TW201711367A - 轉換裝置及其控制方法 - Google Patents

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Yusuke Shimizu
Tetsuo Akita
Toshiaki Okumura
Naoki Ayai
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Sumitomo Electric Industries
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Abstract

非絕緣方式之DC/AC之轉換裝置係具備：包含交流電感器及第1電容器的濾波電路；DC/AC轉換部；連接於直流匯流排的第2電容器；包含直流電感器的DC/DC轉換部；針對將交流電壓供給至負載用的輸出電壓指令值，係將濾波電路、第2電容器及直流電感器之電性影響納入考量，來決定對2個轉換部的控制之工作比，藉由對DC/DC轉換部進行控制而將直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的直流電壓之期間者，藉由對DC/AC轉換部進行控制，在直流電壓之期間降壓而轉換為和該期間對應的交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。

Description

轉換裝置及其控制方法
本發明關於以不使用變壓器的非絕緣方式將直流轉換為交流的自立型電源裝置中的轉換裝置及其控制方法。
例如作為將太陽電池模組之輸出連結於商用系統的轉換裝置(電力調節器)，係具有DC/DC轉換器(直流/直流轉換器)及逆變器。太陽電池模組之輸出被DC/DC轉換器升壓，以特定電壓被供給至連接有平滑電容器的直流匯流排(DC-bus)。逆變器依據該直流匯流排之電壓來輸出交流電壓．電流(例如參照專利文獻1)。
另一方面，作為搭載DC/DC轉換器及逆變器的轉換裝置，藉由前段之DC/DC轉換器產生脈流波形之電壓，藉由後段之逆變器依脈流每1週期將該電壓極性反轉而生成交流電壓之波形的技術亦被提案(例如參照專利文獻2)。
又，在由包含直流電感器的DC/DC轉換器及包含交流電感器的極性切換用逆變器構成之系統互連逆 變器裝置中，為了減少交流側之電流失真，在直流電感器的電流指令值之運算時，藉由前饋控制(Feedforward Control)對中間段電容器電流進行補償的技術亦被提案(例如參照專利文獻3)。
〔先行技術文獻〕 〔專利文獻〕
〔專利文獻1〕特開2009-247184號公報(圖1)
〔專利文獻2〕專利第5134263號公報(圖2、圖3)
〔專利文獻3〕特開2002-369544號公報(段落[0015]、[0032])
專利文獻1記載的轉換裝置中，DC/DC轉換器及逆變器同時持續以高頻進行開關。因此，在遍及動作期間之全期間產生開關損失及電感器之損失。因此，轉換效率不可謂極高。
又，專利文獻2記載的轉換裝置中，後段之逆變器僅進行極性反轉，其反轉次數為交流側之商用頻率之2倍。因此，和以高頻開關逆變器的專利文獻1之轉換裝置相比，可以減少開關損失或交流電感器之損失。
但是，專利文獻2之轉換裝置中，脈流波形之零點成 為不能微分的特異點。因此，在生成的交流波形之零交叉附近有可能欠缺圓滑性，產生波形之失真。
另一方面，專利文獻3記載的系統互連逆變器中，直流電感器電流指令值之運算中，係將有效電力成分設為(系統電壓×直流電感器電流指令值)，並未考慮交流電感器之阻抗引起的電壓下降。又，將無效電力成分設為(系統電壓×中間段電容器電流)。於此，在中間段電容器電流之運算雖考慮到交流電感器之電感引起的電壓下降，但是和中間段電容器電流相乘的電壓係系統電壓，其亦未考慮到交流電感器之阻抗引起的電壓下降。基於彼等事情，導致輸出電壓之相位相對於理想的輸出電壓延遲，輸出電流產生失真。專利文獻3中為可以減少該失真，藉由調整中間段電容器電流指令值之振幅，進行回授以使輸出電流接近正弦波。
但是，該控制方法中，為了迴避中間段電容器電流之振幅之回授控制與DC/DC轉換器之回授控制間的相互干擾而受到限制。專利文獻3揭示以磁滯比較器進行直流電感器電流控制，然而此時DC/DC轉換器之控制週期為開關週期。為了迴避與DC/DC轉換器之控制之間的干擾，直流電容器電流之振幅之回授控制之週期相較於開關週期需要設為極長，造成直流電容器電流振幅之回授響應變遲。亦即，如專利文獻3般依賴回授控制來調整輸出電流波形成為低失真正弦波之方法中，在交流電感器電流指令值產生變化時，會流入失真波。
有鑑於該習知問題點，本發明目的係在直流至交流的轉換裝置中，抑制伴隨著高頻開關的損失，並且實現交流波形之圓滑性。進一步，目的亦在減少交流電感器電流指令值產生變化時的失真。
本發明之轉換裝置，係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電者，具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部；針對作為將上述交流電壓供給至上述負載用的輸出電壓指令值，上述控制部係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
又，作為方法之本發明的轉換裝置的控制方法，係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電者，上述轉換裝置具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部；上述控制部所執行的轉換裝置的控制方法係具有：運算工程，針對作為將上述交流電壓供給至上述負載用的輸出電壓指令值，係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比；第1轉換工程，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者；及第2轉換工程，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
依據本發明之轉換裝置及其控制方法，可以 抑制伴隨著高頻開關的損失，並且實現交流波形之圓滑性。
1‧‧‧轉換裝置
2‧‧‧蓄電池
3‧‧‧交流負載
10‧‧‧DC/DC轉換部
11‧‧‧DC/AC轉換部
12‧‧‧控制部
14‧‧‧電壓感測器
15‧‧‧電容器
16‧‧‧直流電感器
17‧‧‧電流感測器
18‧‧‧直流匯流排
19‧‧‧電容器
21‧‧‧濾波電路
22‧‧‧交流電感器
23‧‧‧電容器
24‧‧‧電流感測器
25‧‧‧電壓感測器
26‧‧‧電流感測器
100‧‧‧電源裝置
d1~d6‧‧‧二極體
Q1~Q6‧‧‧開關元件
〔圖1〕表示具備本發明一實施形態的轉換裝置之自立型之電源裝置之一例的單線連接圖。
〔圖2〕轉換裝置之詳細電路圖之一例。
〔圖3〕依據輸出電壓指令值求出交流電感器電流指令值的控制方塊圖。
〔圖4〕依據輸出電壓指令值求出直流匯流排電壓指令值的控制方塊圖。
〔圖5〕作為求出DC/AC轉換部之參照波臨限值用的交流電感器電流控制之控制方塊圖。
〔圖6〕求出直流電感器電流指令值的控制方塊圖。
〔圖7〕作為求出DC/DC轉換部之參照波臨限值用的直流電感器電流控制之控制方塊圖。
〔圖8〕表示無負載時之主要波形之圖。
〔圖9〕作為交流負載而連接有電阻負載20Ω(消費電力500W)時之主要波形之圖。
〔實施形態之要旨］
本發明之實施形態之要旨至少包含以下者。
(1)係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電的轉換裝置，該轉換裝置具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部。針對作為將上述交流電壓供給至上述負載的輸出電壓指令值，上述控制部係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
上記構成的轉換裝置中，藉由DC/DC轉換部將直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及直流電壓之期間者。另外，藉由DC/AC轉換部，在直流電壓之期間進行降壓而生成和該期間對應的交 流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性並生成所要的交流電壓。
如此則，可以提供能抑制伴隨著高頻開關的損失，並且實現交流波形之圓滑性的轉換裝置。又，例如將包含交流電感器的濾波電路之電性影響納入考量來決定各轉換部的工作比，據此可以抑制交流電感器電流指令值變化時產生的失真。
(2)又，(1)之轉換裝置中，例如上述電性影響係上述交流電感器及上述直流電感器各別引起的電壓變化，以及各別流入上述第1電容器及上述第2電容器的無效電流。
此情況下，可以考慮到電感器之電壓變化及電容器之無效電流，而對輸出電壓指令值進行適當的控制。
(3)又，(1)之轉換裝置中，上述控制部係至少執行以下者：依據上述輸出電壓指令值，考慮到流入上述第1電容器的電流來求出交流電感器電流指令值的運算；依據上述輸出電壓指令值，考慮到上述交流電感器引起的電壓變化及上述直流電感器引起的電壓變化來求出上述直流匯流排電壓指令值的運算；依據上述交流電感器電流指令值，求出上述DC/AC轉換部之參照波臨限值的運算；依據流入上述第2電容器的電流引起的無效電力及上述DC/AC轉換部之電力來求出直流電感器電流指令值的運算；及依據上述直流電感器電流指令值求出上述DC/DC轉換部之參 照波臨限值的運算。
藉由執行如此之運算，可以考慮到各電感器之電壓變化及各電容器之無效電流而對輸出電壓指令值進行適當的控制。
(4)另一方面，一種轉換裝置的控制方法，係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電者，上述轉換裝置具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部。上述控制部所執行的轉換裝置的控制方法係具有：運算工程，針對作為將上述交流電壓供給至上述負載用的輸出電壓指令值，係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比；第1轉換工程，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者；及第2轉換工程，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上 述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
依據上述轉換裝置的控制方法，藉由DC/DC轉換部將直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及直流電壓之期間者。另外，藉由DC/AC轉換部，在直流電壓之期間進行降壓而生成和該期間對應的交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性並生成所要的交流電壓。
如此則，可以抑制伴隨著高頻開關的損失，並且實現交流波形之圓滑性。又，例如將包含交流電感器的濾波電路之電性影響納入考量來決定各轉換部的工作比，據此可以抑制交流電感器電流指令值變化時產生的失真。
〔實施形態之詳細〕 <電源裝置>
以下，參照圖面說明實施形態之詳細。
圖1係表示具備本發明一實施形態的轉換裝置之自立型的電源裝置100之一例的單線連接圖。圖中，轉換裝置1之一端連接著蓄電池2，另一端連接著交流負載3。該電源裝置100使蓄電池2放電，藉由轉換裝置1將蓄電池2之直流電力轉換為交流電力，對交流負載3供電。
蓄電池2之電壓例如約48V，交流負載3之電壓例如約100V。但是，電壓值不限於此。
作為轉換裝置1的主要構成要素係具備：設於蓄電池2側的DC/DC轉換部10；設於交流負載3側的DC/AC轉換部11；及對彼等2個轉換部之動作進行控制的控制部12。
控制部12例如包含電腦，藉由電腦執行軟體(電腦程式)來實現對2個轉換部(10、11)必要的控制機能。軟體儲存於控制部12之記憶裝置(未圖示)。但是，僅以不包含電腦的硬體電路構成控制部12亦可。
<轉換裝置> 《電路構成》
圖2係轉換裝置1之詳細電路圖之一例。
圖中，在DC/DC轉換部10之低電位側(圖之左側)設置電壓感測器14、電流感測器17及平滑用之電容器15。電壓感測器14並聯連接於蓄電池2，對蓄電池2之兩端電壓進行檢測。檢測的電壓之資訊被提供給控制部12。電流感測器17對流入DC/DC轉換部10的電流進行檢測。檢測的電流之資訊被提供給控制部12。
DC/DC轉換部10具備：直流電感器16，開關元件Q1及開關元件Q2，構成直流陷波電路。開關元件Q1、Q2可以使用例如MOSFET(金氧半場效電晶體，Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)。MOSFET之開關元件Q1、Q2分別具有二極體(自體二極體(body diode))d1、d2。各開關元件Q1、Q2經由控 制部12進行控制。
在連結DC/AC轉換部11與DC/DC轉換部10的直流匯流排18上連接著平滑用之電容器19。該電容器19係小容量(μF位準)，高頻(例如20kHz)，對進行開關之電壓起平滑作用，但是對以商用頻率之2倍左右頻率(100Hz或120Hz)變化的電壓不發揮平滑作用。
DC/AC轉換部11具備構成全橋電路的開關元件Q3~Q6。彼等開關元件Q3~Q6例如為MOSFET。MOSFET之情況下，開關元件Q3~Q6分別具有二極體(自體二極體)d3~d6。各開關元件Q3~Q6藉由控制部12進行控制。
由DC/AC轉換部11與交流負載3之間設置濾波電路21。濾波電路21具備：交流電感器22，及設於比交流電感器22更靠交流負載側(圖之右側)的平滑用之電容器23。濾波電路21阻止在DC/AC轉換部11產生的高頻雜訊之通過以免洩漏至交流負載3側。又，設置對流入交流電感器22的電流進行檢測的電流感測器24。經由電流感測器24檢測的電流之資訊係被提供給控制部12。
又，和電容器23及交流負載3並聯設置電壓感測器25。另一方面，電流感測器26設於連接交流負載3與轉換裝置1的電路上。經由電壓感測器25檢測的電壓之資訊及經由電流感測器26檢測的電流之資訊係分別被提供給控制部12。
《動作之概要》
上述構成的轉換裝置1，係藉由蓄電池2之放電電力對交流負載3進行電力供給。在交流1/2週期之間使DC/AC轉換部11及DC/DC轉換部10交替進行開關動作。
具體言之，在交流1/2週期之間存在：DC/DC轉換部10對直流電壓進行升壓，DC/AC轉換部11僅進行週期性極性反轉的期間；及DC/DC轉換部10使輸入直接通過並輸出，DC/AC轉換部11進行降壓之逆變器機能及極性反轉的期間。
圖2中，如前述說明般，將電容器19之容量C_DCBUS設為例如數十μF左右，亦即設為使直流匯流排18之電壓不會充分平滑化左右者。此情況下，可以輸出失真率小的正弦波。又，DC/DC轉換部10及DC/AC轉換部11分別具有開關停止期間，因此和習知電力調節器等之轉換裝置(例如專利文獻1)比較，開關損失變少，電感器之鐵損亦變少，裝置之轉換效率可以提升。又，該轉換裝置1可以直接利用既知之非絕緣型轉換裝置之電路，無需追加元件，可以提升轉換效率。
《控制之具體例》
以下，作為控制部12實施之控制(控制部12執行的控制方法)，具體說明控制部12例如藉由程式之執行來 實現的運算處理機能。但是，此僅為一例，並未限定於以下之處理。
(交流電感器電流指令值)
圖3係依據輸出電壓指令值求出交流電感器電流指令值Igaci*的控制方塊圖。簡略敘述如下，其係依據輸出電壓指令值考慮到流入電容器23的電流求出交流電感器電流指令值的運算。
圖中，將輸出電壓指令值設為Sinwave(正弦波)=Vsin(ωt)，將輸出電壓檢測值Vgaco通過低通濾波器後設為Vgaco_lpf。之所以附加低通濾波器的理由在於考慮到，當輸出電壓因某種要因而振動時輸出電壓檢測值亦當然振動，該振動成分造成控制不穩定，因此為了使輸出電壓檢測值平穩在某一程度範圍。低通濾波器之截止頻率例如為1kHz。
接著，使輸出電壓指令值Sinwave與輸出電壓檢測值Vgaco_lpf之差分通過PI補償器，算出Igac_pi。將輸出電流檢測值Igaco例如通過截止頻率60Hz之低通濾波器者設為Igaco_lpf。在Igac_pi加上Igaco_lpf而算出交流電感器電流指令值Igaci*。對輸出電流檢測值附加低通濾波器之理由係和Vgaco_lpf時之理由同樣。
(直流匯流排電壓指令值)
圖4係依據輸出電壓指令值求出直流匯流排電壓指令值Vomax*的控制方塊圖。簡略敘述如下，其係依據輸出電壓指令值，將交流電感器22引起的電壓變化及直流電感器16引起的電壓變化納入考量而求出直流匯流排電壓指令值的運算。
圖之左下之虛線包圍的部分，係求出交流電感器22之電感L_AC引起的電壓變化的方塊。於此，作為交流電感器22之電感L_AC引起的電壓變化而算出V_acl=(Igaci*-Igaci*0)×L_ACL×F_SW
。針對該電壓變化，為使後述直流電感器16之電流控制中的控制穩定化而對V_acl之每一控制週期之值算出數週期分移動平均，亦即算出V_acl_movingave。
接著，將輸出電壓指令值Sinwave與V_acl_movingave相互加算，算出DC/AC轉換部電壓指令值Vgaco*。又，於此，雖未考慮交流電感器22之電阻成分R_ACL引起的電壓下降，若欲考慮時，在算出Vgaco*時加上Igaci×R_ACL即可。
接著，求出未將中間電容器之充放電電力納入考量的近似值，亦即直流電感器電流指令值之近似值Igdc*_approx。將直流電源電壓檢測值設為Vgdc，則Igdc*_approx=Igaci*×Vgaco*/Vgdc
。接著，如圖4右側之虛線包圍的部分所示求出V_dcl=(Igdc*_approx-Igdc*_approx0)×L_DCL×F_SW，作為直流電感器之電感L_DCL引起的電壓變化，求出 其之移動平均值V_dcl_movingave。
接著，針對直流電源電壓檢測值Vgdc減去V_dcl_movingave之值(Vgdc-V_dcl_movingave)，與DC/AC轉換部電壓指令值Vgaco*之絕對值|Vgaco*|進行比較，以值大者設為直流匯流排電壓指令值Vomax*(圖4之右上)。
又，考慮直流電感器16之電阻成分R_DCL引起的電壓下降時，Vgdc-V_dcl_movingave之部分成為Vgdc-V_dcl_movingave-Igdc*approx×R_DCL。
(切換旗標)
於此，如下考慮DC/DC轉換部10與DC/AC轉換部11之開關切換旗標sw_flag。
Vgdc-V_dcl_movingabe>Vomax*時，sw_flag=1(DC/AC轉換部11之降壓開關動作)
Vgdc-V_dcl_movingabe≦Vomax*時，sw_flag=0(DC/DC轉換部10之升壓開關動作)
如此界定sw_flag，並將其使用於後述的交流電感器電流控制及直流電感器電流控制。sw_flag=1時係僅DC/AC轉換部11進行開關動作(高頻開關動作)的期間，sw_flag=0時係僅DC/DC轉換部10進行開關動作的期間。
(交流電感器電流控制)
圖5係求出DC/AC轉換部11之參照波臨限值th_inv的交流電感器電流控制之控制方塊圖。簡略敘述如下，其係依據交流電感器電流指令值求出DC/AC轉換部11之參照波臨限值(控制之工作比)的運算。
圖中，將交流電感器電流指令值Igaci*與交流電感器電流檢測值Igaci之差分施加於PI補償器而獲得Vgac_pi，將該Vgac_pi與輸出電壓指令值Sinwave相加。將該加算值除以直流匯流排電壓指令值Vomax*來決定DC/AC轉換部11之參照波臨限值th_inv。
(直流電感器電流指令值)
圖6係求出直流電感器電流指令值Igdc*的控制方塊圖。簡略敘述如下，其係依據流入電容器19的電流引起的無效電力及DC/AC轉換部11之電力求出直流電感器電流指令值的運算。
圖中虛線包圍部分係求出流入直流匯流排18之電容器19的電流的控制方塊。於此，流入直流匯流排18之電容器19的電流I_dcbus係成為I_dcbus=(Vomax*-Vomax*0)×C_DCBUS×F_SW。
流入直流匯流排18之電容器19的無效電力P_dcbus係成為P_dcbus=I_dcbus×Vomax*
。輸出電力指令值P_ac係P_ac=Igaci*×Vgaco*
。將P_dcbus與P_ac相加後除以(Vgdc-V_dcl_movingave)算出直流電感器電流指令值Igdc*。
(直流電感器電流控制)
圖7係求出DC/DC轉換部10之參照波臨限值th_cnv的針對直流電感器電流控制之控制方塊圖。簡略敘述如下，其係依據直流電感器電流指令值求出DC/DC轉換部10之參照波臨限值(控制之工作比)的運算。
圖中，使直流電感器電流指令值Igdc*與直流電感器電流檢測值Igdc之差分施加於PI補償器，加上直流電源電壓檢測值Vgdc，除以直流匯流排電壓指令值Vomax*，依此來決定DC/DC轉換部10之參照波臨限值th_cnv。
使用以上之控制方法時之實際電路之動作結果如以下所示。
動作條件為，
直流電源電壓：52V
開關頻率：20kHz
輸出電壓指令值：101V。
(示波器之波形圖)
圖8係無負載時之主要波形圖。各波形之名稱為，(a)直流匯流排電壓，(b)輸出電壓，(c)DC/AC轉換部11中的開關元件Q3、Q6之閘 極電壓，(d)DC/AC轉換部11中的開關元件Q4、Q5之閘極電壓，(e)DC/DC轉換部10中的開關元件Q2之閘極電壓。
如(a)所示，直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值(並非0)的直流電壓之期間者。脈流波形之期間係如(e)所示藉由DC/DC轉換部10進行升壓。接著，如(c)、(d)所示藉由DC/AC轉換部11之開關，在直流匯流排電壓波形之直流電壓之期間進行降壓而轉換為和該期間對應的交流電壓之絕對值之波形。又，藉由DC/AC轉換部11，依脈流每1週期來反轉極性。
如(b)所示，輸出電壓成為圓滑的正弦波状。
DC/AC轉換部11之開關(高頻開關)係在輸出電壓成為直流電源電壓以下之期間進行，其他之期間中閘極電壓成為導通或非導通而不進行開關。
DC/DC轉換部10之開關係在輸出電壓成為直流電源電壓以上之期間進行，在其他期間中不進行。DC/AC轉換部11及DC/DC轉換部10之開關期間不重疊(但是些微重疊亦不會有問題)。
存在有開關停止期間，因此全體之開關損失變少，交流電感器22及直流電感器16中的鐵損亦少。輸出電壓有效值為101.9V，輸出電壓失真率在容許範圍內之3.5%。
圖9係作為交流負載3而連接有電阻負載20Ω(消費電力500W)時之主要波形之圖。各波形之名稱和圖8同樣。
如(b)所示，輸出電壓成為圓滑的正弦波状。又，和無負載時同樣，在DC/DC轉換部10及DC/AC轉換部11之個別具有開關停止期間。輸出電壓有效值為101.3V，輸出電壓失真率為容許範圍內之3.3%。
《控制之彙整》
如以上之控制之具體例所示，控制部執行以下之動作(工程)。亦即：(a)供作為對負載供給交流電壓的輸出電壓指令值(Sinwave)，係將濾波電路21、電容器19及直流電感器16之電性影響納入考量，來決定對DC/AC轉換部11及DC/DC轉換部10控制之工作比(運算工程)，(b)藉由對DC/DC轉換部10進行控制而將直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的直流電壓之期間者，(第1轉換工程)，及(c)藉由對DC/AC轉換部11進行控制，在直流電壓之期間降壓而轉換為和該期間對應的交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性(第2轉換工程)。
在執行該動作(工程)的轉換裝置及其控制方法中，藉由DC/DC轉換部10而將直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及直流電壓之期間者。另外，藉由DC/AC轉換部11在直流電壓之期間降壓而生成和該期間對應的交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性而生成所要之交流電壓。如此則，可以提供能抑制伴隨著高頻開關的損失，並且實現交流波形之圓滑性的轉換裝置1。又，例如將包含交流電感器22的濾波電路21之電性影響納入考量來決定各轉換部10、11之工作比，據此可以抑制交流電感器電流指令值變化時產生的失真。
《其他》
又，此次揭示的實施形態全部為例示並非用來限定者。本發明之範圍如專利請求範圍所示，亦包含和專利請求範圍具有均等意味及範圍內之全部變更。

Claims (4)

  1. 一種轉換裝置，係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電者，具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部；針對作為將上述交流電壓供給至上述負載用的輸出電壓指令值，上述控制部係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
  2. 如申請專利範圍第1項之轉換裝置，其中 上述電性影響，係上述交流電感器及上述直流電感器各別引起的電壓變化，以及各別流入上述第1電容器及上述第2電容器的無效電流。
  3. 如申請專利範圍第1項之轉換裝置，其中上述控制部至少執行：依據上述輸出電壓指令值，考慮到流入上述第1電容器的電流來求出交流電感器電流指令值的運算；依據上述輸出電壓指令值，考慮到上述交流電感器引起的電壓變化及上述直流電感器引起的電壓變化來求出上述直流匯流排電壓指令值的運算；依據上述交流電感器電流指令值，求出上述DC/AC轉換部之參照波臨限值的運算；依據流入上述第2電容器的電流引起的無效電力及上述DC/AC轉換部之電力來求出直流電感器電流指令值的運算；及依據上述直流電感器電流指令值求出上述DC/DC轉換部之參照波臨限值的運算。
  4. 一種轉換裝置的控制方法，係將直流電源所輸入的直流電壓以非絕緣方式轉換為交流電壓並對負載供電者，上述轉換裝置具備：濾波電路，連接於上述負載，包含交流電感器及第1電容器；DC/AC轉換部，設於上述濾波電路與直流匯流排之間；第2電容器，連接於上述直流匯流排；DC/DC轉換部，設於上述直流匯流排與上述直流電源之間，包含直流電感器；及控制部，控制上述 DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部；上述控制部所執行的轉換裝置的控制方法係具有：運算工程，針對作為將上述交流電壓供給至上述負載用的輸出電壓指令值，係將上述濾波電路、上述第2電容器及上述直流電感器之電性影響納入考量，來決定對上述DC/AC轉換部及上述DC/DC轉換部進行控制的工作比；第1轉換工程，藉由控制上述DC/DC轉換部而將上述直流電壓轉換為直流匯流排電壓波形，該直流匯流排電壓波形係交替持有和上述交流電壓之絕對值相當的脈流波形之期間及作為脈流最小值的上述直流電壓之期間者；及第2轉換工程，藉由控制上述DC/AC轉換部，而在上述直流電壓之期間進行降壓並轉換為和該期間對應的上述交流電壓之絕對值之波形之同時，依脈流每1週期來反轉極性。
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