JP6620629B2 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、半導体スイッチのスイッチングにより直流／交流の電力変換を行う電力変換装置及びその制御方法に関する。
直流から交流への電力変換を行う電力変換装置では、一般的に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源の直流電圧を一定の中間電圧に昇圧してＤＣバスに出力し、この中間電圧を、インバータが交流電圧波形に変換する。ここで、中間電圧は、交流電圧のピーク値（波高値）より高い電圧である。中間電圧を安定した直流電圧とするため、ＤＣバスに接続される中間コンデンサは例えばｍＦレベルの大容量コンデンサが用いられる。このような電力変換を行う場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは常時、高速なスイッチングを行っているため、スイッチング損失その他の電力損失が相応にある。
そこで、本出願人は、電力損失を低減して効率を高めるべく、生成したい交流電圧の瞬時値の絶対値と、直流電源側の直流電圧とを比べて、昇圧が必要なときの交流波形部分はＤＣ／ＤＣコンバータに生成させ、降圧が必要なときの交流波形部分はインバータに生成させる制御方式を提案した（特許文献１参照。）。この制御方式によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは、基本的に交互に高速なスイッチング動作を行う。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは共に、交流１サイクルの期間内に高速なスイッチングを停止する休止期間ができる。これにより、電力損失が著しく改善される。この制御方式では、ＤＣバスの電圧が、直流電圧に交流電圧波形のピーク値前後の波形を乗せた脈流のような波形の電圧になる。そのため、当該交流電圧波形部分を平滑しない程度に、ＤＣバスに接続される中間コンデンサは小容量コンデンサ（例えば数十μＦ程度）が用いられる。
なお、その他参考までに、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングのみで、交流電圧波形の原形となる脈流波形を生成し、インバータは脈流の１サイクルごとに極性を非反転とするか又は反転を行う、という制御方式も提案されている（特許文献２参照。）。
特許第５６１８０２２号 特許第５１３４２６３号
しかしながら、特許文献１における上記の制御方式で、交流側の負荷として、例えばコンデンサインプット型整流回路のような非線形負荷を接続した場合、大きな電流が過渡的に流れて、電力変換装置の過電流保護閾値に達し、運転が停止されるという不便が生じる可能性があることがわかってきた。
図１１は、交流側の負荷として、コンデンサインプット型整流回路のような非線形負荷を接続した場合の、各部の電流・電圧を示すグラフである。図中の（ａ）は、直流電源（蓄電池）の電流を表している。（ｂ）は、交流出力電圧の波形である。（ｃ）は、交流出力電流である。横軸の中央付近の時刻に負荷を接続すると、交流出力電流として瞬間的に大きな電流が流れる。このピーク値が過電流保護閾値に達することにより、電力変換装置は保護停止の状態となり、交流出力電圧は０になる。
制御上、交流側への出力電流目標値あるいは直流電源からの入力電流目標値にリミッタをかけることで各電流が過電流保護閾値に達しないようにすることも考えられるが、そのためには、ＤＣバスの電圧が目標値通りになっていることが条件的に必要である。
しかしながら、瞬間的に負荷に大きな電流が流れると、ＤＣバスの電圧が目標値よりも小さくなり、それを上昇させようとしてＤＣ／ＤＣコンバータの直流リアクトルに流れる電流が一気に過電流保護閾値に達してしまう。瞬間的にＤＣバスの電圧が下がりやすいのは、ＤＣバスに接続されている中間コンデンサが、上記の制御方式では小容量だからである。
かかる従来の問題点に鑑み、本発明の目的は、電力変換装置において、非線形な負荷が接続されても保護停止させないようにすることである。
本発明は、直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、前記ＤＣバスに接続されたインバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、前記交流リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置である。
また、本発明は、直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、前記ＤＣバスに接続されたインバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、を含む電力変換装置の構成を前提とした、電力変換装置の制御方法であって、
前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御し、
前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置の制御方法である。
本発明によれば、電力変換装置は、非線形負荷を接続しても瞬時過電流保護により運転停止することなく、突入電流を抑制することができる。
電力変換装置の回路図の一例である。 最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図（横書き）である。 最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図（縦書き）である。 非線形負荷の一例としての、コンデンサインプット型整流回路を示す図である。 比較のために、コンデンサインプット型整流回路のような非線形負荷を、図１における電力変換装置の負荷として接続したとき、特に対策をとらないとした場合の、電圧・電流の波形図である。 本発明の一実施形態として、コンデンサインプット型整流回路のような非線形負荷を、図１における電力変換装置の負荷として接続したときの、電圧・電流の波形図である。 ゲートブロックによる突入電流対策を施した電力変換装置で、非線形負荷を接続した瞬間から定常状態に落ち着くまでの電圧・電流の波形図である。 図７における非線形負荷接続時点での時間軸の拡大図である。 図７における定常状態になる時点での時間軸の拡大図である。 非線形負荷を接続した瞬間から定常状態に落ち着くまでの電圧・電流の波形図である。 従来の電力変換装置に、交流側の負荷として、コンデンサインプット型整流回路のような非線形負荷を接続した場合の、各部の電流・電圧を示すグラフである。
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、前記ＤＣバスに接続されたインバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、前記交流リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置である。
このような電力変換装置では基本的に、交流１サイクル内で、ＤＣ／ＤＣコンバータによって昇圧し、インバータは高周波スイッチングを停止する時期と、インバータによって降圧し、ＤＣ／ＤＣコンバータは高周波スイッチングを停止する時期とが交互に現れる制御が行われている。いわば、生成する交流電圧の波形は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交互に動作して出力する合成波形であり、ピーク値前後の絶対値が相対的に大きい波形領域はＤＣ／ＤＣコンバータが生成し、ゼロクロス前後の絶対値が相対的に小さい波形領域はインバータが生成する。
電力変換装置から負荷に給電を開始すると、負荷が例えば、コンデンサインプット型整流回路若しくは誘導性負荷（例えばモータ）のような、非線形負荷である場合、大きな突入電流が流れる。そこで、負荷への給電開始によって交流リアクトルに流れる電流の絶対値がコンバータゲートブロック閾値に達すると、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックし、インバータについてはゲートブロックしない。
ＤＣ／ＤＣコンバータのゲートブロックにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作中であれば直ちに昇圧は停止される。従って、交流リアクトルを流れる出力電流は抑制され、瞬時過電流保護閾値に達しない。一方、インバータはゲートブロックされないので、インバータが高周波スイッチングを行う時期（位相）になれば、生成する交流電圧波形のうち、絶対値が小さい波形領域の電圧が出力され、負荷への出力は定常状態に近づく。
こうして、電力変換装置は、非線形負荷を接続しても、瞬時過電流保護により運転停止することなく、突入電流を抑制することができる。
（２）また、（１）の電力変換装置において、例えば、前記制御部は、前記ゲートブロックを行った後、前記負荷へ出力する電圧の次のゼロクロスで、ゲートブロックを解除する。
この場合、次のゼロクロスから（１／２）周期において、改めてＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧を行うことができる。
（３）また、（２）の電力変換装置において、例えば、前記制御部は、前記ゲートブロック及び前記ゲートブロックの解除を、前記事象が発生しなくなるまで繰り返し実行する。
この場合、負荷への出力電流がコンバータゲートブロック閾値に達しない状態になるまで、必要な回数だけ、ゲートブロック及びその後の解除を繰り返すことができる。
（４）また、（１）〜（３）のいずれかの電力変換装置において、前記電流センサは、前記負荷と前記交流側コンデンサとの間にあって、前記負荷と直列に設けられていてもよい。
電流センサは、交流リアクトルとの間に何も介さず直列に接続してもよいが、その場合、交流リアクトルの影響によって電流の急激な変化が検出しにくい。その点、電流センサが、負荷と交流側コンデンサとの間にあって、負荷と直列に設けられている場合には、負荷に流れる電流の急激な変化を、より応答性良く捉えることができる。
（５）また、制御方法としての観点からは、まず、直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、前記ＤＣバスに接続されたインバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、を含む電力変換装置の構成を前提とした、電力変換装置の制御方法であって、
前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御し、
前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置の制御方法である。
このような電力変換装置の制御方法によれば、基本的に、交流１サイクル内で、ＤＣ／ＤＣコンバータによって昇圧し、インバータは高周波スイッチングを停止する時期と、インバータによって降圧し、ＤＣ／ＤＣコンバータは高周波スイッチングを停止する時期とが交互に現れる制御が行われている。いわば、生成する交流電圧の波形は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交互に動作して出力する合成波形であり、ピーク値前後の絶対値が大きい波形領域はＤＣ／ＤＣコンバータが生成し、ゼロクロス前後の絶対値が小さい波形領域はインバータが生成する。
電力変換装置から負荷に給電を開始すると、負荷が例えば、コンデンサインプット型整流回路若しくは誘導性負荷（例えばモータ）のような、非線形負荷である場合、大きな突入電流が流れる。そこで、負荷への給電開始によって交流リアクトルに流れる電流の絶対値がコンバータゲートブロック閾値に達すると、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックし、インバータについてはゲートブロックしない。
ＤＣ／ＤＣコンバータのゲートブロックにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作中であれば直ちに昇圧は停止される。従って、交流リアクトルを流れる出力電流は抑制され、瞬時過電流保護閾値に達しない。一方、インバータはゲートブロックされないので、インバータが高周波スイッチングを行う時期（位相）になれば、生成する交流電圧波形のうち、絶対値が小さい波形領域の電圧が出力され、負荷への出力は定常状態に近づく。
このような電力変換装置の制御方法によれば、非線形負荷が接続されても、瞬時過電流保護により運転停止することなく、突入電流を抑制することができる。
［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
《回路構成例》
図１は、電力変換装置の回路図の一例である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と交流電路３との間に設けられ、直流電源２の直流電圧が交流電路３の交流電圧のピーク値（波高値）より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う。この電力変換装置１は、例えば、直流電源２に基づいて生成した交流電力を、自立出力として、交流電路３に接続された負荷４に供給することができる。
電力変換装置１は、主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、小容量（１００μＦ以下、例えば数十μＦ）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対しては平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。
ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。
インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より負荷４側（図の右側）に設けられた交流用コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。
計測用の回路要素としては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に、電圧センサ１５及び電流センサ１６が設けられている。電圧センサ１５は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。
一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１７が設けられている。電流センサ１７によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１８が設けられている。さらに、電流センサ１９が、負荷４と電力変換装置１とを接続する電路に設けられている。電圧センサ１８によって検出された電圧の情報、及び、電流センサ１９によって検出された電流の情報は、それぞれ、制御部１４に提供される。
制御部１４は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部を構成することも可能ではある。
なお、上記電力変換装置１は、直流電源２が太陽光発電パネルである場合には直流から交流への変換のみを行う。直流電源２が蓄電池である場合は、電力変換装置１は、直流から交流への変換のほか、交流から直流への変換を行って蓄電池を充電することができる。すなわち、インバータ１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ６は、それぞれ、双方向に電力を送る動作が可能である。
《最小スイッチング変換方式》
次に、上記の電力変換装置１において実行される最小スイッチング方式の動作について、その概要を説明する。
図２及び図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。
まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧に対する、ＤＣ／ＤＣコンバータの一対のスイッチング素子及び直流リアクトルの相互接続点での出力は、直流電圧よりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスの電圧として現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧が得られる。
次に、図２の下段（又は図３の右欄）の最小スイッチング変換方式では、交流波形の電圧目標値Ｖａｃ ＊の瞬時値の絶対値と、入力である直流電圧Ｖｄｃとの比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とが動作する。ここで、Ｖａｃ ＊は、フィルタ回路１１が電流・電圧に及ぼす影響を考慮した、インバータ１０の交流側出力端での電圧目標値とする。Ｖｄｃは、直流電源２の両端電圧に、直流リアクトル７による電圧降下を考慮した値とする。電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値において|Ｖａｃ ＊|＜Ｖｄｃ（又は|Ｖａｃ ＊|≦Ｖｄｃ）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止し（図中の「ＳＴ」）、|Ｖａｃ ＊|≧Ｖｄｃ（又は|Ｖａｃ ＊|＞Ｖｄｃ）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力は中間コンデンサ９により平滑化され、ＤＣバス８に、図示の電圧Ｖｂｕｓとして現れる。
ここで、中間コンデンサ９が小容量であることにより、交流波形の絶対値のピーク前後となる一部の波形が平滑化されずにそのまま残る。すなわち、平滑は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６による高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数の２倍程度の低周波を平滑化することはできないように、中間コンデンサ９が小容量になっている。
これに対してインバータ１０は、電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値と、直流電圧Ｖｄｃとの比較結果に応じて、|Ｖａｃ ＊|＜Ｖｄｃ（又は|Ｖａｃ ＊|≦Ｖｄｃ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、|Ｖａｃ ＊|≧Ｖｄｃ（又は|Ｖａｃ ＊|＞Ｖｄｃ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ１０は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態（非反転）と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態（反転）のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ１０の出力は交流リアクトル１２及び交流側コンデンサ１３により平滑化され、所望の交流出力が得られる。
ここで、図３の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧の動作をしているときは、インバータ１０は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス８の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ１０が高周波スイッチング動作するときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止して、直流側コンデンサ５の両端電圧が、直流リアクトル７及びダイオードｄ１を介してＤＣバス８に現れる。
以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。このような電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の高周波スイッチングに休止期間が生じることによって、全体的な高周波スイッチング回数を減らすことができる。これにより、電力変換の効率を、大幅に改善することができる。
《非線形負荷の一例》
図４は、非線形負荷の一例としての、コンデンサインプット型整流回路を示す図である。図において、コンデンサインプット型整流回路４ｄは、ダイオードブリッジ４ｂに抵抗４ａを介して交流電圧が入力される。ダイオードブリッジ４ｂの直流出力側には、コンデンサ４ｃが並列に接続されている。また、このようなコンデンサインプット型整流回路４ｄに、直流負荷４ｅが接続されている。コンデンサ４ｃの電荷が０（又は０近傍）の状態でダイオードブリッジ４ｂに交流電圧が入力されると、コンデンサ４ｃをチャージする突入電流が、短時間ではあるが、流れる。電荷が０又は０近傍の状態のコンデンサ４ｃは、印加電圧に対して短絡に近い状態であり、そのため突入電流は、大電流となる。突入電流のピーク値はダイオードブリッジ４ｂとコンデンサ４ｃとによって構成される閉回路の抵抗値に依存する。
《非線形負荷接続時の制御（参考例）》
図５は、比較のために、上記コンデンサインプット型整流回路４ｄのような非線形負荷を、図１における電力変換装置１の負荷４として接続したとき、後述の対策をとらないとした場合の、電圧・電流の波形図である。図５において、（ａ）は、図１における電圧センサ１８により検出される出力電圧Ｖａ（≒Ｖａｃ ＊）である。（ｂ）は、（ａ）の出力電圧の基になる電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値、及び、直流電圧Ｖｄｃを示している。（ｃ）は、電流センサ１７又は電流センサ１９により検出される出力電流である。（ｄ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のローサイドのスイッチング素子Ｑ２（昇圧時にスイッチング）について、そのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）を示している。（ｅ）は、インバータ１０の例えばスイッチング素子Ｑ３（降圧時にスイッチング）のゲート電圧を示す。
図５において、負荷４が接続されていない状態では、交流電圧の電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値と直流電圧Ｖｄｃとの比較に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６による昇圧と、インバータ１０による降圧とが交互に行われている。
ここで、例えば（ａ）（ｂ）の電圧がゼロクロスとなる時刻ｔｓに、非線形な負荷４（４ｄ）が接続されたとすると、（ｃ）に示すように、突入電流が流れ、出力電圧の上昇と共に急激に大きな値になる。ここで、突入電流が、時刻ｔｅにおいて電力変換装置１の瞬時過電流保護閾値Ｉｔｈ＿ｐに達すると、保護のため、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０を共にゲートブロックし、電力変換装置１は停止する。こうなると、リセットして再起動する必要が生じ、人がそれを行うとすれば、長い時間の運転停止も予想される。また、一定時間後に自動リセットして再起動するとしても、一定の運転停止時間が発生する。
《非線形負荷接続時の制御の実施形態》
次に、図６は、本発明の一実施形態として、上記コンデンサインプット型整流回路４ｄのような非線形負荷を、図１における電力変換装置１の負荷４として接続したときの、電圧・電流の波形図である。図６において、（ａ）は、図１における電圧センサ１８により検出される出力電圧Ｖａである。（ｂ）は、電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値、及び、直流電圧Ｖｄｃを示している。（ｃ）は、電流センサ１７又は電流センサ１９により検出される出力電流である。（ｄ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のローサイドのスイッチング素子Ｑ２（昇圧時にスイッチング）について、そのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）を示している。（ｅ）は、インバータ１０の例えばスイッチング素子Ｑ３（降圧時にスイッチング）のゲート電圧を示す。
図６において、負荷が接続されていない状態では、電圧目標値Ｖａｃ ＊の絶対値と直流電圧Ｖｄｃとの比較に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６による昇圧と、インバータ１０による降圧とが交互に行われている。
ここで、例えば、（ａ）（ｂ）の電圧がゼロクロスとなる時刻ｔｓに、非線形な負荷４（４ｄ）が接続されたとすると、（ｃ）に示すように、突入電流が流れ、出力電圧の上昇と共に急激に大きな値になる。ここで、突入電流が、時刻ｔ１において電力変換装置１の瞬時過電流保護閾値Ｉｔｈ＿ｐより絶対値で小さい値のコンバータゲートブロック閾値Ｉｔｈ＿ｂに達すると、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング素子Ｑ２をゲートブロックする。但し、制御部１４は、インバータ１０をゲートブロックしない。コンバータ６のスイッチング素子Ｑ２がゲートブロックされることにより昇圧は即時停止され、出力電圧Ｖａは（ａ）に示すように直流電圧Ｖｄｃのレベルまで落ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング期間の終了時刻ｔ２までその状態となる。時刻ｔ２以後は、インバータ１０が動作して交流波形が部分的に復活する。
次のゼロクロスの時刻ｔ３において、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング素子Ｑ２に対するゲートブロックを解除する。これにより、次のゼロクロスから（１／２）周期において、改めてＤＣ／ＤＣコンバータ６による昇圧を行うことができる。
ゼロクロスの時刻ｔ３以降の交流半サイクルは出力電流の方向が変わる。また、マイナス方向への出力電圧の上昇と共に出力電流は再び急激に大きな値になる。ここで、時刻ｔ４において、突入電流が、電力変換装置１の瞬時過電流保護閾値−Ｉｔｈ＿ｐより絶対値で小さい値のコンバータゲートブロック閾値−Ｉｔｈ＿ｂに達すると、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング素子Ｑ２をゲートブロックする。但し、制御部１４は、インバータ１０をゲートブロックしない。コンバータ６のスイッチング素子Ｑ２がゲートブロックされることにより昇圧は即時停止され、出力電圧Ｖａは（ａ）に示すように直流電圧Ｖｄｃの符号反転レベル（−Ｖｄｃ）まで落ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング期間の終了時刻ｔ５までその状態となる。時刻ｔ５以後は、インバータ１０が動作して交流波形が部分的に復活する。
以上のようなＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲートブロック及びその後の解除は、次のゼロクロスの時刻ｔ６以降も、出力電流がコンバータゲートブロック閾値Ｉｔｈ＿ｂ又は−Ｉｔｈ＿ｂに達する間は、交流半サイクルごとに繰り返し行われる。こうして、負荷４への出力電流がコンバータゲートブロック閾値に達しない状態になるまで、必要な回数だけ、ゲートブロック及びその後の解除を繰り返すことができる。コンデンサ４ｃの充電が進み、出力電流がコンバータゲートブロック閾値Ｉｔｈ＿ｂ又は−Ｉｔｈ＿ｂに達しなくなると、制御部１４は、通常の最小スイッチング方式の制御を行う。
《検証》
次に、実際の回路を用いて、上記ゲートブロックの有効性の検証を行った。使用する負荷は図４のコンデンサインプット型整流回路４であり、「ＪＩＳ Ｃ ４４１１−３：２０１４ 無停電電源装置（ＵＰＳ）−第３部：性能及び試験要求事項」の非線形負荷試験で規定される回路定数決定法を採用した。
本検証では非線形負荷の皮相電力を５００ＶＡと設定し、抵抗４ａの抵抗値は０．８Ω、コンデンサ４ｃのキャパシタンスは２７５０μＦ、直流負荷４ｅの抵抗値４５．１Ωとした。直流電源２の電圧は４３Ｖであり、電力変換装置１は、交流１０１Ｖ出力の自立出力運転を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ６をゲートブロックするコンバータゲートブロック閾値Ｉｔｈ＿ｂは２３．５Ａ、瞬時過電流保護閾値Ｉｔｈ＿ｐは８０Ａと設定した。
図７は、上記のゲートブロックによる突入電流対策を施した電力変換装置１で、非線形負荷を接続した瞬間から定常状態に落ち着くまでの電圧・電流の波形図である。
図７において、（ａ）は出力電圧、（ｂ）は出力電流、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧、（ｄ）はインバータ１０のスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧である。
図８は、図７における非線形負荷接続時点での時間軸の拡大図である。また、図９は、図７における定常状態になる時点での時間軸の拡大図である。
図８において、Ｘ部に示すように、（ｂ）の出力電流がコンバータゲートブロック閾値（Ｉｔｈ＿ｂ）に到達した瞬間にＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲートブロックが行われる。これにより、Ｙ部に示すように、（ａ）の出力電圧が正弦波状を保たなくなることで電圧の増加が止まり、瞬時過電流保護閾値（Ｉｔｈ＿ｐ）まで出力電流が増加することなく電力変換装置１の運転が継続できていることがわかる。
図９では、（ｂ）の出力電流におけるピーク値は小さくなり、後半は定常状態に達している。なお、図４のコンデンサ４ｃの両端電圧は、ダイオードブリッジ４ｂで全波整流された脈流を平滑した実効値となるので、脈流のピーク値近傍でのリプルは、定常状態においても続く。
（ｃ）に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲート電圧に関しても、後半はゲートブロックが行われなくなり、（ｄ）に示すインバータ１０と、交互に休止しつつスイッチングを行って、最小スイッチング方式の動作をしていることがわかる。
図１０は、同様に、非線形負荷を接続した瞬間から定常状態に落ち着くまでの電圧・電流の波形図である。（ａ）は出力電圧、（ｂ）は出力電流、（ｃ）は負荷４の両端電圧である。この図では、負荷４の両端電圧が定常状態に至るまで徐々に増加しているのがわかる。
《まとめ》
以上、詳述したように、本実施形態の電力変換装置１では基本的に、交流１サイクル内で、ＤＣ／ＤＣコンバータ６によって昇圧し、インバータ１０は高周波スイッチングを停止する時期と、インバータ１０によって降圧し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は高周波スイッチングを停止する時期とが交互に現れる制御が行われている。いわば、生成する交流電圧の波形は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交互に動作して出力する合成波形であり、ピーク値前後の絶対値が相対的に大きい波形領域はＤＣ／ＤＣコンバータ６が生成し、ゼロクロス前後の絶対値が相対的に小さい波形領域はインバータ１０が生成する。
かかる最小スイッチングの制御を前提として、電力変換装置１から負荷４に給電を開始すると、負荷４が非線形負荷である場合、大きな突入電流が流れる。そこで、負荷４への給電開始によって交流リアクトル１２に流れる電流（≒出力電流）の絶対値がコンバータゲートブロック閾値に達すると、制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のみを一時的にゲートブロックし、インバータ１０についてはゲートブロックしない。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６のゲートブロックにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の動作中であれば直ちに昇圧は停止される。従って、交流リアクトル１２を流れる出力電流は抑制され、瞬時過電流保護閾値に達しない。一方、インバータ１０はゲートブロックされないので、インバータが高周波スイッチングを行う時期（位相）になれば、生成する交流電圧波形のうち、絶対値が小さい波形領域の電圧が出力され、負荷４への出力は定常状態に近づく。
こうして、電力変換装置１は、瞬時過電流保護により運転停止することなく、突入電流を抑制することができる。
なお、ゲートブロックのための出力電流測定は、電流センサ１７又は電流センサ１９のどちらでも可能である。電流センサ１７は、最小スイッチング変換方式の制御上必要であるため、設けられている。従って、電流センサ１９は省略することも可能である。
但し、電流センサ１７は、交流リアクトル１２との間に何も介さず直列に接続されているので、交流リアクトル１２の影響によって電流の急激な変化が検出しにくい。その点、電流センサ１９が、負荷４と交流側コンデンサ１３との間にあって、負荷４と直列に設けられている場合には、負荷４に流れる電流の急激な変化を、より応答性良く捉えることができるという利点がある。
《その他》
なお、上記の検証では電力変換装置１の負荷４として、コンデンサインプット型整流回路を用いたが、モータのような誘導性負荷の始動電流に対しても同様のゲートブロックによる電流抑制が有効である。
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４ 負荷
４ａ 抵抗
４ｂ ダイオードブリッジ
４ｃ コンデンサ
４ｅ 直流負荷
４ｄ コンデンサインプット型整流回路
５ 直流側コンデンサ
６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ
１１ フィルタ回路
１２ 交流リアクトル
１３ 交流側コンデンサ
１４ 制御部
１５ 電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 電流センサ
１８ 電圧センサ
１９ 電流センサ
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (5)

  1. 直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、
    前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、
    前記ＤＣバスに接続されたインバータと、
    前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、
    前記交流リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、
    前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御する制御部と、を備え、
    前記制御部は、前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置。
  2. 前記制御部は、前記ゲートブロックを行った後、前記負荷へ出力する電圧の次のゼロクロスで、ゲートブロックを解除する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、前記ゲートブロック及び前記ゲートブロックの解除を、前記事象が発生しなくなるまで繰り返し実行する請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記電流センサが、前記負荷と前記交流側コンデンサとの間にあって、前記負荷と直列に設けられている請求項１〜請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 直流電源と交流電路との間に設けられ、前記直流電源の直流電圧が前記交流電路の交流電圧のピーク値より低い状態で、直流／交流の電力変換を行う電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスに接続され、前記ＤＣバスの電圧に含まれる前記交流電圧の周波数の２倍の脈動を平滑しない程度の小容量の中間コンデンサと、前記ＤＣバスに接続されたインバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられ、交流リアクトル及び交流側コンデンサを有するフィルタ回路と、を含む電力変換装置の構成を前提とした、電力変換装置の制御方法であって、
    前記直流電圧から前記交流電圧を生成するにあたって、交流１サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにより前記直流電圧を昇圧し、前記インバータは極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期、及び、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止して、前記インバータにより降圧並びに、極性の非反転通過及び反転通過のいずれか一方を行う時期が、交互に出現するよう制御し、
    前記交流電路に接続された負荷への給電開始によって前記交流リアクトルに流れる電流の絶対値が、瞬時過電流保護閾値より低い所定のコンバータゲートブロック閾値に達する事象が発生すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのみを一時的にゲートブロックする、電力変換装置の制御方法。
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