元

113 零交叉检测单元

115 电压检测单元

201 比较电路

202、207 再调整电路

Claims (14)

1.一种整流电路装置，其具有使用电抗器和半导体开关的功率因数改善功能，对交流电源进行整流而向直流侧输出直流电压，所述整流电路装置的特征在于，包括：

控制所述半导体开关的控制电路；

检测所述交流电源的电压的极性或零交叉的电路；

检测所述交流电源的电压的输入电压检测电路；

检测从所述交流电源流出的电流的电流检测电路；和

检测所述直流电压的直流电压检测电路，

所述控制电路根据所述极性或所述零交叉估测所述交流电源的电压的相位，根据与所述交流电源的电压和所述相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式，控制所述半导体开关，

所述控制电路还调整所述驱动模式与所述交流电源的电压的相位关系，以使得在所述交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个所述直流侧的电流量接近。

2.一种整流电路装置，其具有使用电抗器和半导体开关的功率因数改善功能，对交流电源进行整流而向直流侧输出直流电压，所述整流电路装置的特征在于，包括：

控制所述半导体开关的控制电路；

检测所述交流电源的电压的极性或零交叉的电路；

检测所述交流电源的电压的输入电压检测电路；和

检测所述直流电压的直流电压检测电路，

所述控制电路根据所述极性或所述零交叉估测所述交流电源的电压的相位，根据与所述交流电源的电压和所述相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式，控制所述半导体开关，

所述控制电路还调整所述驱动模式与交流电源的电压的相位关系，以使得在所述交流电源的半周期以上的期间的平均直流电压与所述交流电源的瞬时电压的峰相位的所述直流电压接近。

3.一种整流电路装置，其具有使用电抗器和半导体开关的功率因数改善功能，对交流电源进行整流而向直流侧输出直流电压，所述整流电路装置的特征在于，包括：

控制所述半导体开关的控制电路；

检测所述交流电源的电压的极性或零交叉的电路；

检测所述交流电源的电压的输入电压检测电路；和

用于检测所述直流侧的电力的、检测所述直流侧的电压的直流电压检测电路和检测所述直流侧的电流的电流检测电路，

所述控制电路还根据所述极性或所述零交叉估测所述交流电源的电压的相位，根据与所述交流电源的电压和所述相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式，控制所述半导体开关，

所述控制电路调整所述驱动模式与所述交流电源的电压的相位关系，以使得在所述交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个所述直流侧的电能接近。

4.一种整流电路装置，其具有使用电抗器和半导体开关的功率因数改善功能，对交流电源进行整流而向直流侧输出直流电压，所述整流电路装置的特征在于，包括：

控制所述半导体开关的控制电路；

检测所述交流电源的电压的极性或零交叉的电路；

检测所述交流电源的电压的输入电压检测电路；

检测所述直流电压的直流电压检测电路；和

检测所述电抗器中流动的电流的有无的电路，

所述控制电路根据所述极性或所述零交叉估测所述交流电源的电压的相位，根据与所述交流电源的电压和所述相位相关联的基于每半周期或每一周期的输入电压信息形成的驱动模式，控制所述半导体开关，

所述控制电路还在所述交流电源的瞬时电压成为零的时刻的前后，使所述驱动模式的相位在检测到所述电抗器中流动的电流时相对于所述交流电源的电压超前、在未检测到所述电抗器中流动的电流时相对于所述交流电源的电压滞后。

5.如权利要求4所述的整流电路装置，其特征在于：

所述检测电抗器中流动的电流的有无的电路，根据所述电抗器的与所述整流电路装置的输出侧连接的二极管的至少一个是否与所述整流电路装置的输出侧为导通状态来进行检测。

6.如权利要求1所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路对所述驱动模式的短路时间比率进行调整，以使得检测到的所述直流电压接近目标值。

7.如权利要求6所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路在令从所述交流电源的电压检测到的每半周期或一周期的输入电压信息为fv(θ)时，使用式(1)计算所述交流电源的电角θ的附近的短路时间比率D，

D＝1-A×fv(θ-β) (1)

所述控制电路还根据在所述交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个电流值的差异调整所述式(1)中的相位滞后β，根据检测到的所述直流电压与所述直流电压的目标值的差异调整所述式(1)中的系数A。

8.如权利要求7所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路利用检测到的所述直流电压与所述直流电压的目标值之比对所述短路时间比率进行再调整。

9.如权利要求8所述的整流电路装置，其特征在于：

A1＝A/{1-(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊} (8)

A2＝A×{1+(Vdc＊―Vdc)/Vdc＊} (9)

所述控制电路代替所述式(1)中的系数A，使用式(8)中的系数A1或式(9)中的系数A2计算所述短路时间比率D。

10.一种整流电路装置，其具有使用电抗器和半导体开关的功率因数改善功能，对交流电源进行整流而向直流侧输出直流电压，所述整流电路装置的特征在于，包括：

控制所述半导体开关的控制电路；

检测所述交流电源的电压的极性或零交叉的电路；

检测所述交流电源的电压的输入电压检测电路；和

从所述输入电压检测电路的输出信号提取除基波成分以外的成分或任意的高次谐波成分的高次谐波提取电路，

所述控制电路根据所述极性或所述零交叉估测所述交流电源的电压的相位，根据将由所述高次谐波提取电路提取出的成分附加至基于所述相位的基本模式而获得的驱动模式，控制所述半导体开关，

所述控制电路还调整所述基本模式与所述交流电源的电压的相位关系。

11.如权利要求10所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路调整所述驱动模式的短路时间比率，以使得检测到的所述直流电压接近目标值。

12.如权利要求10所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路在令所述交流电源的电压的基波成分为sin(θ)、令高次谐波成分为Vac_harm(θ)、令直流电压为Vdc时，使用式(10)计算所述交流电源的电角θ附近的所述驱动模式的短路时间比率D，

D＝1-A×sin(θ-β)-Vac_harm(θ)÷Vdc (10)

所述控制电路还根据在交流电源的每半周期的前半段和后半段分别检测到的两个电流值的差异调整所述式(10)中的相位滞后β，根据检测到的直流电压与直流电压的目标值的差异调整所述式(10)中的系数A。

13.如权利要求1所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路调整所述驱动模式，以使得在所述交流电源的半周期的前段、中段和后段检测到的电能或电流量落入规定的范围内。

14.如权利要求1所述的整流电路装置，其特征在于：

所述控制电路调整所述驱动模式，以使得所述交流电源的半周期内的所述直流电压的波形成为左右对称。