JP2019146372A - 電力変換装置、電源システム、及び、電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】系統連系する電力変換装置において、出力電流に直流成分が含まれることによる保護停止を抑制する。【解決手段】商用電力系統４と系統連系する電力変換装置１であって、直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、電力変換部の制御を行う制御部１４と、を備えている。そして、この電力変換装置の制御部１４は、商用電力系統４の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を、制御上の系統電圧とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置、電源システム、及び、電力変換装置の制御方法に関する。

例えば太陽光発電パネルと商用電力系統との間に設けられる電力変換装置としてのパワーコンディショナ（系統連系インバータ）は、系統連系運転を行う。このようなパワーコンディショナは、系統連系規程により、定格出力電流の１％を超える直流成分を検出すると０．５秒以内に出力を停止する保護機能を設けることが義務付けられている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照。）。このような保護機能により、一般家庭に設置された後の実使用環境でパワーコンディショナが直流成分を検出して保護停止する例が発生している。この原因としては例えば以下のことが考えられる。

系統連系するパワーコンディショナは、系統電圧に同期して、基本的には力率１の電流を出力しようとする。よって、系統電圧自体に直流成分が含まれていると、パワーコンディショナが出力する電流にも直流成分が発生しやすくなる。例えば、家庭用の電力は、柱上変圧器で６．６ｋＶから単相３線式での２００Ｖ／１００Ｖに変換して供給される。需要家の宅内に直流成分となる電流が流れる負荷として、例としてドライヤー、電気ストーブ等、半波整流回路によって出力の強弱を切り替える負荷があげられる。このとき、柱上変圧器からの交流電路長による電圧降下が正負の極性によって一致せず、パワーコンディショナが系統連系する位置での電圧には直流成分が含まれる。

特開２０１４−４２４１９号公報

「系統連系規程」、一般社団法人日本電気協会系統連系専門部会

かかる課題に鑑み、本発明は、系統連系する電力変換装置において、出力電流に直流成分が含まれることによる保護停止を抑制することを目的とする。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。

本発明の一表現に係る電力変換装置は、商用電力系統と系統連系する電力変換装置であって、直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、前記電力変換部の制御を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を、制御上の系統電圧とする電力変換装置である。

また、本発明の一表現に係る電源システムは、直流電源と、前記直流電源と商用電力系統との間に設けられ、前記商用電力系統と系統連系する電力変換装置と、を含む電源システムであって、前記電力変換装置は、直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする制御部と、を備えている。

また、本発明の一表現に係る電力変換装置の制御方法は、商用電力系統と系統連系し、電力変換部で直流／交流の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする、電力変換装置の制御方法である。

本発明によれば、系統連系する電力変換装置において、出力電流に直流成分が含まれることによる保護停止を抑制することができる。

電力変換装置及びこれを含む電源システムの回路構成の一例を示す回路図である。 半波整流抵抗負荷のダイオードを短絡したときの電圧（上）・電流（下）の波形図である。 ダイオードを経由して抵抗負荷を接続したときの電圧（上）・電流（下）の波形図である。 実際に検出される系統電圧ｖ_ａをそのまま制御目標値の計算に用いた場合の電圧（上）・電流（下）の波形図である。 制御上の系統電圧としてｖ_ａｙを用いた場合の電圧（上）・電流（下）の波形図である。 電源ステムの運転状態を１ｋＷ充電又は１ｋＷ放電とし、半波整流抵抗負荷の消費電力を約５０Ｗから約２５００Ｗの範囲で変化させたときの、並列箇所における系統電圧の直流成分と、電源システムの出力電流（符号の正・負すなわち流出・流入の双方を含む。）の直流成分の関係を示すグラフである。 系統電圧の直流成分と、電源システムの出力電流の総合歪率との関係を示すグラフである。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、商用電力系統と系統連系する電力変換装置であって、直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、前記電力変換部の制御を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を、制御上の系統電圧とする電力変換装置である。

このような電力変換装置では、実際の系統電圧に含まれる高調波の影響を排除しつつ、実際の系統電圧に含まれる直流成分を制御上考慮に入れることができる。その結果、出力電流の直流成分を抑制することができる。従って、出力電流に直流成分が含まれることによる電力変換装置の保護停止を抑制することができる。

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記基本波電圧と、前記補償電圧とは、位相が互いに同期していることが好ましい。
この場合、位相によって変化する直流成分を制御上考慮に入れて、出力電流の直流成分を的確に抑制することができる。

（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、高調波を含む前記系統電圧と、前記制御上の系統電圧との偏差が最小となるように前記補償電圧に係数を乗じるようにしてもよい。
この場合、高調波の影響を排除しつつも、制御上の系統電圧の値を実際の系統電圧の値に近づけることができる。

（４）また、（１）〜（３）のいずれかの電力変換装置において、前記電力変換部は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを含んで構成され、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作を休止する期間と、前記インバータがスイッチングを休止して極性反転のみを行う期間とが交互に現れるよう制御するもの（最小スイッチング変換方式）であってもよい。
この場合、スイッチングの主役が交代することにより波形の歪みが生じやすい最小スイッチング変換方式においても、出力電流の直流成分を抑制することができる。

（５）また、（１）〜（４）のいずれかの電力変換装置において、例えば、前記制御上の系統電圧ｖ_ａｙは、前記実際の系統電圧の実効値を〈ｖ_ａ〉_ｒｍｓ、平均値を〈ｖ_ａ〉_ａｖｅ、位相をθとしたとき、
ｖ_ａｙ＝√２・〈ｖ_ａ〉_ｒｍｓｓｉｎθ＋｛（π〈ｖ_ａ〉_ａｖｅ）／２｝|ｓｉｎθ|
である。
このような設定により、右辺の第１項は基本波電圧となり、第２項は補償電圧となるので、確実に出力電流の直流成分を抑制することができる。なお、上記の位相θには、電力変換装置における系統電圧の検出の遅れ、及び、制御の遅れを補償した値を用いることが望ましい。

（６）一方、これは、直流電源と、前記直流電源と商用電力系統との間に設けられ、前記商用電力系統と系統連系する電力変換装置と、を含む電源システムであって、前記電力変換装置は、直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする制御部と、を備えている電源システムである。

このような電源システムにおける電力変換装置では、実際の系統電圧に含まれる高調波の影響を排除しつつ、実際の系統電圧に含まれる直流成分を制御上考慮に入れることができる。その結果、出力電流の直流成分を抑制することができる。従って、出力電流に直流成分が含まれることによる電力変換装置の保護停止を抑制することができる。

（７）また、方法の観点からは、商用電力系統と系統連系し、電力変換部で直流／交流の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする、電力変換装置の制御方法である。

このような電力変換装置の制御方法によれば、実際の系統電圧に含まれる高調波の影響を排除しつつ、実際の系統電圧に含まれる直流成分を制御上考慮に入れることができる。その結果、出力電流の直流成分を抑制することができる。従って、出力電流に直流成分が含まれることによる電力変換装置の保護停止を抑制することができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びこれを含む電源システムについて、図面を参照して説明する。

《電力変換装置の回路構成例》
図１は、電力変換装置及びこれを含む電源システムの回路構成の一例を示す回路図である。図において、電力変換装置１は、例えば太陽光発電パネルである直流電源２に接続されている。電力変換装置１及び直流電源２により、交流電路３を介して商用電力系統４に系統連系する電源システム１００が構成されている。

電力変換装置１は、主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧に対して平滑作用を発揮する。但し、この中間コンデンサ９は小容量（μＦのレベル）であり、スイッチングの高周波（ｋＨｚのレベル）変動に対しては平滑作用を発揮する一方、商用交流の周波数（５０又は６０Ｈｚ）の２倍程度の周波数に対しては平滑作用を発揮しない。

ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。

インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より商用電力系統側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。

計測用の回路要素は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に設けられる、電圧センサ１５及び電流センサ１６を含む。電圧センサ１５は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。ここでは、電流センサ１６はＤＣ／ＤＣコンバータ６の一要素にもなっている。中間コンデンサ９には電圧センサ１７が並列接続されている。電圧センサ１７は、中間コンデンサ９の両端電圧すなわち、ＤＣバス８の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１９が設けられている。電圧センサ１９によって検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

制御部１４は、例えばコンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。

商用電力系統４は、単相３線式であり、中性線であるＯ線を接地した状態で、Ｕ−Ｏ線間に＋１０１Ｖ，Ｗ−Ｏ線間に−１０１Ｖ，Ｕ−Ｗ線間に２０２Ｖが印加されている。交流電路３は、最寄りの柱上変圧器からの距離による線路抵抗２１，２２，２３を有している。また、需要家において半波整流で使用される負荷（以下、半波整流抵抗負荷という。）２６が、例えばＵ−Ｏ線間に接続されているとする。半波整流抵抗負荷２６は、抵抗２４とダイオード２５との直列体で表すことができる。

《電力変換装置の動作》
この電力変換装置１は、本出願人が既に提案している（例えば特許第５６１８０２２号、特許第６１８７５８７号、他多数の文献あり。）最小スイッチング変換方式で動作する。当該方式では、前提として、直流電源２からＤＣ／ＤＣコンバータ６に入力する直流電圧が、出力しようとする交流電圧のピーク値より低い。制御部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６がスイッチング動作を休止する期間と、インバータ１０がスイッチングを休止して極性反転のみを行う期間とが交互に現れるよう制御する。すなわち、交流波形の半サイクルに着目すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が交流波形を作っている時期と、インバータ１０が交流波形を作っている時期とがある。

また、上記の電力変換装置１は、双方向の使用が可能である。すなわち、直流電源２が蓄電池である場合には、放電により直流から交流への変換を行うことができる。また、商用電力系統４の電力により、交流から直流への変換を行って直流電源２を充電することができる。この場合、インバータ１０が、整流及び交流リアクトル１２と協働して必要な電圧まで昇圧を行う期間と、インバータ１０は整流のみを行いＤＣ／ＤＣコンバータ６が充電に適した電圧まで降圧を行う期間とがある。

《系統電圧の考え方》
一方、系統電圧は、電圧センサ１９による実際の検出値（サンプリング値）をそのまま用いるのではなく、検出値から求めた実効値に系統電圧と同期する正弦波を掛けて、歪のない基本波に補正した交流電圧ｖ_ａｘを用いている。すなわち、実際にサンプリングした所定数の系統電圧Ｖａの実効値を〈Ｖ_ａ〉_ｒｍｓ、位相をθとすると、交流電圧Ｖ_ａｘは、
Ｖ_ａｘ＝√２・〈Ｖ_ａ〉_ｒｍｓｓｉｎθ
である。なお、この位相θには、電力変換装置１における系統電圧の検出の遅れ、及び、制御の遅れを補償した値を用いることが望ましい。

上記のＶ_ａｘを用いるのは、高調波の歪を含む実際の系統電圧（検出値）ｖ_ａをそのまま用いると、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の各電流目標値に歪が含まれ、結果として得られる出力電流の歪が大きくなるためである。直流成分を含まない系統電圧であれば、ｖ_ａの代わりにｖ_ａｘを用いることによって、出力電流の歪を低減でき、出力電流の直流成分も発生しない。しかしながら、系統電圧に直流成分が含まれる場合には、ｖ_ａｘの算出過程で直流成分が取り除かれるため、制御目標値に、実際の系統電圧には含まれる直流成分が反映されない。この結果、本来あるべき制御目標値との乖離が生じ、出力電流に直流成分が発生するという知見に至った。

《波形の例示》
図１において、柱上変圧器（商用電力系統４）から電力変換装置１までの交流電路には線路抵抗２１，２２，２３がある。これらの抵抗値をそれぞれ片道で１Ωとする。また、条件として、半波整流抵抗負荷２６に含まれる抵抗２４は７Ωの抵抗として、Ｕ−Ｏ線間１００Ｖに接続した。半波整流抵抗負荷２６のダイオード２５を短絡したときには電流１４．３Ａ、電力消費約１４３０Ｗ、ダイオード２５を経由したときには、それぞれ、値が半分となる。電源システム１００の運転は５Ａ、１ｋＷで充電している場合を考えた。

図２及び図３は、制御上の系統電圧としてＶ_ａｘを使用した場合の電圧・電流の波形図である。
図２は、ダイオード２５を短絡したときの電圧（上）・電流（下）の波形図である。電圧波形は振幅の大きい方が柱上変圧器直下の系統電圧であり、振幅の小さい方が電力変換装置１との並列箇所すなわち電力変換装置１に接続した箇所での系統電圧である（以下同様。）。柱上変圧器直下の系統電圧の実効値２０２Ｖ、直流成分０Ｖに対して、並列箇所では実効値１８１Ｖ、直流成分は−２．３ｍＶである。線路抵抗が大きいため電圧降下は大きいが、直流電流は流れないため直流成分は殆ど発生していない。このときの電源システム１００の電流は実効値５．０Ａ、直流成分は−１．２ｍＡで、直流成分の上限値の±５０ｍＡと比べて十分に小さい。

図３は、ダイオード２５を経由して抵抗負荷を接続したときの電圧（上）・電流（下）の波形図である。この場合、柱上変圧器直下の系統電圧の実効値２０２Ｖ、直流成分０Ｖに対して、並列箇所では実効値は１８７Ｖであり、直流成分−４．７Ｖが発生した。電源システム１００の電流の直流成分は５４ｍＡとなり、上限値の５０ｍＡを超過した。

電流に直流成分が含まれることになるのは、制御目標値を計算するために用いる制御上の系統電圧に、基本波電圧のみを含むｖ_ａｘを用いていることが原因である可能性がある。そこで、そのことを確認するために、実際に検出される系統電圧ｖ_ａをそのまま制御目標値の計算に用いた場合のシミュレーションを行った。図４は、この結果としての電圧（上）・電流（下）の波形図である。

図４では、柱上変圧器直下の系統電圧の実効値２０２Ｖ、直流成分０Ｖに対して、並列箇所では実効値は１８７Ｖであり、直流成分−４．８Ｖが発生した。電源システム１００の電流の直流成分は実効値５．０Ａで、直流成分は−０．５ｍＡであった。電流には高調波が重畳されており、一見して歪が大きいことがわかるが、直流成分は僅か−０．５ｍＡであり、上限値と比べて十分に小さくなった。
以上に示したシミュレーションの結果から、ｖ_ａｘを用いていることにより、電流に直流成分が発生していることが確認できた。

《新しい系統電圧の考え方》
半波整流抵抗負荷２６を含む抵抗負荷による電圧降下をｖ_ｄ（導通期間の実効値）とすると電源システム１００の接続箇所の電圧は以下の式（１）で表すことができる。なお、以下において、数式として示す記号の書体は、数式以外の文書中の書体と異なるが、同じ文字は同じ物理量を示している。

・・・（１）
ここで、ｖ_ａ０は、半波整流抵抗負荷２６による電圧降下を除外した系統電圧、ｖ_ａは半波整流抵抗負荷２６による電圧降下を含む系統電圧、ｖ_ｄは半波整流抵抗負荷２６による電圧降下（導通期間の実効値）である。

式（１）を交流１周期で積分して平均化すると以下の式（２）が得られる。

・・・（２）

そこで、前述の式（１）は、系統電圧の実際の検出値から計算で求めた〈Ｖ_ａ〉_ｒｍｓ、〈Ｖ_ａ〉_ａｖｅを用いる以下の式（３）に置き換えることができる。

・・・（３）

また、ｖ_ａの実効値?ｖ_ａ?_ｒｍｓは、０＜θ＜π、π＜θ＜２πの平均なので、以下の式（４）が得られる。

・・・（４）

式（３）及び式（４）より、以下の式（５）及び式（６）が得られる。
なお、?ｖ_ａ?_ｒｍｓは、半波整流抵抗負荷２６による電圧降下を含む系統電圧検出値の実効値であり、?ｖ_ａ?_ａｖｅは、半波整流抵抗負荷２６による電圧降下を含む系統電圧検出値の平均値（直流成分）である。

・・・（５）

・・・（６）

式（５）又は式（６）を使用することにより、高調波を含む実際の系統電圧ｖ_ａから、高調波成分を取り除きつつ、直流成分を含むｖ_ａｙを得ることができる。
式（６）の右辺第２項において、係数としてπ／２が乗じられていることで、実際の系統電圧ｖ_ａと、制御上の系統電圧ｖ_ａｙとの偏差が最小になる。

図５は、制御上の系統電圧として上記ｖ_ａｙを用いた場合の電圧（上）・電流（下）の波形図である。柱上変圧器直下の系統電圧の実効値２０２Ｖ、直流成分０Ｖに対して、並列箇所では実効値は１８７Ｖであり、直流成分−４．８Ｖが発生した。電源システム１００の電流の直流成分は実効値５．０Ａで、直流成分は５．３ｍＡであった。

ｖ_ａｙを用いた場合は、元のｖ_ａｘを用いた場合と、直流成分を含め電圧は一致している。一方、電流に関しては、ｖ_ａｘを用いたときには５４ｍＡあった直流成分が、ｖ_ａｙを用いたときには約１０分の１の５．３ｍＡと激減している。図４に示した、ｖ_ａｘをそのまま制御目標値の計算に用いた場合と比べると直流成分は大きいが、系統連系規程に定められた上限値５０ｍＡに対して十分に小さくなった。ｖ_ａを用いたときに見られた出力電流への高調波の重畳は発生しておらず、従って、ｖ_ａｙを用いることで、直流成分と高調波の低減とを同時に実現できることがわかる。

図６は、電源システム１００の運転状態を１ｋＷ充電又は１ｋＷ放電とし、半波整流抵抗負荷２６の消費電力を約５０Ｗから約２５００Ｗの範囲で変化させたときの、並列箇所における系統電圧の直流成分と、電源システム１００の出力電流（符号の正・負すなわち流出・流入の双方を含む。）の直流成分の関係を示すグラフである。柱上変圧器から電源システム１００の並列箇所までの線路抵抗は前述のように片道１Ωである。

図６において、系統電圧の直流成分は、半波整流抵抗負荷２６の消費電力が大きくなるに従って大きくなり、２５００Ｗでは５％を超える。制御目標値の計算にｖ_ａｘを用いたときには、出力電流の直流成分は１ｋＷ充電時に半波整流抵抗負荷２６の消費電力が７００Ｗで１％に達し、１ｋＷ放電時には１００Ｗを少し超えたところで１％に達した。一方、制御目標値の計算に、直流成分が反映されたｖ_ａｙを用いたときには、１ｋＷ充電、１ｋＷ放電のいずれの場合にも、半波整流抵抗負荷２６の消費電力が２５００Ｗまで、出力電流の直流成分は±０．３％以内を維持した。

図７は、系統電圧の直流成分と、電源システム１００の出力電流の総合歪率との関係を示すグラフである。ここで示す総合歪率は４０次以上も含んでおり、系統連系規程の基準となる４０次以下の総合歪率より厳しい条件である。制御目標値の計算にｖ_ａｘを用いたときは、直流成分と同じく、系統電圧の直流成分が増えるに従って、総合歪率が大きくなる。しかしながら、ｖ_ａｙを用いたときには系統電圧の直流成分が増えても総合歪率は僅かに変化する程度で、４．８％以下を維持した。

図６及び図７より、制御目標値の計算に制御上の系統電圧としてｖ_ａｙを用いることによって、電流の直流成分の抑制と、歪みの抑制とを実現できることがわかる。

《まとめ》
以上詳述したように、電力変換装置１において、商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を、制御上の系統電圧とすることによって、実際の系統電圧に含まれる高調波の影響を排除しつつ、実際の系統電圧に含まれる直流成分を制御上考慮に入れることができる。その結果、出力電流の直流成分を抑制することができる。従って、出力電流に直流成分が含まれることによる電力変換装置の保護停止を抑制することができる。

なお、基本波電圧と、補償電圧とは、位相が互いに同期していることが好ましい。この場合、位相によって変化する直流成分を制御上考慮に入れて、出力電流の直流成分を的確に抑制することができる。
また、制御部は、補償電圧に係数を乗じて、高調波を含む系統電圧と、制御上の系統電圧との偏差が最小となるように制御することができる。すなわち、高調波の影響を排除しつつも、適切な係数を与えて制御上の系統電圧の値を実際の系統電圧の値に近づけることにより偏差を最小にすることができる。

また、最小スイッチング変換方式の制御を行う電力変換装置にｖ_ａｙを適用することで、スイッチングの主役が交代することにより波形の歪みが生じやすい最小スイッチング変換方式においても、出力電流の直流成分を抑制することができる。
但し、最小スイッチング方式ではない伝統的な電力変換装置にもｖ_ａｙを適用することで、出力電流の直流成分を抑制することができる。伝統的な電力変換装置とは、ＤＣ／ＤＣコンバータで交流電圧のピーク値以上の電圧をＤＣバスに出力し、これをインバータが交流波形に変換する。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータは共に、常時、スイッチングを行っている。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４ 商用電力系統
５ 直流側コンデンサ
６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ
１１ フィルタ回路
１２ 交流リアクトル
１３ 交流側コンデンサ
１４ 制御部
１５ 電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
２１，２２，２３ 線路抵抗
２４ 抵抗
２５ ダイオード
２６ 半波整流抵抗負荷
１００ 電源システム
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (7)

1. 商用電力系統と系統連系する電力変換装置であって、
   直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、
   前記電力変換部の制御を行う制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を、制御上の系統電圧とする電力変換装置。
2. 前記基本波電圧と、前記補償電圧とは、位相が互いに同期している請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、高調波を含む前記系統電圧と、前記制御上の系統電圧との偏差が最小となるように前記補償電圧に係数を乗じる請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換部は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを含んで構成され、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作を休止する期間と、前記インバータがスイッチングを休止して極性反転のみを行う期間とが交互に現れるよう制御する、請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御上の系統電圧ｖ_ａｙは、前記実際の系統電圧の実効値を〈ｖ_ａ〉_ｒｍｓ、平均値を〈ｖ_ａ〉_ａｖｅ、位相をθとしたとき、
   ｖ_ａｙ＝√２・〈ｖ_ａ〉_ｒｍｓｓｉｎθ＋｛（π〈ｖ_ａ〉_ａｖｅ）／２｝|ｓｉｎθ|
   である、請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 直流電源と、
   前記直流電源と商用電力系統との間に設けられ、前記商用電力系統と系統連系する電力変換装置と、を含む電源システムであって、
   前記電力変換装置は、
   直流／交流の電力変換を行う電力変換部と、
   前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする制御部と、
   を備えている電源システム。
7. 商用電力系統と系統連系し、電力変換部で直流／交流の電力変換を行う電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換部の制御を行う際に、前記商用電力系統の実際の系統電圧から抽出した実効値を有する基本波電圧に、前記系統電圧から抽出した直流成分に基づく補償電圧を加味した値を制御上の系統電圧とする、電力変換装置の制御方法。