TW201513552A - 換流裝置 - Google Patents

換流裝置 Download PDF

Info

Publication number
TW201513552A
TW201513552A TW103119556A TW103119556A TW201513552A TW 201513552 A TW201513552 A TW 201513552A TW 103119556 A TW103119556 A TW 103119556A TW 103119556 A TW103119556 A TW 103119556A TW 201513552 A TW201513552 A TW 201513552A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
value
circuit
voltage
current
target value
Prior art date
Application number
TW103119556A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI631810B (zh
Inventor
Naoki Ayai
Kenji Abiru
Toshiaki Okumura
Original Assignee
Sumitomo Electric Industries
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sumitomo Electric Industries filed Critical Sumitomo Electric Industries
Publication of TW201513552A publication Critical patent/TW201513552A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI631810B publication Critical patent/TWI631810B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Abstract

一種換流裝置，包含：把直流電源所輸出的直流電力之直流輸入電壓值予以升壓之升壓電路、把從該升壓電路所給予之電力變換成交流電力之換流電路、控制升壓電路及換流電路之控制部、以及被設在把變換過的交流電力輸出到交流系統的電路之電抗器；其中，根據直流電力的輸入電力值及交流系統的電壓值求取輸出電流目標值，根據該輸出電流目標值求取換流電路的電流目標值及電壓目標值而控制換流電路，同時，利用根據與換流電路共通的電流目標值及電壓目標值、以及直流輸入電壓值，求取升壓電路的電流目標值而控制升壓電路的方式，控制交流電力的輸出。

Description

換流裝置
本發明為有關用以把來自太陽光發電等的直流電源之直流電力變換成交流電力之換流裝置者。
以往，使用著具備有用以把來自太陽能電池或蓄電池等的直流電源之輸入電力變換成交流電力，同時把變換過的交流電力重疊到商用電力等的交流系統之系統連接功能之換流裝置。
這樣的換流裝置具備：用以把輸入電力的電壓予以升壓之升壓電路、以及把升壓電路的輸出變換成交流電力之換流電路。
上述換流裝置中，提案有：以在應輸出的交流電力內，使輸入電源的電壓僅在比交流系統電壓的絕對值還要低的期間於升壓電路進行切換動作，在其他的期間，使升壓電路的切換動作停止的方式，減低因換流電路及升壓電路之切換所致的損失，可以以更高的效率輸出電力之換流裝置(例如，參閱專利文獻1)。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
[專利文獻1]日本特開2000-152651號專利公報
在上述般的換流裝置中，相互比較交流系統電壓的絕對值與輸入電壓，在為一致的瞬間，在升壓電路與換流電路相互切換高頻切換的期間。但是，如此在交流系統電壓的絕對值與輸入電壓一致的瞬間，有關高頻切換動作，從升壓電路切換到換流電路的話，換流電路的輸入電壓會不足，是有於輸出電流發生畸變的情況。
控制成換流電路的輸出電壓與系統電壓同步的話，在交流系統電壓的絕對值與輸入電壓為相互一致的瞬間，即便升壓電路與換流電路之高頻切換的期間，不會發生有對換流電路的輸入電壓為不足的期間的緣故，於輸出電流不會發生畸變。但是，此時交流電抗器的兩端電壓變成與交流電壓同相，流動到交流電抗器的電流相位變成相對於交流系統的電壓相位延遲了90度的相位。因此，透過交流電抗器而輸出，被重疊到交流系統的交流電力的電流相位，變成相對於交流系統電壓延遲90度。作為該結果，恐有無法輸出準據於系統連接的規定之電力之虞。
而且，在上述換流裝置，用以把升壓電路的輸出電流或直流電抗器的電流波形整形成指定的波形與大 小之升壓參考波，為對換流器參考波乘上系統電壓的絕對值與輸入電壓的比例所求出的正弦平方波。亦即，並沒有考慮到交流電抗器所致的交流電壓的相位錯位、與流動在中間電容(配置在升壓電路與換流電路之間的電容)的電流分量。為此，在輸出對系統電壓同步之畸變少的電流方面，把所謂與乃是換流器參考波之正弦波相比、讓乃是升壓參考波之正弦平方波其相位還要更前進而推出、並經由輸出電流的大小使該推出量變化之所謂複雜的控制，予以組合是有必要的。
更進一步，在上述換流裝置中，藉由升壓電流或直流電抗器電流的監視結果，把大小被控制之乃是正弦平方波之升壓參考波，作為直接與三角波比較後把升壓用切換元件的開啟時間予以控制之閘極訊號，但在該方法中，是無法得到目的的波形與大小之輸出電流。
而且，在上述換流裝置中，在系統電力之一半的週期內使升壓電路的輸出電流大大變化的緣故，即便把被連接到輸入側的平滑電容的容量變得相當大，輸入電流也不會完全變成直流電流，變成重疊了變動分量的脈流是避免不了的。因此，如太陽能電池般，在特定的電流值中，連接擷取有輸出電力為最大之最佳動作點之電源的話，控制在太陽能電池的最佳動作點這件事是有困難的。
本發明乃是有鑑於這樣的事情所為者，其目的在於提供有一種換流裝置，係設有各自部分地停止升壓電路與換流電路的高頻切換動作的期間，更進一步也在進 行高頻切換的期間，藉由把升壓比、降壓比抑制在必要最低限度的方式，可以輸出有：減低功率半導體元件的切換損失與電抗器的鐵損，而實現高的轉換效率，同時不關聯到輸出、畸變少且同步於系統電壓之高的電力因數之交流電流。
本發明為一種介隔著電抗器連接到交流系統 之換流裝置，係具備：把電源所輸出的直流電力變換成交流電力，介隔著前述電抗器把變換過的交流電力輸出到前述交流系統之變換部、以及進行前述變換部的控制之控制部。更進一步前述變換部具備：把前述直流電力的直流輸入電壓值予以升壓之升壓電路、以及把從前述升壓電路所提供的電力變換成交流電力之換流電路。而且，前述控制部，係利用根據前述直流電力的輸入電力值及前述交流系統的電壓值求出輸出電流目標值，根據該輸出電流目標值求出前述換流電路的電流目標值及電壓目標值而控制前述換流電路，同時根據與前述換流電路共通的電流目標值及電壓目標值、以及前述直流輸入電壓值，求出前述升壓電路的電流目標值而控制前述升壓電路那般地，控制前述交流電力的輸出。
根據本發明的換流裝置，以高的轉換效率， 可以輸出同步到交流系統的畸變少的交流電流。
1‧‧‧換流(inverter)裝置
2‧‧‧太陽光發電面板
3‧‧‧商用電力系統
10‧‧‧升壓電路
11‧‧‧換流電路
12‧‧‧控制部
15‧‧‧直流電抗器
16‧‧‧二極體
17‧‧‧第1電壓感測器
18‧‧‧第1電流感測器
19‧‧‧電容(平滑電容)
21‧‧‧濾波電路
22‧‧‧交流電抗器
23‧‧‧電容(輸出平滑電容)
24‧‧‧第2電流感測器
25‧‧‧第2電壓感測器
26‧‧‧電容
27‧‧‧電壓感測器
30‧‧‧控制處理部
32‧‧‧升壓電路控制部
33‧‧‧換流電路控制部
34‧‧‧平均化處理部
41‧‧‧第1演算部
42‧‧‧第1加法器
43‧‧‧補償器
44‧‧‧第2加法器
51‧‧‧第2演算部
52‧‧‧第3加法器
53‧‧‧補償器
54‧‧‧第4加法器
Q1~Q4、Qb‧‧‧切換元件
[圖1]為表示具備有關第1實施型態的換流裝置之系統的其中一例之方塊圖。
[圖2]為換流裝置的電路圖之其中一例。
[圖3]為控制部之方塊圖。
[圖4]為表示利用模擬求出直流輸入電壓檢測值(縱軸為[V])、及升壓電路電流檢測值(縱軸為[A])的時程變化的結果之其中一例之圖表。
[圖5]為表示平均化處理部所進行之平均化直流輸入電壓檢測值Vg之際的樣態之圖。
[圖6]為用以說明控制處理部的控制處理之控制方塊圖。
[圖7]為表示升壓電路及換流電路的控制處理之流程。
[圖8](a)為表示控制處理部在回饋控制中所求出的升壓電路電流指令值、及利用模擬求出依此進行控制的情況之升壓電路電流檢測值的結果之其中一例之圖表；(b)為表示控制處理部在回饋控制中所求出的升壓電路電壓目標值、及利用模擬求出依此進行控制的情況之升壓電路電壓檢測值的結果之其中一例之圖表(電壓的縱軸為[V]、電流的縱軸為[A])。
[圖9]表示換流輸出電壓指令值(縱軸為[V])之其中一例之圖。
[圖10](a)為比較升壓電路用載波、與升壓電路用參考波之圖表；(b)為用以驅動升壓電路控制部所生成之切換元件Qb之驅動波形。
[圖11](a)為比較換流電路用載波、與換流電路用參考波之圖表；(b)為用以驅動換流電路控制部所生成之切換元件Q1之驅動波形；(c)為用以驅動換流電路控制部所生成之切換元件Q3之驅動波形。
[圖12]為表示參考波、及各切換元件的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置所輸出的交流電力的電流波形之其一例之圖(電壓的縱軸為[V]、電流的縱軸為[A])。
[圖13](a)為表示從換流電路所輸出的交流電壓、商用電力系統、及交流電抗器的兩端電壓之各自的電壓波形之圖表；(b)為表示在交流電抗器流動之電流波形的圖表。
[圖14]為有關第2實施方式的換流裝置的電路圖之其中一例。
[圖15]為比較第2實施方式之換流電路用載波、與參考波之圖表。
[圖16]為表示第2實施方式之參考波、及各切換元件Qb、Q1~Q4的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置所輸出的交流電力的電流波形(縱軸為[A])之其中一 例之圖。
[圖17]為有關第3實施方式的換流裝置1的電路圖之其中一例。
[圖18]為表示第3實施方式之參考波、及切換元件的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置所輸出的交流電力的電流波形之其一例之圖(電壓的縱軸為[V]、電流的縱軸為[A])。
《實施方式之要旨》
作為本發明的實施方式之要旨，至少包含以下者。
(1)此為一種介隔著電抗器連接到交流系統之換流裝置，係具備著：把電源所輸出的直流電力變換成交流電力，介隔著前述電抗器把變換過的交流電力輸出到前述交流系統之變換部、以及進行前述變換部的控制之控制部。接著前述變換部具備著：把前述直流電力的直流輸入電壓值予以升壓之升壓電路、以及把從前述升壓電路所提供的電力變換成交流電力之換流電路。而且，前述控制部，係利用根據前述直流電力的輸入電力值及前述交流系統的電壓值求出輸出電流目標值(Ia*)，根據該輸出電流目標值求出前述換流電路的電流目標值(Iinv*)及電壓目標值(Vinv*)而控制前述換流電路，同時根據與前述換流電路共通的電流目標值(Iinv*)及電壓目標值 (Vinv*)、以及前述直流輸入電壓值(Vg)，求出前述升壓電路的電流目標值(Iin*)而控制前述升壓電路那般地，控制前述交流電力的輸出。
藉由上述構成的換流裝置的控制部所控制之變換部，係常態性可以對電抗器提供根據了換流電路的電流目標值及電壓目標值的輸出。控制部，係不直接依存於交流系統的電壓值而在換流裝置側決定目標值，根據於此可以在升壓電路及換流電路進行期望的動作。從而，控制部可以控制成：使作為比起前述交流系統的電壓相位還要數次相位超前的電壓相位之交流電力，輸出到前述變換部。
亦即，使變換部所輸出的交流電力之電壓相位比起交流系統的電壓相位還要數次相位超前的緣故，可以把電抗器的兩端電壓的相位，相對於交流系統的電壓相位前進90度相位。電抗器的電流相位，係相對於該電壓相位延遲90度的緣故，通過電抗器而被輸出的交流電力之電流相位，係相對於交流系統的電流相位而同步。
其結果，相對於交流系統電流相位可以輸出同相位的交流電力的緣故，可以抑制該交流電力的電力因數下降。
尚且，前述(1)之換流裝置，係例如，得以具有列舉於以下的(2)~(9)之具體的樣態。
(2)例如在前述(1)的換流裝置中，在前述升壓電路與前述換流電路之間設有平滑電容，根據在基於前述換流電路的電流目標值及電壓目標值所得之電力目 標值予以外加了通過前述平滑電容之無效電力之值、與前述直流輸入電壓值，求出前述升壓電路的電流目標值者為佳。
該情況，除了換流電路的電力目標值外，還考慮到無效電力，可以更正確地決定升壓電路的電流目標值。
(3)而且，在前述(1)的換流裝置中，在前述升壓電路與前述換流電路之間設有平滑電容，根據在基於前述換流電路的電流目標值及電壓目標值所得之電力目標值予以外加了通過前述平滑電容之無效電力及前述換流電路之電力損失之值、與前述直流輸入電壓值，求出前述升壓電路的電流目標值者為佳。
該情況，除了換流電路的電力目標值外，還考慮到無效電力及考慮到電力損失，可以更嚴謹地決定升壓電路的電流目標值。
(4)而且，在前述(1)之換流裝置中，例如，在前述電抗器的後段設有輸出平滑電容，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述輸出平滑電容的電容值為Ca，令前述交流系統的電壓值為Va，令前述直流輸入電壓值為Vg時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)。
該情況、可以考慮到在輸出平滑電容流動的電流而決定換流電路的電流目標值及升壓電路的電流目標值。
(5)而且，在前述(1)之換流裝置中，例如，在前述電抗器的後段設有輸出平滑電容，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述交流系統的電壓值為Va，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述輸出平滑電容流動的電流為Ica時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ica。
該情況、可以考慮到在輸出平滑電容流動的電流而決定換流電路的電流目標值及升壓電路的電流目標值。
(6)而且，在前述(2)之換流裝置中，例如，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述平滑電容的電容值為C，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg。
(7)而且，在前述(2)之換流裝置中，例 如，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述平滑電容流動的電流為Ic時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg。
(8)而且，在前述(3)之換流裝置中，例如，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述平滑電容的電容值為C，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令該換流裝置的電力損失為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg。
(9)而且，在前述(3)之換流裝置中，例如，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為 Iinv*及Vinv*，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述平滑電容流動的電流為Ic，令該換流裝置的電力損失為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg。
(10)而且，在前述(4)~(9)之任一換流裝置中，前述控制部，係選擇前述直流輸入電壓值、及前述換流電路的電壓目標值中絕對值較大的一方作為前述升壓電路的電壓目標值，同時，令前述電抗器的電感為La時，把前述換流電路的電壓目標值Vinv*，作為Vinv＊=Va+La(d Iinv＊/dt)而求出者為佳。
前述(10)的情況，控制部，係控制成：前述換流電路的電壓目標值的絕對值，在輸出比直流輸入電壓值還要高的部分之電壓之際使升壓電路動作，前述換流電路的電壓目標值的絕對值，在輸出比直流輸入電壓值還要低的部分的電壓之際使換流電路動作的緣故，可以藉由換流電路而抑制降低進行降壓之電力的電位差，同時減低因升壓電路的切換所致的損失，可以以更高效率輸出交流電力。更進一步，升壓電路及換流電路，係一同根據控制部所設定之電壓目標值進行動作的緣故，即便進行兩電路 的高頻切換期間交互切換的動作，可以抑制從換流裝置所輸出的交流電流發生相位錯位或畸變。
(11)而且，在前述(1)~(10)之任一換 流裝置中，前述控制部，係根據從對來自前述直流輸入電壓值及前述電源所給予的直流電力之直流輸入電流值分別做複數次測定的結果所求出之前述直流輸入電壓值及前述直流輸入電流值之個別的平均值，進行前述電源中最大功率點追蹤控制者為佳。
該情況，即便在因電源所致之直流電力變動而不安定的情況下，控制部把直流輸入電壓值及直流輸入電流值作為平均值並可以得到良好精度。其結果，可以適宜地控制電源，可以有效果地抑制作為換流裝置的效率下降。
(12)而且，藉由變換部等之阻抗的變動，在於電源所輸出到變換部之直流電力的電壓或電流發生變動的情況下，其變動週期，與交流系統的1/2週期一致。
從而，在前述(11)之換流裝置中，前述直流輸入電壓值及直流輸入電流值之各個平均值，乃是在前述交流系統之1/2週期的整數倍期間之間，從對各個前述直流輸入電壓值及直流輸入電流值以比前述交流系統之1/2週期還要短的時間間隔進行複數次測定的結果所得到的值者為佳；該情況下，即便直流輸入電壓值及直流輸入電流值週期性變動，可以精度良好地求出直流輸入電壓值及直流輸入電流值。
(13)而且，在(1)~(12)之換流裝置 中，可以從前述交流系統把直流電力輸出到前述電源。亦即，在換流電路的電流目標值(Iinv*)與電壓目標值(Vinv*)之間相互把相位錯開180度的話，也可以以相同的電流目標值(Iin*)的控制從交流系統朝電源之逆方向輸出。
《詳細的實施方式》
以下、有關本發明之實施方式，一邊參閱圖面一邊說明之。
〔1.第1實施型態〕 〔1.1有關全體構成〕
圖1為表示具備有關第1實施型態的換流裝置之系統的其中一例之方塊圖。圖中，於換流裝置1的輸入端，連接作為直流電源之太陽光發電面板2；於輸出端，連接著交流之商用電力系統3。該系統，係把太陽光發電面板2所發電之直流電力變換成交流電力，進行輸出到商用電力系統3之連結運轉。
換流裝置1具備：給予太陽光發電面板2所輸出的直流電力之升壓電路10、把從升壓電路10所給予的電力變換成交流電力輸出到商用電力系統3之換流電路11、以及控制該兩電路10、11的動作之控制部12。
圖2為換流裝置1的電路圖之其中一例。
升壓電路10具備：利用直流電抗器15、二極體16、 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等所構成的切換元件Qb；構成升壓截波電路。
於升壓電路10的輸入側，設有：第1電壓感測器17、第1電流感測器18、及用以平滑化的電容26。
第1電壓感測器17，係檢測太陽光發電面板2所輸出並輸入到升壓電路10之直流電力的直流輸入電壓檢測值Vg(直流輸入電壓值)，且輸出到控制部12。第1電流感測器18，係檢測乃是流動到直流電抗器15的電流之升壓電路電流檢測值Iin(直流輸入電流值)，且輸出到控制部12。尚且，為了檢測直流輸入電流檢測值Ig，於電容26的前段，亦可更進一步設有電流感測器。
控制部12具有：演算來自直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin的輸入電力Pin，進行對太陽光發電面板2之MPPT(Maximum Power Point Tracking：最大功率點追蹤)控制之功能。
而且，升壓電路10的切換元件Qb，係如後述般，被控制成：在與換流電路11之間進行切換動作之期間進行交互地切換。因此，升壓電路10，在進行著切換動作的期間，把升壓過的電力輸出到換流電路11；在停止著切換動作的期間，不升壓太陽光發電面板2所輸出並輸入到升壓電路10之直流電力的直流輸入電壓值而輸出到換流電路11。
在升壓電路10、與換流電路11之間，連接平滑用的電容19(平滑電容)。
換流電路11具備著利用FET(Field Effect Transistor)所構成的切換元件Q1~Q4。這些切換元件Q1~Q4構成全波橋式電路。
各切換元件Q1~Q4被連接到控制部12，利用控制部12而可以被控制。控制部12，是對各切換元件Q1~Q4的動作進行PWM控制。經此，換流電路11，把從升壓電路10所給予的電力變換成交流電力。
換流裝置1，係在換流電路11、與商用電力系統3之間具備著濾波電路21。
濾波電路21構成具備著：2個交流電抗器22、與設在交流電抗器22的後段之電容23(輸出平滑電容)。濾波電路21，具有：除去被包含在從換流電路11所輸出的交流電力之高頻成分之功能。利用濾波電路21而被除去的高頻成分之交流電力，給予到商用電力系統3。
如此，升壓電路10及換流電路11，係構成：把太陽光發電面板2所輸出的直流電力變換成交流電力，把變換過的交流電力，介隔著濾波電路21朝商用電力系統3輸出之變換部。
而且，於濾波電路21，連接著用以檢測乃是利用換流電路11所輸出的電流值之換流電流檢測值Iinv(流動到交流電抗器22之電流)之第2電流感測器24。更進一步，在濾波電路21、與商用電力系統3之間，連接著用以檢測商用電力系統3側的電壓值(系統電壓檢測值Va)之第2電壓感測器25。
第2電流感測器24及第2電壓感測器25，係 把檢測過的系統電壓檢測值Va(交流系統的電壓值)及換流電流檢測值Iinv輸出到控制部12。尚且，第2電流感測器24，係如圖般，是可以設在電容23的前段，但也可以設在電容23的後段。
控制部12，係根據這些系統電壓檢測值Va及換流電流檢測值Iinv、與上述之直流輸入電壓檢測值Vg、升壓電路電流檢測值Iin，控制升壓電路10及換流電路11。
〔1.2有關控制部〕
圖3為控制部12之方塊圖。控制部12，係如圖3所示般，功能性具有：控制處理部30、升壓電路控制部32、換流電路控制部33、及平均化處理部34。
控制部12之各功能，係其一部分或全部可藉由硬體電路而構成；或者是其一部分或全部亦可以藉由電腦執行軟體(電腦程式)的方式來實現。實現控制部12的功能之軟體(電腦程式)，是被儲存在電腦的記憶裝置(圖示省略)。
升壓電路控制部32，係根據來自控制處理部30所給予的指令值及檢測值，控制升壓電路10的切換元件Qb，使對應到前述指令值的電流的電力輸出到升壓電路10。
而且，換流電路控制部33，係根據來自控制處理部30所給予的指令值及檢測值，控制換流電路11的切換元 件Q1~Q4，使對應到前述指令值的電流的電力輸出到換流電路11。
於控制處理部30，給予直流輸入電壓檢測值Vg、升壓電路電流檢測值Iin、系統電壓檢測值Va及換流電流檢測值Iinv。
控制處理部30，係由直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin演算輸入電力Pin及其平均值〈Pin〉。
控制處理部30具有：根據輸入電力平均值〈Pin〉，設定直流輸入電流指令值Ig*(之後說明)後對太陽光發電面板2進行MPPT控制，同時分別對升壓電路10及換流電路11進行回饋控制之功能。
直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin是被給予到平均化處理部34、及控制處理部30。
平均化處理部34具有：把從第1電壓感測器17及第1電流感測器18所給予之直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin，每隔預先設定之指定的時間間隔進行取樣，求取個個的平均值，把平均化過的直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin給予到控制處理部30之功能。
圖4為表示利用模擬求出直流輸入電壓檢測值Vg、及升壓電路電流檢測值Iin的時程變化的結果之其中一例之圖表。
而且，直流輸入電流檢測值Ig，為比起電容26更在 輸入側所檢測出的電流值。
如圖4所示，直流輸入電壓檢測值Vg、升壓電路電流檢測值Iin、及直流輸入電流檢測值Ig，係了解以系統電壓的1/2的週期進行變動。
如圖4所示般，直流輸入電壓檢測值Vg、及直流輸入電流檢測值Ig週期性變動的理由為如下所述。亦即，升壓電路電流檢測值Iin，係對應到升壓電路10、及換流電路11的動作，以交流週期的1/2週期大致從0A到峰值進行大幅變動。為此，以電容26是無法完全去除變動分量，直流輸入電流檢測值Ig變成包含以交流週期的1/2週期而變動的成分之脈流。另一方面，太陽光發電面板係藉由輸出電流變化輸出電壓。
為此，於直流輸入電壓檢測值Vg所發生之週期性的變動，為換流裝置1所輸出之交流電力的1/2週期。
平均化處理部34，係為了抑制上述之週期性的變動所致的影響，平均化直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin。
圖5為表示平均化處理部34所進行之平均化直流輸入電壓檢測值Vg之際的樣態之圖。
平均化處理部34，係在從某時序t1開始，一直到時序t2為之之間的期間L中，每隔預先被設定之指定的時間間隔△t，對於所給予的直流輸入電壓檢測值Vg進行複數次取樣(圖中、黑點的時序)，求出所得到之複數個直流輸入電壓檢測值Vg的平均值。
在此，平均化處理部34，係設定期間L成為商用電力系統3的週期長度之1/2的長度。而且，平均化處理部34，係把時間間隔△t，設定成比商用電力系統3的1/2週期的長度還要十分短的期間。
經此，平均化處理部34，係可以對與商用電力系統3的週期同步而週期性變動之直流輸入電壓檢測值Vg的平均值，盡可能縮短取樣的期間，並精度良好地進行求取。
尚且，取樣的時間間隔△t，係例如，可以設定成商用電力系統3的週期的1/100~1/1000，或者是，20微秒~200微秒等。
尚且，平均化處理部34，係可以預先記憶期間L，也可以從第2電壓感測器25取得系統電壓檢測值Va後根據商用電力系統3的週期設定期間L。
而且，在此，把期間L設定成商用電力系統3的週期長度之1/2的長度，但期間L至少設定成商用電力系統3的1/2週期的話，可以精度良好地求取直流輸入電壓檢測值Vg的平均值。直流輸入電壓檢測值Vg，係如上述般，藉由升壓電路10、及換流電路11的動作，以商用電力系統3的週期長度之1/2的長度週期性變動。
因此，在有必要把期間L設定的更長的情況下，如所謂商用電力系統3之1/2週期的3倍或4倍那般，可以把期間L設定成商用電力系統3之1/2週期的整數倍。藉此，以週期單位掌握電壓變動。
如上述，升壓電路電流檢測值Iin也與直流輸 入電壓檢測值Vg同樣，以商用電力系統3的1/2週期週期性變動。
因此，平均化處理部34，係藉由如圖5所示之與直流輸入電壓檢測值Vg同樣的方法，求取升壓電路電流檢測值Iin的平均值。
控制處理部30，係個別對直流輸入電壓檢測值Vg的平均值及升壓電路電流檢測值Iin的平均值，每隔期間L逐次求取。
平均化處理部34，係把求到的直流輸入電壓檢測值Vg的平均值及升壓電路電流檢測值Iin的平均值，給予到控制處理部30。
在本實施方式中，如上述般，平均化處理部34求出直流輸入電壓檢測值Vg的平均值(直流輸入電壓平均值〈Vg〉)及升壓電路電流檢測值Iin的平均值(升壓電路電流平均值〈Iin〉)，控制處理部30係使用這些值，一邊對太陽光發電面板2進行MPPT控制，一邊控制升壓電路10及換流電路11的緣故，即便在因太陽光發電面板2所致的直流電流變動而不安定的情況下，控制部12可以精度良好地得到來自太陽光發電面板2的輸出，並作為去除了因換流裝置1的動作所致的變動分量之直流輸入電壓平均值〈Vg〉及升壓電路電流平均值〈Iin〉。其結果，可以適宜地進行MPPT控制，可以效果地抑制太陽光發電面板2的發電效率下降。
而且，如上述般，藉由換流裝置1的動作， 在太陽光發電面板2所輸出之直流電力的電壓(直流輸入電壓檢測值Vg)或電流(升壓電路電流檢測值Iin)發生有變動的情況下，其變動週期，與換流電路11所輸出之交流電力的1/2週期(商用電力系統3的1/2週期)一致。
這一點，在本實施方式中，在設定成商用電力系統3的週期長度之1/2的長度的期間L之間，分別對直流輸入電壓檢測值Vg及升壓電路電流檢測值Iin，以比交流系統的1/2週期還要短的時間間隔△t做複數次取樣，從其結果求取直流輸入電壓平均值〈Vg〉及升壓電路電流平均值〈Iin〉的緣故，即便直流電流的電壓及電流週期性變動，也可以一邊盡可能縮短取樣的期間，一邊精度良好地求取直流輸入電壓平均值〈Vg〉及升壓電路電流平均值〈Iin〉。
控制處理部30，係根據上述之輸入電力平均值〈Pin〉，設定直流輸入電流指令值Ig*，根據該設定過的直流輸入電流指令值Ig*及上述值，求取分別對升壓電路10及換流電路11之指令值。
控制處理部30具有：把所求出的指令值給予到升壓電路控制部32及換流電路控制部33，分別對升壓電路10及換流電路11進行回饋控制之功能。
圖6為用以說明利用控制處理部30之升壓電路10、及換流電路11的回饋控制之控制方塊圖。
控制處理部30，係作為用以進行換流電路11的控制 之功能部，具有：第1演算部41、第1加法器42、補償器43、及第2加法器44。
而且，控制處理部30，係作為用以進行升壓電路10的控制之功能部，具有：第2演算部51、第3加法器52、補償器53、及第4加法器54。
圖7為表示升壓電路10及換流電路11的控制處理之流程。於圖6所示之各功能部，係以執行在於圖7所示之流程所表示之處理的方式，控制升壓電路10及換流電路11。
以下、依據圖7，說明升壓電路10及換流電路11的控制處理。
首先，控制處理部30，係求取現在狀態的輸入電力平均值〈Pin〉(步驟S9)，與前次演算時的輸入電力平均值〈Pin〉做比較，設定直流輸入電流指令值Ig*(步驟S1)。尚且，輸入電力平均值〈Pin〉，係根據下述式(1)來求取。
輸入電力平均值<Pin>=<Iin×Vg>．．．(1)
尚且，式(1)中、Iin為升壓電路電流檢測值，Vg為直流輸入電壓檢測值(直流輸入電壓值)；使用乃是藉由平均化處理部34而被平均化過的值之直流輸入電壓平均值〈Vg〉及升壓電路電流平均值〈Iin〉。
而且，有關式(1)以外之於以下所示之控制之各個式子中，升壓電路電流檢測值Iin、及直流輸入電壓檢測值Vg，係使用尚未被平均化之瞬時值。
而且，「〈 〉」表示括弧內的值的平均值。以下為相同。
控制處理部30，係把設定過的直流輸入電流指令值Ig*，給予到第1演算部41。
於第1演算部41，除了直流輸入電流指令值Ig*之外，也給予直流輸入電壓檢測值Vg、系統電壓檢測值Va。
第1演算部41，係根據下述式(2)，演算作為換流裝置1之輸出電流指令值的平均值〈Ia*〉。
輸出電流指令值的平均值<Ia＊>=<Ig＊×Vg>/<Va>．．．(2)
更進一步，第1演算部41，係根據下述式(3)，求取輸出電流指令值Ia*(輸出電流目標值)(步驟S2)。
在此，第1演算部41，係求取輸出電流指令值Ia*作為與系統電壓檢測值Va同相位之正弦波。
輸出電流指令值Ia＊=(√2)×<Ia＊>×sinωt．．．(3)
如以上般，第1演算部41，係根據輸入電力平均值〈Pin〉(直流電力的輸入電力值)及系統電壓檢測值Va，求取輸出電流指令值Ia*。
接著，第1演算部41，係如下述式(4)所示般，演算乃是用以控制換流電路11的電流目標值之換流電流指令值Iinv*(換流電路的電流目標值)(步驟S3)。
換流電流指令值Iinv＊=Ia＊+s CaVa．．．(4)
但是，式(4)中，Ca為電容23(輸出平滑電容)的電容值；s為拉普拉斯運算子。
上述式(4)，使用以時間t的微分來表現的話，為Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)．．．(4a)
。而且，檢測在電容23所流動的電流，把其作為Ica的話，為Iinv＊=Ia＊+Ica．．．(4b)。
在式(4)、(4a)、(4b)中，右邊第2項，為考慮在濾波電路21的電容23流動的電流而進行加法運算過的值。
尚且，輸出電流指令值Ia*，係如上述式(3)所示般，被求出且作為與系統電壓檢測值Va同相位之正弦波。亦即，控制處理部30，係控制換流電路11，使得換流裝置1所輸出之交流電力的電流Ia(輸出電流)與系統電壓(系統電壓檢測值Va)同相位。
第1演算部41求出換流電流指令值Iinv*的話，把該換流電流指令值Iinv*給予到第1加法器42。
換流電路11，係藉由該換流電流指令值Iinv*，而被回饋控制。
於第1加法器42，除了換流電流指令值Iinv*之外，給予現在狀態的換流電流檢測值Iinv。
第1加法器42，係演算換流電流指令值Iinv*、與現 在狀態的換流電流檢測值Iinv的差量，把該演算結果給予到補償器43。
補償器43給予有上述差量的話，根據比例常數等，求取使該差量收斂並把換流電流檢測值Iinv作為換流電流指令值Iinv*所得之換流電壓參考值Vinv#。補償器43，係以把該換流電壓參考值Vinv#給予到換流電路控制部33的方式，於換流電路11，以依照了換流電壓參考值Vinv#的電壓Vinv使電力輸出。
換流電路11所輸出的電力，係在藉由第2加法器44減掉系統電壓檢測值Va之下給予到交流電抗器22，作為新的換流電流檢測值Iinv而被回饋。接著，藉由第1加法器42再度演算換流電流指令值Iinv*與換流電流檢測值Iinv之間的差量，與上述同樣，根據該差量控制換流電路11。
如以上般，換流電路11，係藉由換流電流指令值Iinv*、與換流電流檢測值Iinv，進行回饋控制(步驟S4)。
另一方面，於第2演算部51，除了直流輸入電壓檢測值Vg、系統電壓檢測值Va之外，給予第1演算部41所演算出的換流電流指令值Iinv*。
第2演算部51，係根據下述式(5)，演算換流輸出電壓指令值Vinv*(換流電路的電壓目標值)(步驟S5)。
換流輸出電壓指令值Vinv＊=Va+s LaIinv＊．．．(5)
但是，式(5)中，La為交流電抗器的電感，s為拉普拉斯運算子。
上述式(5)，使用以時間t的微分來表現的話，為Vinv＊=Va+La×(d Iinv＊/dt)．．．(5a)。
在式(5)、(5a)中，右邊第2項，為考慮在交流電抗器22的兩端所發生的電壓而加法運算過的值。
如此，在本實施方式中，讓換流電路11所輸出的交流電力的電流相位與系統電壓檢測值Va同相位般地，根據乃是用以控制換流電路11的電流目標值之換流電流指令值Iinv*，設定換流輸出電壓指令值Vinv*(電壓目標值)。
求取換流輸出電壓指令值Vinv*的話，如下述式(6)所示般，第2演算部51比較直流輸入電壓檢測值Vg、與換流輸出電壓指令值Vinv*之絕對值，決定較大的那一方為升壓電路電壓目標值Vo*(步驟S6)。
升壓電路電壓目標值Vo＊=Ma×(Vg,Vinv＊的絕對值)．．．(6)
更進一步，第2演算部51，係根據下述式(7)，演算升壓電路電流指令值Iin*(步驟S7)。
升壓電路電流指令值Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+(s C Vo＊)×Vo＊}/Vg．．．(7)
但是，在式(7)中，C為電容19(平滑電容)的電容值；s為拉普拉斯運算子。
上述式(7)，使用以時間t的微分來表現的話，為Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg．．．(7a)。
而且，檢測在電容19所流動的電流並把其作為Ic的話，為Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg．．．(7b)。
在式(7)、(7a)、(7b)中，被加法運算到換流電流指令值Iinv*、與換流輸出電壓指令值Vinv*之積的絕對值的項，乃是考慮了通過電容19之無效電力之值。亦即，利用加到換流電路11的電力目標值，並考慮無效電力的方式，可以更正確地求取Iin*之值。
更進一步，預先測定換流裝置1的電力損失PLOSS的話，上述式(7a)，可以表示成如以下般。
Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg．．．(7c)
同樣，上述式(7b)，可以表示成如以下般。
Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg．．．(7d)
該情況下，經由加到換流電路11的電力目標值，並 考慮無效電力及電力損失PLOSS的方式，可以更嚴謹地求取Iin*之值。
尚且，在電容19的電容值C及電力損失PLOSS相比於(Iinv*×Vinv*)為十分小的情況下，下述式(8)成立。根據該式(8)，可以簡樸化演算處理，可以縮短演算時間。
升壓電路電流指令值Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg．．．(8)
第2演算部51，係求取升壓電路電流指令值Iin*的話，把該升壓電路電流指令值Iin*給予到第3加法器52。
升壓電路10，係藉由該升壓電路電流指令值Iin*，而被回饋控制。
於第3加法器52，除了升壓電路電流指令值Iin*之外，給予現在狀態的升壓電路電流檢測值Iin。
第3加法器52，係演算升壓電路電流指令值Iin*、與現在狀態的升壓電路電流檢測值Iin的差量，把該演算結果給予到補償器53。
補償器53給予有上述差量的話，根據比例常數等，求取使該差量收斂並把升壓電路電流檢測值Iin作為升壓電路電流指令值Iin*所得之升壓電路電壓參考值Vbc#。補償器53，係以把該升壓電路電壓參考值Vbc#給予到升壓電路控制部32的方式，於升壓電路10，以依照了升壓電路電壓參考值Vbc#的電壓Vo使電力輸出。
升壓電路10所輸出的電力，係在藉由第4加法器54減掉直流輸入電壓檢測值Vg之下給予到直流電抗器15，作為新的升壓電路電流檢測值Iin而被回饋。接著，藉由第3加法器52再度演算升壓電路電流指令值Iin*與升壓電路電流檢測值Iin之間的差量，與上述同樣，根據該差量控制升壓電路10。
如以上般，升壓電路10，係藉由升壓電路電流指令值Iin*、與升壓電路電流檢測值Iin，進行回饋控制(步驟S8)。
在上述步驟S8之後，控制處理部30，係根據上述式(1)，求取現在狀態的輸入電力平均值〈Pin〉(步驟S9)。
控制處理部30，係與前次演算時的輸入電力平均值〈Pin〉相比較後，設定直流輸入電流指令值Ig*，使得輸入電力平均值〈Pin〉成為最大值(追踨到最大電力點)。
藉由以上，控制處理部30，係一邊對太陽光發電面板2進行MPPT控制，一邊控制升壓電路10及換流電路11。
控制處理部30，係如上述般，藉由電流指令值對換流電路11及升壓電路10進行回饋控制。
圖8(a)為表示控制處理部30在上述回饋控制中所求出的升壓電路電流指令值Iin*、及利用模擬求出依此進行控制的情況之升壓電路電流檢測值Iin的結果之其中一 例之圖表；(b)為表示控制處理部30在上述回饋控制中所求出的升壓電路電壓目標值Vo*、及利用模擬求出依此進行控制的情況之升壓電路電壓檢測值Vo的結果之其中一例之圖表。
如圖8(a)所示般，了解到升壓電路電流檢 測值Iin，係藉由控制處理部30，依照升壓電路電流指令值Iin*而被控制。
而且，如圖8(b)所示般，升壓電路電壓目標值Vo*，係藉由上述式(6)而求取的緣故，換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，為變化成：大致在成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間，是仿效到換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，在此以外的期間是仿效到直流輸入電壓檢測值Vg。
了解到升壓電路電壓檢測值Vo，係藉由控制處理部30，依照升壓電路電壓目標值Vo*而被控制。
圖9為表示換流輸出電壓指令值Vinv*之其中一例之圖。圖中，縱軸表示電壓；橫軸表示時間。虛線表示商用電力系統3的電壓波形；實線表示換流輸出電壓指令值Vinv*的波形。
換流裝置1，係藉由依照圖7的流程之控制，把於圖9所示之換流輸出電壓指令值Vinv*作為電壓目標值而輸出電力。
因此，換流裝置1，係輸出依照於圖9所示之換流輸出電壓指令值Vinv*的波形之電壓的電力。
如圖所示般，兩波係電壓值及頻率為相互大 致相同，但換流輸出電壓指令值Vinv*的相位方面，是相對於商用電力系統3的電壓相位而數次相位超前。
本實施方式的控制處理部30，係如上述般， 在執行升壓電路10及換流電路11的回饋控制中，把換流輸出電壓指令值Vinv*的相位，相對於商用電力系統3的電壓相位相位超前約3度。
使換流輸出電壓指令值Vinv*的相位相對於商用電力系統3的電壓相位而相位超前的角度，為數次的話是可以的；如後述般，在與商用電力系統3的電壓波形之間求取差量時所得到的電壓波形，是被設定在成為相對於商用電力系統3的電壓波形前進90度的相位的範圍內。例如，被設定在比0度大且比10度小的範圍內。
使上述相位超前的角度，係如上述式(5)所 示般，藉由系統電壓檢測值Va、交流電抗器22的電感La、及換流電流指令值Iinv*決定。在這之內，系統電壓檢測值Va、交流電抗器22的電感La，為控制對象外的固定值緣故，使相位超前的角度，藉由換流電流指令值Iinv*而決定。
換流電流指令值Iinv*，係如上述式(4)所示般，藉由輸出電流指令值Ia*而決定。該輸出電流指令值Ia*變得越大的話，換流電流指令值Iinv*之相位超前的成分會增加，換流輸出電壓指令值Vinv*的超前角(使相位超前的角度)變大。
輸出電流指令值Ia*係從上述式(2)而被求 得的緣故，使上述相位超前的角度，係藉由直流輸入電流指令值Ig*而被調整。
本實施方式的控制處理部30，係如上述般，設定直流輸入電流指令值Ig*，使得換流輸出電壓指令值Vinv*的相位，相對於商用電力系統3的電壓相位相位超前約3度。
〔1.3有關升壓電路及換流電路的控制〕
升壓電路控制部32控制升壓電路10的切換元件Qb。而且，換流電路控制部33控制換流電路11的切換元件Q1~Q4。
升壓電路控制部32及換流電路控制部33，係 分別產生升壓電路用載波及換流電路用載波，以乃是來自控制處理部30所給予的指令值之升壓電路電壓參考值Vbc#、及換流電壓參考值Vinv#調變這些載波，生成用以驅動各切換元件之驅動波形。
升壓電路控制部32及換流電路控制部33，係 以根據上述驅動波形控制各切換元件的方式，使近似於升壓電路電流指令值Iin*、及換流電流指令值Iinv*的電流波形的交流電力輸出到升壓電路10及換流電路11。
圖10(a)為比較升壓電路用載波、與升壓電 路電壓參考值Vbc#的波形之圖表。圖中，縱軸表示電壓；橫軸表示時間。尚且，在圖10(a)中，為了容易理 解，把升壓電路用載波的波長延的比實際還長而表示著。
升壓電路控制部32所生成之升壓電路用載波，乃是極小值為「0」之三角波，振幅A1被當作是從控制處理部30所給予的升壓電路電壓目標值Vo*。
而且，升壓電路用載波的頻率，係藉由控制處理部30的控制命令，利用升壓電路控制部32被設定成指定的工作比。
尚且，升壓電路電壓目標值Vo*，係如上述 般，換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，為變化成：大致在成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1，是仿效到換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，在此以外的期間是仿效到直流輸入電壓檢測值Vg。因此，升壓電路用載波的振幅A1也隨著升壓電路電壓目標值Vo*而變化。
尚且，在本實施方式中，直流輸入電壓檢測 值Vg為250伏特，商用電力系統3的電壓振幅為288伏特。
升壓電路電壓參考值Vbc#的波形(以下，也 稱為升壓電路用參考波Vbc#)，為控制處理部30根據升壓電路電流指令值Iin*所求得的值，在換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值比直流輸入電壓檢測值Vg還要大的期間W1，為正的值。升壓電路用參考波Vbc#，係在期間W，讓升壓電路電壓目標值Vo*近似成為波形狀的波形，相對於升壓電路用載波而交叉。
升壓電路控制部32，係比較升壓電路用載波 與升壓電路用參考波Vbc#，以在乃是直流電抗器15的兩端電壓的目標值之升壓電路用參考波Vbc#成為升壓電路用載波以上的部分為開啟、在成為載波以下的部分為關閉的方式，生成用以驅動切換元件Qb的驅動波形。
圖10(b)為用以驅動升壓電路控制部32所 生成之切換元件Qb之驅動波形。圖中，縱軸為電壓，橫軸為時間。橫軸表示成與圖10(a)的橫軸一致。
該驅動波形表示切換元件Qb的切換動作，以給予到切換元件Qb的方式，可以執行依照該驅動波形的切換動作。驅動波形係構成以電壓為0伏特來關閉切換元件的開關、以電壓為為正電壓來開啟切換元件的開關之控制命令。
升壓電路控制部32生成驅動波形，使得：在 換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1進行切換動作。因此，在直流輸入電壓檢測值Vg以下的範圍，控制切換元件Qb成使切換動作停止。
而且，各脈衝寬度，係藉由乃是三角波之升壓電路用載波的切片來決定。因此，電壓為較高的部分越多的話脈衝寬度越大。
如以上般，升壓電路控制部32，係以升壓電 路用參考波Vbc#調變升壓電路用載波，生成用以表示切換的脈衝寬度之驅動波形。升壓電路控制部32，係根據所生成的驅動波形，對升壓電路10的切換元件Qb進行 PWM控制。
在設置有與二極體16並列且導通於二極體的 順方向之切換元件Qbu的情況下，切換元件Qbu使用反轉成切換元件Qb的驅動波形之驅動波形。但是，為了防止切換元件Qb與切換元件Qbu同時導通，在切換元件Qbu的驅動脈衝從關閉轉移到開啟時，設有1微秒程度的截止時間。
圖11(a)為比較換流電路用載波、與換流電 壓參考值Vinv#的波形之圖表。圖中，縱軸表示電壓；橫軸表示時間。尚且，也在圖11(a)中，為了理解容易，把換流電路用載波的波長延的比實際還長而表示著。
換流電路控制部33所生成的換流電路用載 波，其振幅中央為0伏特的三角波，其單側振幅被設定成升壓電路電壓目標值Vo*(電容23的電壓目標值)。因此，換流電路用載波的振幅A2，具有：直流輸入電壓檢測值Vg之2倍(500伏特)的期間、與商用電力系統3的電壓之2倍(最大576伏特)的期間。
而且，頻率，係藉由因控制處理部30所致的控制命令等，利用換流電路控制部33被設定成指定的工作比。
尚且，升壓電路電壓目標值Vo*，係如上述般，換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，為變化成：大致在成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1，是仿效到換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，於在此以外的期間之期間W2，是仿效到直流輸入電壓檢測值Vg。因 此，換流電路用載波的振幅A2也隨著升壓電路電壓目標值Vo*而變化。
換流電壓參考值Vinv#的波形(以下，也稱為 換流電路用參考波Vinv#)，為控制處理部30根據換流電流指令值Iinv*所求得的值，被設定成大致與商用電力系統3的電壓振幅(288伏特)相同。因此，換流電路用參考波Vinv#，係在電壓值為-Vg~+Vg的範圍的部分，相對於升壓電路用載波而交叉。
換流電路控制部33，係比較換流電路用載波 與換流電路用參考波Vinv#，以在乃是電壓目標值之換流電路用參考波Vinv#成為換流電路用載波以上的部分為開啟、在成為載波以下的部分為關閉的方式，生成用以驅動切換元件Q1~4的驅動波形。
圖11(b)為用以驅動換流電路控制部33所 生成之切換元件Q1之驅動波形。圖中，縱軸為電壓，橫軸為時間。橫軸表示成與圖11(a)的橫軸一致。
換流電路控制部33，係生成驅動波形，使得換流電路用參考波Vinv#的電壓在-Vg~+Vg的範圍W2下進行切換動作。因此，在其以外的範圍，控制切換元件Q1使得切換動作停止。
圖11(c)為用以驅動換流電路控制部33所生成之切換元件Q3之驅動波形。圖中，縱軸為電壓，橫軸為時間。
換流電路控制部33，係有關於切換元件Q3，是比較 圖中以虛線所表示的換流電路用參考波Vinv#的反轉波、與載波，生成驅動波形。
也在該情況下，換流電路控制部33，係生成驅動波形，使得換流電路用參考波Vinv#(之反轉波)的電壓在-Vg~+Vg的範圍W2下進行切換動作。因此，在其以外的範圍，控制切換元件Q3使得切換動作停止。
尚且，換流電路控制部33，係有關於切換元件Q2的驅動波形，是生成使切換元件Q1的驅動波形反轉者，有關於切換元件Q4的驅動波形，是生成使切換元件Q3的驅動波形反轉者。
如以上般，換流電路控制部33，係以換流電路用參考波Vinv#調變換流電路用載波，生成用以表示切換的脈衝寬度之驅動波形。換流電路控制部33，係根據所生成的驅動波形，對換流電路11的切換元件Q1~Q4進行PWM控制。
本實施方式的升壓電路控制部32，係使電力輸出，使得在直流電抗器15所流動的電流一致於升壓電路電流指令值Iin*。其結果，在換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值大致成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1(圖10)，於升壓電路10進行切換動作。升壓電路10，係在期間W1輸出電力，使得把直流輸入電壓檢測值Vg以上的電壓近似到換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值。另一方面，在換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值大致成為直流輸入電壓檢測值Vg以下的期間，升壓電路 控制部32使升壓電路10的切換動作停止。因此，在直流輸入電壓檢測值Vg以下的期間，升壓電路10，係不會對太陽光發電面板2所輸出的直流電力之直流輸入電壓值升壓，而輸出到換流電路11。
而且，本實施方式的換流電路控制部33，係使電力輸出，使得在交流電抗器22所流動的電流一致於換流電流指令值Iinv*。其結果，在換流輸出電壓指令值Vinv*為大致-Vg~+Vg的期間W2(圖11)，於換流電路11進行切換動作。亦即，在換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值為直流輸入電壓檢測值Vg以下的期間，於換流電路11進行切換動作。
因此，換流電路11，係在升壓電路10停止切換動作之間，進行切換動作，輸出近似於換流輸出電壓指令值Vinv*的交流電力。
尚且，換流電路用參考波Vinv#、與換流輸出電壓指令值Vinv*近似的緣故，在圖11(a)中是重複著。
另一方面，在換流輸出電壓指令值Vinv*的電壓大致成為-Vg~+Vg的期間W2以外的期間，換流電路控制部33，使換流電路11的切換動作停止。在這之間，於換流電路11，利用升壓電路10給予被升壓的電力。因此、停止著切換動作的換流電路11，係不用降壓從升壓電路10所給予的電力，而進行輸出。
亦即，本實施方式的換流裝置1，係以進行切換動作使升壓電路10與換流電路11交互切換，並把各自 所輸出的電力予以重疊的方式，輸出近似於換流輸出電壓指令值Vinv*的電壓波形之交流電力。
如此，在本實施方式中，是被控制成：換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，在輸出比直流輸入電壓檢測值Vg還要高的部分的電壓之際使升壓電路10動作；換流輸出電壓指令值Vinv*的絕對值，在輸出比直流輸入電壓檢測值Vg還要低的部分的電壓之際使換流電路11動作。因此，換流電路11，是不用把藉由升壓電路10而被升壓的電力予以降壓的緣故，可以把對電壓予以降壓之際的電位差抑制下來的緣故，減低因升壓電路的切換所致的損失，可以以更高效率輸出交流電力。
更進一步，升壓電路10及換流電路11，係一塊根據控制部12所設定的換流輸出電壓指令值Vinv*(電壓目標值)而動作的緣故，在以交互切換所輸出的升壓電路的電力、與換流電路的電力之間，可以抑制錯位或畸變的產生。
圖12為表示參考波、及切換元件的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置1所輸出的交流電力的電流波形之其中一例之圖。
在圖12中，表示著從最上段依順，把換流電路的參考波Vinv#及載波、切換元件Q1的驅動波形、升壓電路的參考波Vbc#及載波、切換元件Qb的驅動波形、及換流裝置1所輸出的交流電力的電流波形的指令值及實測值，予以顯示之圖表。這些各圖表的橫軸，係表示時間，並表 示成相互一致。
如圖所表示般，了解到輸出電流的實測值Ia被控制成與指令值Ia*一致。
而且，了解到升壓電路10的切換元件Qb之切換動作的期間、與換流電路11的切換元件Q1~Q4之切換動作的期間，係被控制成大致相互交替切換。
而且，在本實施方式中，如圖8(a)所表示般，根據上述式(7)所求得的升壓電路係被控制成在直流電抗器15所流動的電流一致於電流指令值Iin*。其結果，升壓電路與換流電路的電壓成為於圖8(b)所示的波形，具有分別停止升壓電路10、及換流電路11的高頻切換動作的期間，可以進行大致交互的切換動作之運轉。
〔1.4有關被輸出之交流電力的電流相位〕
本實施方式的升壓電路10及換流電路11，係藉由控制部12所致的控制，把近似於換流輸出電壓指令值Vinv*之電壓波形的交流電力，輸出到被連接到其之後段的濾波電路21。換流裝置1，係透過濾波電路21輸出交流電力到商用電力系統3。
在此，換流輸出電壓指令值Vinv*，係如上述般，藉由控制處理部30，生成作為相對於商用電力系統3的電壓相位而數次相位超前之電壓相位。
從而，升壓電路10及換流電路11所輸出的交流電壓，也作為相對於商用電力系統3的電壓相位而數次相位 超前之電壓相位。
這麼一來，於濾波電路21的交流電抗器22(圖2)的兩端，其中一方成為有關升壓電路10及換流電路11的交流電壓；另一方成為有關與商用電力系統3相互數次電壓相位錯位的電壓。
圖13(a)，為表示從換流電路11所輸出的交流電壓、商用電力系統3、及交流電抗器22的兩端電壓之各自的電壓波形的圖表。圖中，縱軸表示電壓；橫軸表示時間。
如圖所示般，有關到交流電抗器22的兩端相互數次電壓相位錯位的電壓的話，交流電抗器22的兩端電壓，係成為有關到交流電抗器22的兩端之相互數次電壓相位錯位的電壓彼此間的差量。
因此、如圖所示般，交流電抗器22之兩端電壓的相位，為相對於商用電力系統3的電壓相位前進90度的相位。
圖13(b)為表示在交流電抗器22所流動的電流波形之圖表。圖中，縱軸表示電流；橫軸表示時間。橫軸表示成與圖13(a)的橫軸一致。
交流電抗器22的電流相位，係相對於該電壓相位延遲90度。因此、如圖所示般，通過交流電抗器22而被輸出的交流電力的電流相位，變成相對於商用電力系統3的電流相位而同步。
從而，換流電路11所輸出的電壓相位，係相 對於商用電力系統3而數次相位超前著，但電流相位，係相對於商用電力系統3的電流相位而一致。
因此，如於圖12的最下段所示之圖表般，換流裝置1所輸出的電流波形，係與商用電力系統3的電壓相位一致。
其結果，可以輸出與商用電力系統3的電壓同相位之交流電流的緣故，可以抑制該交流電力的電力因數下降。
〔2.第2實施型態〕
圖14為有關第2實施方式的換流裝置1的電路圖之其中一例。
與本實施方式的第1實施方式之相異點，乃是使用IGBT作為換流電路11的切換元件Q1~Q4這一點。其他的構成，與第1實施方式相同。
在本實施方式中，換流電路控制部33是使用與在上述第1實施方式所使用的換流電路用載波相異之載波。
圖15為比較第2實施方式之換流電路用載波、與參考波之圖表。圖中，縱軸表示電壓；橫軸表示時間。
參考波、及升壓電路用載波，係與第1實施方式同樣。
另一方面，本實施方式的換流電路用載波，乃是下限值為0伏特、上限值被設定成升壓電路電壓目標值Vo*之 三角波。
而且在該情況下，換流電路控制部33，係有關於切換元件Q1的驅動波形，是藉由換流電路用參考波Vinv#與換流電路用載波之比較所生成，有關切換元件Q3的驅動波形，是藉由換流電路用參考波Vinv#的反轉波與換流電路用載波之比較所生成。
也在本實施方式的情況下，換流電路控制部33(升壓電路控制部32)，係比較換流電路用載波(升壓電路用載波)與換流電路用參考波Vinv#，以在乃是電壓目標值之換流電路用參考波Vinv#(或反轉波)成為換流電路用載波(升壓電路用載波)以上的部分為開啟、在成為載波以下的部分為關閉的方式，生成用以驅動切換元件的驅動波形。
圖16為表示第2實施方式之各切換元件Qb、Q1~Q4的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置1所輸出之交流電力的電流波形之其中一例之圖。
在圖16中，表示著從最上段依順，把切換元件Q1的驅動波形、切換元件Q4的驅動波形、切換元件Q3的驅動波形、切換元件Q2的驅動波形、切換元件Qb的驅動波形、及換流裝置1所輸出的交流電力之電流波形予以顯示之圖表。這些各圖表的橫軸，係表示時間，並表示成相互一致。
在本實施方式中，在換流電路用參考波Vinv#的電壓為-Vg~+Vg的範圍內，被控制成切換元件Q1與切 換元件Q3進行切換。
也在本實施方式中，了解到了如圖所示般，升壓電路10的切換元件Qb之切換動作的期間、與換流電路11的切換元件Q1~Q4之切換動作的期間，係被控制成相互交替切換。
而且，本實施方式的換流裝置1所輸出的交流電力之電流波形，係如圖16所示般，成為與商用電力系統3的電壓相位一致者。因此，與上述第1實施方式同樣，可以輸出相對於商用電力系統3電流相位為同相位之交流電力，抑制該交流電力的電力因數下降。
〔3.第3實施型態〕
圖17為有關第3實施方式的換流裝置1的電路圖之其中一例。
本實施方式與第1實施方式之相異點，為具備檢測升壓電路10與換流電路11之間的中間電壓之第3電壓感測器27這一點。其他的構成，與第1實施方式相同。
在上述第1實施方式中，把升壓電路電壓目標值Vo*(中間電壓的目標值)作為載波的振幅，但在本實施方式中，是把以第3電壓感測器27所檢測出的電壓檢測值Vo用在載波的振幅。
圖18為表示第3實施方式之參考波、及切換元件的驅動波形之其中一例，並同時表示換流裝置1所輸出的交流電力之電流波形之其中一例之圖。
在圖18中，表示著從最上段依順，把換流電路的參考波Vinv#及載波、切換元件Q1的驅動波形、升壓電路的參考波Vbc#及載波、切換元件Qb的驅動波形、及換流裝置1所輸出的交流電力的電流波形的指令值Ia*及實測值Ia，予以顯示之圖表。這些各圖表的橫軸，係表示時間，並表示成相互一致。
如圖所表示般，了解到了也在本實施方式中，輸出電流的實測值Ia係控制成與指令值Ia*一致。
而且，了解到升壓電路10的切換元件Qb之切換動作的期間、與換流電路11的切換元件Q1之切換動作的期間，係被控制成大致相互交替切換。
而且，如本實施方式般，藉由使用電壓檢測值Vo到載波的振幅的方式，太陽光發電面板2、或商用電力系統3的電壓變動時的響應變得更快，可以安定化換流裝置1的輸出電流。
〔4.附注〕
尚且，有關上述實施方式之各個模擬，被確認到即便使用了實體機器檢驗也得到同樣的結果。
尚且，應考慮到此次揭示之實施方式係全部的特點皆為例示而並非為有所限制者。本發明的範圍，其意圖並非僅為上述之意涵，而是包含到藉由申請專利範圍所明示、與申請專利範圍均等之意涵、及在範圍內之全部的變更。
2‧‧‧太陽光發電面板
3‧‧‧商用電力系統
10‧‧‧升壓電路
11‧‧‧換流電路
12‧‧‧控制部
15‧‧‧直流電抗器
16‧‧‧二極體
17‧‧‧第1電壓感測器
18‧‧‧第1電流感測器
19‧‧‧電容(平滑電容)
21‧‧‧濾波電路
22‧‧‧交流電抗器
23‧‧‧電容(輸出平滑電容)
24‧‧‧第2電流感測器
25‧‧‧第2電壓感測器
26‧‧‧電容
Q1~Q4、Qb‧‧‧切換元件

Claims (13)

  1. 一種介隔著電抗器而被連接到交流系統之換流裝置，係具備：把電源所輸出的直流電力變換成交流電力，把變換過的交流電力，介隔著前述電抗器輸出到前述交流系統之變換部；及進行前述變換部的控制之控制部，前述變換部具備：把前述直流電力的直流輸入電壓值予以升壓之升壓電路；及把從前述升壓電路所給予的電力變換成交流電力之換流電路，有關前述控制部，係：根據前述直流電力的輸入電力值及前述交流系統的電壓值求取輸出電流目標值，根據該輸出電流目標值求取前述換流電路的電流目標值及電壓目標值而控制前述換流電路，同時利用根據與前述換流電路共通之電流目標值及電壓目標值、以及前述直流輸入電壓值，求取前述升壓電路的電流目標值而控制前述升壓電路這般，控制前述交流電力的輸出。
  2. 如請求項1之換流裝置，其中，在前述升壓電路與前述換流電路之間設有平滑電容，根據在基於前述換流電路的電流目標值及電壓目標值 所得之電力目標值予以外加了通過前述平滑電容之無效電力之值、與前述直流輸入電壓值，求出前述升壓電路的電流目標值。
  3. 如請求項1之換流裝置，其中，在前述升壓電路與前述換流電路之間設有平滑電容，根據在基於前述換流電路的電流目標值及電壓目標值所得之電力目標值予以外加了通過前述平滑電容之無效電力及該換流裝置之電力損失之值、與前述直流輸入電壓值，求出前述升壓電路的電流目標值。
  4. 如請求項1之換流裝置，其中，在前述電抗器的後段設有輸出平滑電容，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述輸出平滑電容的電容值為Ca，令前述交流系統的電壓值為Va，令前述直流輸入電壓值為Vg時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)。
  5. 如請求項1之換流裝置，其中，在前述電抗器的後段設有輸出平滑電容，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*， 令前述交流系統的電壓值為Va，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述輸出平滑電容流動的電流為Ica時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ica。
  6. 如請求項2之換流裝置，其中，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述平滑電容的電容值為C，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg。
  7. 如請求項2之換流裝置，其中，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述平滑電容流動的電流為Ic時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg。
  8. 如請求項3之換流裝置，其中， 令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述平滑電容的電容值為C，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令該換流裝置的電力損失為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg。
  9. 如請求項3之換流裝置，其中，令前述升壓電路的電流目標值為Iin*，令前述換流電路的電流目標值及電壓目標值分別為Iinv*及Vinv*，令前述升壓電路的電壓目標值為Vo*，令前述直流輸入電壓值為Vg，令在前述平滑電容流動的電流為Ic，令該換流裝置的電力損失為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg。
  10. 如請求項4~9中任1項之換流裝置，其中，前述控制部，係選擇前述直流輸入電壓值、及前述換流電路的電壓目標值中絕對值較大的一方作為前述升壓電路的電壓目標值，同時， 令前述電抗器的電感為La時，把前述換流電路的電壓目標值Vinv*，作為Vinv＊=Va+La(d Iinv＊/dt)而求出。
  11. 如請求項1~10中任1項之換流裝置，其中，前述控制部，係根據從對來自前述直流輸入電壓值及前述電源所給予的直流電力之直流輸入電流值分別做複數次測定的結果所求出之前述直流輸入電壓值及前述直流輸入電流值之個別的平均值，進行前述電源中最大功率點追蹤控制。
  12. 如請求項11之換流裝置，其中，前述直流輸入電壓值及直流輸入電流值之各個平均值，乃是從在前述交流系統的1/2週期的整數倍期間之間，把前述直流輸入電壓值及直流輸入電流值分別以比前述交流系統的1/2週期還要短的時間間隔做複數次測定之結果所得到的值。
  13. 如請求項1~12中任1項之換流裝置，其中，該換流裝置為從前述交流系統輸出直流電力到前述電源者。
TW103119556A 2013-06-11 2014-06-05 換流裝置 TWI631810B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013122665 2013-06-11
JP2013-122665 2013-06-11
JP2014104326A JP5618022B1 (ja) 2013-06-11 2014-05-20 インバータ装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201513552A true TW201513552A (zh) 2015-04-01
TWI631810B TWI631810B (zh) 2018-08-01

Family

ID=59337369

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103119556A TWI631810B (zh) 2013-06-11 2014-06-05 換流裝置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9627995B2 (zh)
EP (1) EP3010136B1 (zh)
JP (2) JP5618022B1 (zh)
CN (1) CN105324927B (zh)
AU (1) AU2014279387B2 (zh)
TW (1) TWI631810B (zh)
WO (1) WO2014199796A1 (zh)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5618023B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
JP5618022B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
JP6327106B2 (ja) 2014-01-10 2018-05-23 住友電気工業株式会社 変換装置
EP2928038A1 (en) * 2014-03-31 2015-10-07 ABB Technology AG Inductive power transfer system and method for operating an inductive power transfer system
JP6303970B2 (ja) 2014-10-17 2018-04-04 住友電気工業株式会社 変換装置
JP6414491B2 (ja) 2015-03-06 2018-10-31 住友電気工業株式会社 変換装置
JP6507879B2 (ja) * 2015-06-22 2019-05-08 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6485251B2 (ja) * 2015-06-29 2019-03-20 住友電気工業株式会社 変換装置及びその制御方法
JP6601125B2 (ja) * 2015-10-07 2019-11-06 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6500738B2 (ja) * 2015-10-15 2019-04-17 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6524883B2 (ja) 2015-10-19 2019-06-05 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6536346B2 (ja) 2015-10-19 2019-07-03 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
US9660515B1 (en) * 2015-12-16 2017-05-23 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Control method and control device for reducing second-order ripple
JP6558254B2 (ja) 2016-01-18 2019-08-14 住友電気工業株式会社 電力変換システム及びその制御方法
JP6620629B2 (ja) 2016-03-24 2019-12-18 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
TWI629486B (zh) * 2016-09-14 2018-07-11 台達電子工業股份有限公司 電流偵測裝置及其操作方法
CN113273073B (zh) * 2018-11-08 2023-01-31 广东锐顶电力技术有限公司 新型全波开关dc-ac并网逆变器
JP7408820B2 (ja) 2021-11-17 2024-01-05 東芝三菱電機産業システム株式会社 モジュール型無停電電源装置および無停電電源システム
CN116316861B (zh) * 2023-05-23 2023-09-19 广州疆海科技有限公司 光伏储能系统的逆变器
CN117148022B (zh) * 2023-10-30 2023-12-26 深圳市三瑞电源有限公司 一种光伏储能逆变器用定时自测试系统及其测试方法

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62200413A (ja) 1986-02-28 1987-09-04 Toshiba Corp 電力変換装置の制御装置
JP2804718B2 (ja) * 1994-07-29 1998-09-30 三洋電機株式会社 太陽電池の最大電力点追尾制御方法及び装置
JP4195948B2 (ja) 1998-11-05 2008-12-17 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4096423B2 (ja) * 1998-11-10 2008-06-04 松下電器産業株式会社 系統連系インバータ装置
JP4200244B2 (ja) 1998-11-10 2008-12-24 パナソニック株式会社 系統連系インバータ装置
JP4284478B2 (ja) * 1998-12-28 2009-06-24 株式会社安川電機 インバータ装置
JP2000341862A (ja) 1999-03-19 2000-12-08 Uinzu:Kk エネルギー変換装置
JP4379959B2 (ja) 1999-07-27 2009-12-09 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4487354B2 (ja) 1999-12-02 2010-06-23 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4622021B2 (ja) 2000-01-28 2011-02-02 パナソニック株式会社 系統連系インバータ制御装置
JP2002369544A (ja) 2001-06-13 2002-12-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP3742316B2 (ja) 2001-06-14 2006-02-01 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP2003009537A (ja) * 2001-06-27 2003-01-10 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2003134667A (ja) 2001-10-17 2003-05-09 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 太陽光発電装置
JP3796460B2 (ja) 2002-03-28 2006-07-12 シャープ株式会社 太陽光発電システム用パワーコンディショナ
JP2003348768A (ja) 2002-05-24 2003-12-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無停電電源装置
JP4225923B2 (ja) * 2004-01-19 2009-02-18 三洋電機株式会社 系統連系用インバータ装置
JP2005218157A (ja) 2004-01-27 2005-08-11 Meiji Univ Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP4593973B2 (ja) * 2004-05-26 2010-12-08 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
WO2006033142A1 (ja) * 2004-09-22 2006-03-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 太陽光発電システムおよびその昇圧ユニット
JP5325507B2 (ja) * 2008-09-09 2013-10-23 東芝キヤリア株式会社 系統連系インバータ
JP2011083170A (ja) 2009-10-09 2011-04-21 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ装置及び電力制御システム
JP5579540B2 (ja) * 2010-08-31 2014-08-27 一般財団法人電力中央研究所 パワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化方法、これを実施するパワーコンディショナ、及びパワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化用プログラム
CN101950985B (zh) * 2010-11-01 2013-07-03 上海兆能电力电子技术有限公司 单相并网光伏逆变器输出谐波及直流分量的抑制方法
JP5267589B2 (ja) 2011-02-03 2013-08-21 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
EP2693288A4 (en) * 2011-03-30 2015-03-18 Sanyo Electric Co POWER CONDITIONER SYSTEM
JP5618022B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2014199796A1 (ja) 2017-02-23
EP3010136A4 (en) 2017-03-08
CN105324927A (zh) 2016-02-10
WO2014199796A1 (ja) 2014-12-18
US9627995B2 (en) 2017-04-18
JP6187587B2 (ja) 2017-08-30
AU2014279387A1 (en) 2015-10-22
EP3010136B1 (en) 2019-09-18
TWI631810B (zh) 2018-08-01
CN105324927B (zh) 2018-03-09
US20160126863A1 (en) 2016-05-05
EP3010136A1 (en) 2016-04-20
JP5618022B1 (ja) 2014-11-05
AU2014279387B2 (en) 2016-09-15
JP2014241714A (ja) 2014-12-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TW201513552A (zh) 換流裝置
TWI623186B (zh) 換流裝置
TWI643438B (zh) Transformer
JP6303970B2 (ja) 変換装置
US10193434B2 (en) Power conversion device and three-phase AC power supply device
KR20160106046A (ko) 전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치
CN108156833B (zh) 电力转换装置和用于电力转换装置的控制方法
KR102441722B1 (ko) 변환 장치
EP3316471B1 (en) Conversion device and method for controlling the same
JP6349974B2 (ja) 変換装置
WO2018185963A1 (ja) 電力変換装置及びその制御方法