CN105324927A - 逆变器装置 - Google Patents

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Abstract

一种逆变器装置包括：用于使从DC电源输出的DC电力的DC输入电压值升高的升压电路；用于将来自升压电路的电力转换成AC电力的逆变器电路；用于控制升压电路和逆变器电路的控制单元；以及设置在电路径上用于将转换的AC电力输出到AC系统的电抗器。基于DC电力的输入功率值和AC系统的电压值计算输出电流目标值，基于输出电流目标值计算逆变器电路的电流目标值和电压目标值，以控制逆变器电路。基于与逆变器电路共有的电流目标值和电压目标值和DC输入电压值计算升压电路的电流目标值，以控制升压电路。从而控制AC电力的输出。

Description

逆变器装置
技术领域
本发明涉及一种用于将来自DC电源诸如光伏发电的DC电力转换成AC电力的逆变器装置。
背景技术
通常，使用这样的逆变器装置，其具有将来自DC电源诸如太阳能电池或蓄电池的输入电力转换为AC电力的并将转换的AC电力叠加到AC系统诸如市电系统的系统互连功能。
这种逆变器装置包括用于升高输入电力的电压的升压电路，和用于将升压电路的输出转换为AC电力的逆变器电路。
作为这种逆变器装置，提出了下面的逆变器装置。在输出AC电力的时段中，仅在输入电源的电压低于AC系统电压的绝对值的时段期间，使升压电路执行切换操作，在其它时段期间停止升压电路的切换操作，从而能降低由逆变器电路和升压电路的切换引起的损耗，并能用增加效率输入电力(例如，参见专利文献1)。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本特开专利公开No.2000-152651。
发明内容
[技术问题]
在如上所述的这种逆变器装置中，将AC系统电压的绝对值和输入电压相互比较，在它们彼此一致的瞬间，使高频切换时段在升电压电路和逆变器电路之间切换。然而，如果在AC系统电压的绝对值与输入电压一致的瞬间进行从升压电路到逆变器电路切换的高频切换操作，则逆变器电路的输入电压可能会变得不足且在输出电流中可能会出现失真。
在将逆变器电路的输出电压控制为与系统电压同步的情况下，即使在AC系统电压的绝对值和输入电压彼此一致的瞬间，使高频切换时段在升电压电路和逆变器电路之间切换，也不会出现逆变器电路的输入电压不足的时段，因此在输出电流中不会出现失真。然而，在这时，AC电抗器两端的电压与AC电压同相，且在AC电抗器中流动的电流的相位滞后AC系统的电压相位90度。因此，经由AC电抗器输出的且叠加到AC系统上的AC电力的电流的相位滞后AC系统电压90度。结果，不可能输出符合系统互连标准的电力。
在上述的逆变器装置中，用于执行升压电路的输出电流或DC电抗器的电流的波形整形以具有预定波形和预定幅值的升压参考波，是通过使系统电压的绝对值和输入电压之间的比率乘以逆变器参考波获得的平方正弦波。即，不考虑由AC电抗器引起的AC电压的相位偏移和在中间电容器(设置在升压电路和逆变器电路之间的电容器)中流动的电流分量。因此，为了输出与系统电压同步的且不失真的电流，必须结合复杂的控制，其中以其相位超前于属于逆变器参考波的正弦波相位的超前方式，输出属于升压参考波的平方正弦波，且超前量根据输出电流的幅值而改变。
在上述的逆变器装置中，作为平方正弦波的并根据升压电流或DC电抗器电流的监测结果控制其幅值的升压参考波，与三角波直接进行比较，以获得用于控制升压切换元件接通时间的栅信号。然而，该方法不能提供具有期望波形和期望幅值的输出电流。
在上述的逆变器装置中，由于升压电路的输出电流在系统电源的半周期内大幅变化，所以，即使相当大地增加连接到输入侧的平滑电容器的电容，输入电流也不会变成完美的DC电流，不可避免的是，该输入电流会变成其上叠加变化分量的脉动电流。因此，在连接诸如太阳能电池的电源，其具有在特定电流值时使输出功率最大的最佳操作点的情况下，难以在太阳能电池的最佳操作点执行控制。
鉴于上述情况提出了本发明，且本发明的目的在于提供一种逆变器装置，该逆变器装置具有各自部分地停止升压电路和逆变器电路的高频切换操作的时段，且还具有在升压比率和降压比率被抑制为最小必要水平时执行高频切换的时段，从而降低功率半导体元件的切换损耗和电抗器的铁损耗，以实现高转换效率，并且不管输出允许输出与系统电压同步的、具有减小失真的和增加功率因数的AC电流。
[问题的解决方案]
本发明是一种经由电抗器连接到AC系统的逆变器装置，且包括：转换单元，其配置为将从电源输出的DC电力转换成AC电力，并且经由电抗器将转换的AC电力输出到AC系统；和配置为控制转换单元的控制单元。该转换单元包括：配置为使DC电力的DC输入电压值升高的升压电路；和配置为将从升压电路给予的电力转换为AC电力的逆变器电路。该控制单元基于DC电力的输入功率值和AC系统的电压值计算输出电流目标值，并基于输出电流目标值计算逆变器电路的电流目标值和电压目标值，以控制逆变器电路；还基于与逆变器电路共有的电流目标值和电压目标值和DC输入电压值计算升压电路的电流目标值，以控制升压电路；从而控制AC电力的输出。
[发明的有利效果]
本发明的逆变器装置能够输出与AC系统同步的、具有高转换效率的和减小失真的AC电流。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的包括逆变器装置的系统的实例的框图。
图2是逆变器装置的电路图的实例。
图3是控制单元的框图。
图4是示出DC输入电压检测值(垂直轴表示[V])和升压电路电流检测值(垂直轴表示[A])的时间变化的、模拟结果的实例的图。
图5是示出平均处理单元对DC输入电压检测值Vg取平均的方式的图。
图6是说明通过控制处理单元的控制过程的控制框图。
图7是示出升压电路和逆变器电路的控制过程的流程图。
图8是以下图，其中(a)示出了通过控制处理单元在反馈控制中计算的升压电路电流命令值和当根据升压电路电流命令值执行控制时得到的升压电路电流检测值的模拟结果的实例，(b)示出了通过控制处理单元在反馈控制中计算的升压电路电压目标值和当根据升压电路电压目标值执行控制时得到的升压电路电压检测值的模拟结果的实例(用于电压的垂直轴表示[V]，用于电流的垂直轴表示[A])。
图9是示出逆变器输出电压命令值的实例的图(垂直轴表示[V])。
图10是以下图，其中(a)示出了升压电路载波和升压电路参考波之间的比较，且(b)示出了由升压电路控制单元产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形。
图11是以下图，其中(a)示出了逆变器电路载波和逆变器电路参考波之间的比较，(b)示出了由逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形，以及(c)示出了由逆变器电路控制单元产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形。
图12是示出切换元件的参考波和驱动波形的实例、和从逆变器装置输出的AC电力的电流波形的实例的图(用于电压的垂直轴表示[V]，且用于电流的垂直轴表示[A])。
图13是以下图，其中(a)示出了从逆变器电路、市电系统输出的AC电压和AC电抗器两端之间的电压的电压波形，且(b)示出了在AC电抗器中流动的电流的波形。
图14是根据第二实施例的逆变器装置的电路图的实例。
图15是示出第二实施例中的逆变器电路载波和参考波之间的比较的图。
图16是示出第二实施例中的切换元件Qb和Q1至Q4的参考波和驱动波形的实例、和从逆变器装置输出的AC电力的电流波形(垂直轴表示[A])的实例的图。
图17是根据第三实施例的逆变器装置1的电路图的实例。
图18是示出第三实施例中的切换元件的参考波和驱动波形的实例、和从逆变器装置输出的AC电力的电流波形的实例的图(用于电压的垂直轴表示[V]，且用于电流的垂直轴表示[A])。
具体实施方式
《实施例的概要》
本发明的实施例的概要至少包括以下方面。
(1)经由电抗器连接到AC系统的逆变器装置包括：转换单元，其配置为将从电源输出的DC电力转换成AC电力，并且经由电抗器将转换的AC电力输出到AC系统；和配置为控制转换单元的控制单元。该转换单元包括：配置为使DC电力的DC输入电压值升高的升压电路；和配置为将从升压电路给予的电力转换为AC电力的逆变器电路。该控制单元基于DC电力的输入功率值和AC系统的电压值计算输出电流目标值(Ia*)，并基于输出电流目标值计算逆变器电路的电流目标值(Iinv*)和电压目标值(Vinv*)，以控制逆变器电路；还基于与逆变器电路共有的电流目标值(Iinv*)和电压目标值(Vinv*)和DC输入电压值(Vg)计算升压电路的电流目标值(Iin*)，以控制升压电路；从而控制AC电力的输出。
由如上所述配置的逆变器装置的控制单元控制的转换单元，能够基于逆变器电路的电流目标值和电压目标值向电抗器恒定地提供输出。控制单元确定逆变器装置侧上的目标值，而不直接依据AC系统的电压值，并基于该目标值使升压电路和逆变器电路执行期望的操作。因此，控制单元能够控制转换单元，使转换单元输出电压相位超前于AC系统的电压相位几度的AC电力。
也就是，由于使从转换单元输出的AC电力的电压相位超前于AC系统的电压相位几度，所以可使电抗器两端之间的电压的相位超前于AC系统的电压相位90度。由于电抗器的电流相位滞后于其电压相位90度，所以通过电抗器输出的AC电力的电流相位与AC系统的电流相位同步。
结果，能够输出具有与AC系统相同的电流相位的AC电力，由此抑制AC电力的功率因数的减小。
上述(1)的逆变器装置可具有例如在下面(2)至(9)描述的具体方面。
(2)例如，在上述(1)的逆变器装置中，可将平滑电容器设置在升压电路和逆变器电路之间，并可基于DC输入电压值以及通过将经过平滑电容器的无功功率加到功率目标值得到的值，计算升压电路的电流目标值，该功率目标值是基于逆变器电路的电流目标值和电压目标值的。
在这种情况下，鉴于无功功率以及逆变器电路的功率目标值，能够更精确地确定升压电路的电流目标值。
(3)在上述(1)的逆变器装置中，可将平滑电容器设置在升压电路和逆变器电路之间，并可基于DC输入电压值以及通过将经过平滑电容器的无功功率和逆变器电路中的功率损耗加到功率目标值所得到的值，计算升压电路的电流目标值，该功率目标值是基于逆变器电路的电流目标值和电压目标值的。
在这种情况下，鉴于无功功率和功率损耗以及逆变器电路的功率目标值，能够更严格地确定升压电路的电流目标值。
(4)在上述(1)的逆变器装置中，例如，可将输出平滑电容器设置在电抗器的后级，且在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，输出平滑电容器的静电电容为Ca，AC系统的电压值为Va，以及DC输入电压值为Vg的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ca×(dVa/dt)。
在这种情况下，鉴于流过输出平滑电容器的电流，能够确定逆变器电路的电流目标值和升压电路的电流目标值。
(5)在上述(1)的逆变器装置中，例如，可将输出平滑电容器设置在电抗器的后级，且在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，AC系统的电压值为Va，DC输入电压值为Vg，以及流过输出平滑电容器的电流为Ica的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ica。
在这种情况下，鉴于流过输出平滑电容器的电流，能够确定逆变器电路的电流目标值和升压电路的电流目标值。
(6)在上述(2)的逆变器装置中，例如，在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，平滑电容器的静电电容为C，升压电路的电压目标值为Vo*，以及DC输入电压值为Vg的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*}/Vg。
(7)在上述(2)的逆变器装置中，例如，在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，升压电路的电压目标值为Vo*，DC输入电压值为Vg，以及流过平滑电容器的电流为Ic的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg。
(8)在上述(3)的逆变器装置中，例如，在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，平滑电容器的静电电容为C，升压电路的电压目标值为Vo*，DC输入电压值为Vg，以及逆变器装置的功率损耗为PLOSS的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*+PLOSS}/Vg。
(9)在上述(3)的逆变器装置中，例如，在升压电路的电流目标值为Iin*，逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，升压电路的电压目标值为Vo*，DC输入电压值为Vg，流过平滑电容器的电流为Ic，以及逆变器装置的功率损耗为PLOSS的情况下，可满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/Vg。
(10)在上述(4)至(9)中的任一项的逆变器装置中，控制单元可以选择DC输入电压值和逆变器电路的电压目标值的绝对值中较大的一个作为升压电路的电压目标值，且在电抗器的电感为La的情况下，逆变器电路的电压目标值Vinv*可用下面的表达式计算：
Vinv*＝Va+La(dIinv*/dt)。
在(10)的情况下，控制单元执行控制，使得在输出对应于其中逆变器电路的电压目标值的绝对值高于DC输入电压值的部分的电压的情况下，升压电路操作，且在输出对应于其中逆变器电路的电压目标值的绝对值低于DC输入电压值的部分的电压的情况下，逆变器电路操作。因此，能够减小逆变器电路电力下降时的电位差，且减小了由升压电路的切换造成的损耗，由此以增加的效率输出了AC电力。而且，由于升压电路和逆变器电路两者都基于控制电路设定的电压目标值来操作，所以，即使执行操作使得在两个电路之间交替切换高频切换时段，也能抑制从逆变器装置输出的AC电流出现相位偏离和失真。
(11)在上述(1)至(10)中的任一项的逆变器装置中，优选地，控制单元可基于由电源给予的DC电力的DC输入电压值的平均值和DC输入电流值的平均值，执行该电源的最大功率点跟踪控制，该平均值分别由DC输入电压值和DC输入电流值的多个测量的结果计算。
在这种情况下，即使来自电源的DC电力变得不稳定，控制单元也能精确地得到作为平均值的DC输入电压值和DC输入电流值。结果，能够适当地控制电源，并能有效地抑制逆变器装置的效率降低。
(12)在从电源输出到转换单元的DC电力的电压和电流因转换单元等的阻抗变化而变化的情况下，变化时段与AC系统的半周期一致。
因此，在上述(11)的逆变器装置中，优选地，DC输入电压值的平均值和DC输入电流值的平均值可分别由DC输入电压值和DC输入电流值的多个测量的结果获得，该多个测量是在AC系统的半周期的整数倍的时段期间，以短于AC系统的半周期的时间间隔执行的。在这种情况下，即使DC输入电压值和DC输入电流值周期性变化，也能精确地计算DC输入电压值和DC输入电流值。
(13)在上述(1)至(12)的逆变器装置中，还可将DC电力从AC系统输出到电源。也就是，如果逆变器电路的电流目标值(Iinv*)的相位和电压目标值(Vinv*)的相位彼此偏移180度，则能够通过电流目标值(Iin*)的相同控制，执行从AC系统到电源的反方向的输出。
《实施例的细节》
在下文中，参考附图将描述本发明的实施例。
[1.第一实施例]
[1.1总体配置]
图1是示出根据第一实施例的包括逆变器装置的系统的实例的框图。在图1中，作为DC电源的光伏面板2连接到逆变器装置1的输入端，AC市电系统3连接到逆变器装置1的输出端。该系统执行将光伏面板2产生的DC电力转换成AC电力并将AC电力输出到市电系统3的互连操作。
逆变器装置1包括接收从光伏面板2输出的DC电力的升压电路10，将从升压电路10得到的电力转换为AC电力并将该AC电力输出到市电系统3的逆变器电路11，和控制这些电路10和11的操作的控制单元12。
图2是逆变器装置1的电路图的实例。
升压电路10包括DC电抗器15、二极管16和由绝缘栅双极晶体管(IGBT)等构成的切换元件Qb，以形成升压斩波电路。
在升压电路10的输入侧上，提供用于滤波的第一电压传感器17、第一电流传感器18和电容器26。
第一电压传感器17检测从光伏面板2输出的DC电力的DC输入电压检测值Vg(DC输入电压值)，然后将其输入到升压电路10，并将DC输入电压检测值Vg输出到控制单元12。第一电流传感器18检测在DC电抗器15中流动的电流的升压电路电流检测值Iin(DC输入电流值)，并将升压电路电流检测值Iin输出到控制单元12。为了检测DC输入电流检测值Ig，可将电流传感器进一步设置在电容器26前级。
控制单元12具有由DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin并执行光伏面板2的最大功率点跟踪(MPPT)控制的功能。
升压电路10的切换元件Qb被控制为，使得执行切换操作的时段在升压电路10和逆变器电路11之间交替切换，如随后进一步所述。因此，在升压电路10中执行切换操作的时段期间，升压电路10将升高的电力输出到逆变器电路11，在停止切换操作的时段期间，升压电路10将从光伏面板2输出的并且然后被输入到升压电路10的DC电力输出到逆变器电路11，而不使其DC输入电压值升高。
用于滤波的电容器19(平滑电容器)连接在升压电路10和逆变器电路11之间。
逆变器电路11包括每个都由场效应晶体(FET)构成的切换元件Q1至Q4。切换元件Q1至Q4形成了全桥电路。
切换元件Q1至Q4连接到控制单元12，并可被控制单元12控制。控制单元12执行切换元件Q1至Q4的操作的PWM控制。因此，逆变器电路11将从升压电路10得到的电力转换成AC电力。
逆变器装置1包括在逆变器电路11和市电系统3之间的滤波器电路21。
滤波器电路21由两个AC电抗器22和设置在AC电抗器22的后级的电容器23(输出平滑电容器)构成。滤波器电路21具有移除包含在从逆变器电路11输出的AC电力中的高频分量的功能。将高频分量已被滤波器电路21移除的AC电力给予市电系统3。
因此，升压电路10和逆变器电路11形成了转换单元，该转换单元将从光伏面板2输出的DC电力转换为AC电力并经由滤波器电路21将转换的AC电力输出到市电系统3。
用于检测逆变器电流检测值Iinv(在AC电抗器22中流动的电流)的第二电流传感器24被连接到滤波器电路21，该逆变器电流检测值Iinv是逆变器电路11输出的电流值。用于检测市电系统3侧的电压值(系统电压检测值Va)的第二电压传感器25，被连接在滤波器电路21和市电系统3之间。
第二电流传感器24和第二电压传感器25分别向控制单元12输出检测的逆变器电流检测值Iinv和检测的系统电压检测值Va(AC系统的电压值)。虽然在图2中将第二电流传感器24设置在电容器23的前级，但可将第二电流传感器24设置在电容器23的后级。
控制单元12基于系统电压检测值Va、逆变器电流检测值Iinv、DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin，控制升压电路10和逆变器电路11。
[1.2控制单元]
图3是控制单元12的框图。如图3所示，控制单元12功能上具有控制处理单元30、升压电路控制单元32、逆变器电路控制单元33和平均处理单元34。
控制单元12的一些或所有功能可被配置为硬件电路，或者可通过由计算机执行的软件(计算机程序)来实现。用于实现控制单元12的功能的这种软件(计算机程序)存储在计算机的存储器(未示出)中。
升压电路控制单元32基于从控制处理单元30给出的命令值和检测值控制升压电路10的切换元件Qb，从而使升压电路10输出具有对应于命令值的电流的电力。
逆变器电路控制单元33基于从控制处理单元30给出的命令值和检测值控制逆变器电路11的切换元件Q1至Q4，从而使逆变器电路11输出具有对应于命令值的电流的电力。
控制处理单元30接收DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin、系统电压检测值Va和逆变器电流检测值Iinv。
控制处理单元30由DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin和它的平均值<Pin>。
控制处理单元30具有基于输入功率平均值<Pin>设定DC输入电流命令值Ig*(将在后面描述的)、执行光伏面板2的MPPT控制，以及执行升压电路10和逆变器电路11的反馈控制的功能。
DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin被给予平均处理单元34和控制处理单元30。
平均处理单元34具有在预定时间间隔，采样从第一电压传感器17和第一电流传感器18给出的DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin，并计算它们各自的平均值，并将平均的DC输入电压检测值Vg和平均的升压电路电流检测值Iin给予控制处理单元30的功能。
图4是示出DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin的时间变化的模拟结果的实例的图。
DC输入电流检测值Ig是在相对于电容器26的输入侧检测的电流值。
如图4所示，发现DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin和DC输入电流检测值Ig在系统电压的半周期内变化。
DC输入电压检测值Vg和DC输入电流检测值Ig如图4所示周期性变化的原因如下。也就是，升压电路电流检测值Iin根据升压电路10和逆变器电路11的操作，在AC周期的半周期内在几乎0A和峰值之间大幅变化。因此，变化分量不能被电容器26完全移除，且DC输入电流检测值Ig被检测为包含在AC周期的半周期内变化的分量的脉冲电流。另一方面，光伏面板的输出电压依据输出电流变化。
因此，发生在DC输入电压检测值Vg中的周期性变化的周期是从逆变器装置1输出的AC电力的半周期。
为了抑制上述周期性变化的影响，平均处理单元34平均DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin。
图5是示出平均处理单元34平均DC输入电压检测值Vg的方式的图。
平均处理单元34以预定时间间隔△t，在从定时t1到定时t2的时段L期间，多次采样给出的DC输入电压检测值Vg(在由图5中的实点指示的定时)，并计算已获得的多个DC输入电压检测值Vg的平均值。
在这里，平均处理单元34将时段L设定为市电系统3的周期长度的一半。另外，平均处理单元34将时间间隔△t设定为充分短于市电系统3的周期长度的一半。
因此，平均处理单元34可使用尽可能短的采样时段，精确获得与市电系统3的周期同步地周期性变化的DC输入电压检测值Vg的平均值。
采样的时间间隔△t可被设定为例如市电系统3的周期的1/100至1/1000，或者为20微秒至200微秒。
平均处理单元34可事先存储时段L，或者可获取来自第二电压传感器25的系统电压检测值Va，并基于市电系统3的周期设定时段L。
在这里，时段L被设定为市电系统3的周期长度的一半。如果时段L被设定为市电系统3的周期的一半，则至少能精确计算DC输入电压检测值Vg的平均值。这是因为DC输入电压检测值Vg根据如上所述的升压电路10和逆变器电路11的操作，在市电系统3的半周期内周期性变化。
因此，如果需要将时段L设定得更长，则时段L可被设定为市电系统3的半周期的整数倍，例如，市电系统3的半周期的三或四倍。因此，能够在时段基础上控制电压变化。
如上所述，与DC输入电压检测值Vg一样，升压电路电流检测值Iin也可在市电系统3的半周期内周期性变化。
因此，平均处理单元34还用与图5示出的DC输入电压检测值Vg相同的方法，计算升压电路电流检测值Iin的平均值。
随后，控制处理单元30计算每时段L的DC输入电压检测值Vg的平均值和升压电路电流检测值Iin的平均值。
平均处理单元34将计算的DC输入电压检测值Vg的平均值和计算的升压电路电流检测值Iin的平均值给予控制处理单元30。
在本实施例中，如上所述，平均处理单元34计算DC输入电压检测值Vg的平均值(DC输入电压平均值<Vg>)和升压电路电流检测值Iin的平均值(升压电路电流平均值<Iin>)，并使用这些值，控制处理单元30在执行光伏面板2的MPPT控制的同时，控制升压电路10和逆变器电路11。因此，即使来自光伏面板2的DC电流变得不稳定时，控制单元12也能精确获得光伏面板2的输出，作为DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>，其中已移除了因逆变器装置1的操作而产生的变化分量。结果，使适当执行MPPT控制并有效抑制光伏面板2的电力产生效率降低成为可能。
如上所述，在从光伏面板2输出的DC电力的电压(DC输入电压检测值Vg)和电流(升压电路电流检测值Iin)由于逆变器装置1的操作而变化的情况下，变化的周期与从逆变器电路11输出的AC系统的半周期(市电系统3的半周期)一致。
就这方面而言，在本实施例中，在设定为市电系统3的周期的一半长度的时段L期间，以短于AC系统的半周期的时间间隔△t，采样DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin多次，并由采样的结果计算DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。因此，由于使采样时段尽可能多得变短，即使DC电流的电压和电流周期性变化，也能精确地计算输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。
控制处理单元30基于上述输入功率平均值<Pin>设定DC输入电流命令值Ig*，并基于设定的DC电流命令值Ig*和上述值分别计算升压电路10和逆变器电路11的命令值。
控制处理单元30具有将计算的命令值给予升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33并执行升压电路10和逆变器电路11的反馈控制的功能。
图6是通过控制处理单元30说明升压电路10和逆变器电路11的反馈控制的控制框图。
控制处理单元30包括用于控制逆变器电路11、第一计算部41、第一加法器42、补偿器43和第二加法器44的功能部分。
另外，控制处理单元30包括用于控制升压电路10、第二计算部51、第三加法器52、补偿器53和第四加法器54的功能部分。
图7是示出升压电路10和逆变器电路11的控制过程的流程图。图6示出的功能部分通过执行图7的流程图示出的过程来控制升压电路10和逆变器电路11。
在下文中，参考图7将描述升压电路10和逆变器电路11的控制过程。
首先，控制处理单元30计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)，并将当前输入功率平均值<Pin>与已经先前计算的输入功率平均值<Pin>进行比较，以设定DC输入电流命令值Ig*(步骤S1)。输入功率平均值<Pin>基于下面的表达式(1)计算。
输入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>…(1)
在表达式(1)中，Iin是升压电路电流检测值，Vg是DC输入电压检测值(DC输入电压值)。对于这些值，DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>都是通过使用平均处理单元34平均的值。
在不同于表达式(1)的且涉及如下示出的控制的每个表达式中，可以使用未被平均的瞬时值作为升压电路电流检测值Iin和DC输入电压检测值Vg。
符号“<>”表示括号内的值的平均值。这同样适用于下文。
控制处理单元30将设定的DC输入电流命令值Ig*给予第一计算部41。
此外将DC输入电流命令值Ig*、DC输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va给予第一计算部41。
第一计算部41基于下面的表达式(2)计算逆变器装置1的输出电流命令值的平均值<Ia*>。
输出电流命令值的平均值<Ia*>＝<Ig*×Vg>/<Va>…(2)
而且，第一计算部41基于下面的表达式(3)计算输出电流命令值Ia*(输出电流目标值)(步骤S2)。
在这里，第一计算部41将输出电流命令值Ia*计算为与系统电压检测值Va的相位相同的正弦波。
输出电流命令值Ia*＝(√2)×<Ia*>×sinωt…(3)
如上所述，第一计算部41基于输入功率平均值<Pin>(DC电力的输入功率值)和系统电压检测值Va，计算输出电流命令值Ia*。
接下来，第一计算部41计算逆变器电流命令值Iinv*(逆变器电路的电流目标值)(步骤S3)，其为用于控制逆变器电路11的电流目标值，如下面的表达式(4)所示。
逆变器电流命令值Iinv*＝Ia*+sCaVa…(4)
在表达式(4)中，Ca是电容器23(输出平滑电容器)的静电电容，s是拉普拉斯算子。
使用关于时间t的导数，将上述表达式(4)表示如下。
Iinv*＝Ia*+Ca(dVa/dt)…(4a)
如果检测流过电容器23的电流并用Ica表示检测的电流，则得到下面的表达式。
Iinv*＝Ia*+Ica…(4b)
在表达式(4)、(4a)和(4b)中，右手侧的第二项是鉴于流过滤波器电路21的电容器23的电流附加的值。
输出电流命令值Ia*被计算为与系统电压检测值Va的相位相同的正弦波，如上述表达式(3)所示。也就是，控制处理单元30控制逆变器电路11，使得从逆变器装置1输出的AC电力的电流Ia(输出电流)具有与系统电压(系统电压检测值Va)相同的相位。
在计算逆变器电流命令值Iinv*之后，第一计算部41将逆变器电流命令值Iinv*给予第一加法器42。
基于逆变器电流命令值Iinv*，使逆变器电路11受到反馈控制。
此外将逆变器电流命令值Iinv*、当前逆变器电流检测值Iinv给予第一加法器42。
第一加法器42计算逆变器电流命令值Iinv*和当前逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并将计算结果给予补偿器43。
当给出差异时，补偿器43基于比例系数等计算逆变器电压参考值Vinv#，该逆变器电压参考值Vinv#允许差异收敛于一点，使得逆变器电流检测值Iinv成为逆变器电流命令值Iinv*。补偿器43将逆变器电压参考值Vinv#给予逆变器电路控制单元33，从而根据逆变器电压参考值Vinv#使逆变器电路11输出具有电压Vinv的电力。
通过第二加法器44减去系统电压检测值Va的、从逆变器电路11输出的电力被给予AC电抗器22，然后反馈为新的逆变器电流检测值Iinv。然后，通过第一加法器42再次计算逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并基于如上所述的差异控制逆变器电路11。
如上所述，基于逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv，使逆变器电路11受到反馈控制(步骤S4)。
另一方面，将通过第一计算部41计算的逆变器电流命令值Iinv*、以及DC输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va给予第二计算部51。
第二计算部51基于下面的表达式(5)计算逆变器输出电压命令值Vinv*(逆变器电路的电压目标值)(步骤S5)。
逆变器输出电压命令值Vinv*＝Va+sLalinv*…(5)
在表达式(5)中，La是AC电抗器的电感，s是拉普拉斯算子。
使用关于时间t的导数，将上述表达式(5)表示如下。
Vinv*＝Va+La×(dIinv*/dt)…(5a)
在表达式(5)和(5a)中，右手侧的第二项是鉴于在AC电抗器22两端产生的电压而附加的值。
因此，在本实施例中，基于作为用于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流命令值Iinv*，设定逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)，使得从逆变器电路11输出的AC电力的电流具有与系统电压检测值Va相同的相位。
在计算逆变器输出电压命令值Vinv*之后，第二计算部51将DC输入电压检测值Vg和逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值进行比较，并将较大的一个确定为升压电路电压目标值Vo*(步骤S6)，如下面的表达式(6)所示。
升压电路电压目标值Vo*＝Max(Vg，Vinv*的绝对值)…(6)
而且，第二计算部51基于下面的表达式(7)计算升压电路电流命令值Iin*(步骤S7)。
升压电路电流命令值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(sCVo*)×Vo*}/Vg…(7)
在表达式(7)中，C是电容器19(平滑电容器)的静电电容，s是拉普拉斯算子。
使用关于时间t的导数，将上述表达式(7)表示如下。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*}/Vg…(7a)
如果检测流过电容器19的电流并用Ic表示检测的电流，则得到下面的表达式(7b)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg…(7b)
在表达式(7)、(7a)和(7b)中，与逆变器电流命令值Iinv*和逆变器输出电压命令值Vinv*的乘积的绝对值相加的项是鉴于流过电容器19的无功功率而附加的值。即，考虑除逆变器电路11的功率目标值之外的无功功率允许更精确地计算Iin*的值。
而且，如果事先测量逆变器装置1的功率损耗PLOSS，则可将上述表达式(7a)表示如下。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*+PLOSS}/Vg…(7c)
同样，可将上述表达式(7b)表示如下。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/Vg…(7d)
在这种情况下，考虑除逆变器电路11的功率目标值之外的无功功率和功率损耗PLOSS允许更严格地计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损耗PLOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，则得到下面的表达式(8)。使用表达式(8)简化了计算处理并缩短了计算时间。
升压电路电流命令值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg…(8)
在计算升压电路电流命令值Iin*之后，第二计算部51将升压电路电流命令值Iin*给予第三加法器52。
基于升压电路电流命令值Iin*，使升压电路10受到反馈控制。
此外还将升压电路电流命令值Iin*、当前升压电路电流检测值Iin给予第三加法器52。
第三加法器52计算升压电路电流命令值Iin*和当前升压电路电流检测值Iinv之间的差异，并将计算结果给予补偿器53。
当给出上述差异时，补偿器53基于比例系数等计算升压电路电压参考值Vbc#，该升压电路电压参考值Vbc#允许差异收敛于一点，使得升压电路电流检测值Iin成为升压电路电流命令值Iin*。补偿器53将升压电路电压参考值Vbc#给予升压电路电路控制单元32，从而根据升压电路电压参考值Vbc#使升压电路10输出具有电压Vo的电力。
通过第四加法器54减去DC输入电压检测值Vg的、从升压电路10输出的电力给予DC电抗器15，然后反馈为新的升压电路电流检测值Iin。然后，通过第三加法器52再次计算升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin之间的差异，并基于如上所述的差异控制升压电路10。
如上所述，基于升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin，使升压电路10受到反馈控制(步骤S8)。
在上述步骤S8之后，控制处理单元30基于上述表达式(1)计算当前输入功率平均值<Pin>(步骤S9)。
基于与已经先前计算的输入功率平均值<Pin>的比较，控制处理单元30设定DC输入电流命令值Ig*，使输入功率平均值<Pin>变成最大值(遵循最大功率点)。
因此，控制处理单元30在执行光伏面板2的MPPT控制的同时，控制升压电路10和逆变器电路11。
如上所述，控制处理单元30通过电流命令值，执行逆变器电路11和升压电路10的反馈控制。
图8是以下图，其中(a)示出了通过控制处理单元30在上述反馈控制中计算的升压电路电流命令值Iin*和当根据升压电路电流命令值Iin*执行控制时得到的升压电路电流检测值Iin的模拟结果的实例，(b)示出了通过控制处理单元30在上述反馈控制中计算的升压电路电压目标值Vo*和当根据升压电路电压目标值Vo*执行控制时得到的升压电路电压检测值Vo的模拟结果的实例。
如图8的(a)所示，发现，通过控制处理单元30控制升压电路电流检测值Iin沿着升压电路电流命令值Iin*。
如图8的(b)所示，由于升压电路电压目标值Vo*由上述表达式(6)计算，所以，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路电压目标值Vo*跟随逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值变化，在其它时段期间跟随DC输入电压检测值Vg变化。
发现，通过控制处理单元30控制升压电路电压检测值Vo沿着升压电路电压目标值Vo*。
图9是示出逆变器输出电压命令值Vinv*的实例的图。在图9中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。虚线表示市电系统3的电压波形，实线表示逆变器输出电压命令值Vinv*的波形。
逆变器装置1使用图9示出的逆变器输出电压命令值Vinv*作为电压目标值，通过根据图7中流程图的控制，输出电力。
因此，逆变器装置1输出具有根据图9示出的逆变器输出电压命令值Vinv*的波形的电压的电力。
如图9所示，两种波形几乎具有相同的电压值和相同的频率，但逆变器输出电压命令值Vinv*的相位超前市电系统3的电压相位几度。
如上所述，本实施例的控制处理单元30，在执行升压电路10和逆变器电路11的反馈控制的同时，使逆变器输出电压命令值Vinv*的相位超前市电系统3的电压相位大约三度。
使逆变器输出电压命令值Vinv*的相位超前市电系统3的电压相位的角度可以是几度，如下面所描述的，该角度被设定在以下范围内：使得与市电系统3的电压波形的差异的电压波形的相位超前市电系统3的电压波形的相位90度。例如，相位超前角的度数被设定为大于0度且小于10度。
如上述表达式(5)所示，相位超前角的度数通过系统电压检测值Va、AC电抗器22的电感La和逆变器电流命令值Iinv*确定。系统电压检测值Va和AC电抗器22的电感La的这些值，是不作为控制目标的固定值。因此，相位超前角的度数通过逆变器电流命令值Iinv*确定。
如上述表达式(4)所示，逆变器电流命令值Iinv*由输出电流命令值Ia*确定。随着输出电流命令值Ia*的增加，逆变器电流命令值Iinv*的相位超前分量会增加，逆变器电压命令值Vinv*的超前角(相位超前角)会增加。
由于输出电流命令值Ia*由上述表达式(2)计算，所以相位超前角由DC输入电流命令值Ig*调整。
本实施例的控制处理单元30设定DC输入电流命令值Ig*，使得逆变器输出电压命令值Vinv*的相位超前市电系统3的电压相位大约三度，如上所述。
[1.3升压电路和逆变器电路的控制]
升压电路控制单元32控制升压电路10的切换元件Qb。逆变器电路控制单元33控制逆变器电路11的切换元件Q1至Q4。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33分别产生升压电路载波和逆变器电路载波，分别用升压电路电压参考值Vbc#和逆变器电压参考值Vinv#，其为由控制处理单元30给出的命令值，调制这些载波，以产生用于驱动每个切换元件的驱动波形。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33，基于驱动波形控制每个切换元件，从而使升压电路10和逆变器电路11输出具有分别接近于升压电路电流命令值Iin*和逆变器电流命令值Iinv*的电流波形的AC电力。
在图10中，(a)是示出升压电路载波和升压电路电压参考值Vbc#的波形之间比较的图。在图10的(a)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。在图10的(a)中，为了便于理解，与真实波长相比，升压电路载波的波长被延长了。
由升压电路控制单元32产生的升压电路载波是具有最小值为“0”的三角波，并具有在从控制处理单元30给出的升压电路电压目标值Vo*处设定的振幅A1。
升压电路载波的频率由升压电路控制单元32根据控制处理单元30的控制命令设定，以便实现预定的工作周期。
如上所述，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路电压目标值Vo*跟随逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值变化，在其它时段期间跟随DC输入电压检测值Vg变化。因此，升压电路载波的振幅A1也根据升压电路电压目标值Vo*变化。
在本实施例中，DC输入电压检测值Vg为250伏特，市电系统3的电压的振幅为288伏特。
升压电路电压参考值Vbc#的波形(在下文中，可称为升压电路参考波Vbc#)，对应于通过控制处理单元30基于升压电路电流命令值Iin*计算的值，并在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间具有正的值，在该时段W期间，升压电路参考波Vbc#具有接近于升压电路电压目标值Vo*所创建的波形形状的波形，并跨过升压电路载波。
升压电路控制单元32将升压电路载波和升压电路参考波Vbc#进行比较，并产生用于驱动切换元件Qb的驱动波形，以便在升压电路参考波Vbc#等于或大于升压电路载波的时段期间使其接通，并在升压电路参考波Vbc#等于或小于载波的时段期间使其断开，其中升压电路参考波Vbc#是DC电抗器15两端之间的电压的目标值。
在图10中，(b)示出了由升压电路控制单元32产生的用于驱动切换元件Qb的驱动波形。在图10的(b)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。图10的(b)中水平轴与图10的(a)中水平轴一致。
驱动波形表示切换元件Qb的切换操作。当将驱动波形给予切换元件Qb时，会使切换元件Qb根据该驱动波形执行切换操作。当电压为0伏特时，会使驱动波形产生断开切换元件的控制命令，当电压为正电压时，会使驱动波形产生接通切换元件的控制命令。
升压电路控制单元32产生驱动波形，以便在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间，执行切换操作。因此，在其中绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的范围内，控制切换元件Qb停止切换操作。
每个脉冲宽度由属于三角波的升压电路载波的截距确定。因此，在电压越高的部分，脉冲宽度越大。
如上所述，升压电路控制单元32用升压电路参考波Vbc#调整升压电路载波，以产生代表切换的脉冲宽度的驱动波形。升压电路控制单元32基于产生的驱动波形，对升压电路10的切换元件Qb执行PWM控制。
在二极管16的正向方向上传导电流的切换元件Qbu与二极管16并联的情况下，使用由切换元件Qb的驱动波形反转的驱动波形用于切换元件Qbu。为了防止切换元件Qb和切换元件Qbu同时传导电流，在切换元件Qbu的驱动脉冲从断开变为接通的部分，提供大约1微秒的无电流时间。
在图11中，(a)是示出逆变器电路载波和逆变器电压参考值Vinv#的波形之间比较的图。在图11的(a)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。同样在图11的(a)中，为了便于理解，与真实波长相比，逆变器电路载波的波长被延长了。
由逆变器电路控制单元33产生的逆变器电路载波是以0伏特为振幅中心的三角波，且其一侧振幅设置在升压电路电压目标值Vo*(电容器23的电压目标值)。因此，逆变器电路载波具有，其振幅A2是DC输入电压检测值Vg的两倍(500伏特)大的时段，和振幅A2是市电系统3的电压的两倍(576伏特)大的时段。
其频率由逆变器电路控制单元33根据控制处理单元30的控制命令等设定，以便实现预定的工作周期。
如上所述，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1期间，升压电路电压目标值Vo*跟随逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值变化，在其它时段期间，即在时段W2跟随DC输入电压检测值Vg变化。因此，逆变器电路载波的振幅A2也根据升压电路电压目标值Vo*变化。
逆变器电压参考值Vinv#的波形(在下文中，可称为逆变器电路参考波Vinv#)，对应于通过控制处理单元30基于逆变器电流命令值Iinv*计算的值，并被设定为通常具有与市电系统3的电压振幅(288伏特)相同的振幅。因此，在电压值在-Vg和+Vg之间的范围内，逆变器电路参考波Vinv#跨过升压电路载波。
逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波和逆变器电路参考波Vinv#进行比较，并产生用于驱动切换元件Q1至Q4的驱动波形，以便在逆变器电路参考波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时段期间使其接通，并在逆变器电路参考波Vinv#等于或小于载波的时段期间使其断开，其中逆变器电路参考波Vinv#是电压目标值。
在图11中，(b)示出了由逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q1的驱动波形。在图11的(b)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。图11的(b)中水平轴与图11的(a)中水平轴一致。
逆变器电路控制单元33产生驱动波形，以便在其中逆变器电路参考波Vinv#的电压在-Vg和+Vg之间的范围W2内，执行切换操作。因此，在其他范围内，控制切换元件Q1停止切换操作。
在图11中，(c)示出了由逆变器电路控制单元33产生的用于驱动切换元件Q3的驱动波形。在图11的(c)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。
逆变器电路控制单元33将载波与由逆变器电路参考波Vinv#反转的、用图11的(a)中虚线表示的波形进行比较，以产生用于驱动切换元件Q3的驱动波形。
同样在这种情况下，逆变器电路控制单元33产生驱动波形，以便在其中逆变器电路参考波Vinv#的电压(由它反转的波形)在-Vg和+Vg之间的范围W2内，执行切换操作。因此，在其他范围内，控制切换元件Q3停止切换操作。
逆变器电路控制单元33产生由切换元件Q1的驱动波形反转的波形作为切换元件Q2的驱动波形，并且产生由切换元件Q3的驱动波形反转的波形作为切换元件Q4的驱动波形。
如上所述，逆变器电路控制单元33用逆变器电路参考波Vinv#调整逆变器电路载波，以产生代表切换的脉冲宽度的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于产生的驱动波形，对逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行PWM控制。
本实施例的升压电路控制单元32使升压电路10输出电力，以使在DC电抗器15中流动的电流与升压电路电流命令值Iin*一致。结果，使升压电路10在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值通常等于或大于DC输入电压检测值Vg的时段W1(图10)期间，执行切换操作。在时段W1期间，升压电路10输出电力，该电力具有等于或大于DC输入电压检测值Vg的并接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值的电压。在另一方面，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值通常等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路控制单元32停止升压电路10的切换操作。因此，在绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间，升压电路10向逆变器电路11输出从光伏面板2输出的DC电力，而不使其DC输入电压值升高。
本实施例的逆变器电路控制单元33使逆变器电路11输出电力，以使在AC电抗器22中流动的电流与逆变器电流命令值Iinv*一致。结果，使逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*通常在-Vg和+Vg之间的时段W2(图11)期间，执行切换操作。也就是，使逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时段期间，执行切换操作。
因此，在停止升压电路10的切换操作的同时，逆变器电路11执行切换操作，以产生接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的AC电力。
由于逆变器电路参考波Vinv#和逆变器输出电压命令值Vinv*彼此接近，所以在图11的(a)中，它们彼此重叠。
在另一方面，在不同于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压通常在-Vg和+Vg之间的时段W2的时段中，逆变器控制单元33停止逆变器电路11的切换操作。在该时段期间，将由升压电路10升压的电力给予逆变器电路11。因此，停止切换操作的逆变器电路11输出由升压电路10得到的电力，而不使其电压升高。
也就是，本实施例的逆变器装置1使升压电路10和逆变器电路11执行在它们之间交替切换的切换操作，并使它们各自的输出电力彼此叠加，从而输出具有接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC电力。
因此，在本实施例中，控制被执行为，使得在输出电压对应于其中逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值高于DC输入电压检测值Vg的部分的情况下，使升压电路10操作，且在输出电压对应于其中逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值低于DC输入电压检测值Vg的部分的情况下，使逆变器电路11工作。因此，由于逆变器电路11没有使被升压电路10升高的电力下降，所以能够降低电压下降的电位差，从而能够减小由升压电路的切换产生的损耗，并能以增加的效率输出AC电力。
而且，由于升压电路10和逆变器电路11都基于由控制单元12设定的逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)来操作，所以能够抑制在交替切换地输出的升压电路10的电力与逆变器电路11的电力之间出现偏离和失真。
图12是示出切换元件的参考波和驱动波形的实例、和从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的实例的图。
图12从最上面开始示出了逆变器电路的参考波Vinv#和载波、切换元件Q1的驱动波形、升压电路的参考波Vbc#和载波、切换元件Qb的驱动波形以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的命令值和实际测量值的图。这些图的水平轴表示时间，并彼此一致。
如图12所示，发现，输出电流被控制为，使得其实际测量值Ia与命令值Ia*一致。
另外，发现，升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段和逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行切换的时段被控制为在它们之间交替切换。
在本实施例中，如图8的(a)所示，升压电路被控制为，使得在DC电抗器15中流动的电流与基于上述表达式(7)计算的电流命令值Iin*一致。结果，升压电路和逆变器电路的电压具有如图8的(b)所示的波形，并使执行如下操作成为可能，其中升压电路10和逆变器电路11的高频切换操作具有各自的停止时段且该切换操作通常交替执行。
[1.4输出AC电力的电流相位]
本实施例的升压电路10和逆变器电路11，通过控制单元12的控制，向连接在后级的滤波器电路21，输出具有接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC电力。逆变器装置1经由滤波器电路21向市电系统3输出AC电力。
在这里，逆变器输出电压命令值Vinv*由控制处理单元30产生，以便具有如上所述的超前市电系统3的电压相位几度的电压相位。
因此，由升压电路10和逆变器电路11输出的AC电压同样具有超前市电系统3的电压相位几度的电压相位。
结果，升压电路10和逆变器电路11的AC电压被施加到滤波器电路21的AC电抗器22(图2)的一端，市电系统3的电压被施加到另一端。因此，具有彼此偏离几度的相位的电压被施加到AC电抗器22的各个端子。
在图(13)中，(a)是示出由逆变器电路11、市电系统3和AC电抗器22两端之间的电压输出的AC电压的电压波形的图。在图(13)的(a)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。
如图(13)的(a)所示，当将具有彼此偏离几度的相位的电压施加到AC电抗器22的各个端子时，AC电抗器22两端之间的电压等于施加到AC电抗器22的各个端子的且具有彼此偏离几度的相位的电压之间差异。
因此，如图(13)的(a)所示，AC电抗器22两端之间的电压相位超前市电系统3的电压相位90度。
在图(13)中，(b)是示出在AC电抗器22中流动的电流的波形的图。在图(13)的(b)中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。图(13)的(b)中的水平轴与图(13)的(a)中的水平轴一致。
AC电抗器22的电流相位滞后其电压相位90度。因此，如图(13)的(b)所示，通过AC电抗器22输出的AC电力的电流相位与市电系统3的电流相位同步。
因此，虽然从逆变器电路11输出的电压的相位超前市电系统3的相位几度，但是，从逆变器电路11输出的电流的相位与市电系统3的电流的相位一致。
因此，如图12的最下面的图所示，从逆变器装置1输出的电流的相位与市电系统3的电压相位一致。
结果，能够输出与市电系统3的电压同相的AC电流，从而能够抑制AC电力的功率因数降低。
[2.第二实施例]
图14是根据第二实施例的逆变器装置1的电路图的实例。
本实施例与第一实施例之间的区别在于，使用IGBT作为逆变器电路11的切换元件Q1至Q4。其他配置与第一实施例相同。
在本实施例中，逆变器电路控制单元33使用了，不同于上述第一实施例所使用的逆变器电路载波的载波。
图15是示出第二实施例中的逆变器电路载波和参考波之间的比较的图。在图15中，垂直轴表示电压，水平轴表示时间。
参考波和升压电路载波与第一实施例中的那些相同。
在另一方面，本实施例的逆变器电路载波是下限值设定为0伏特且上限值设定为升压电路电压目标值Vo*的三角波。
在这种情况下，逆变器电路控制单元33基于逆变器电路参考波Vinv#和逆变器电路载波之间的比较，产生切换元件Q1的驱动波形，并基于由逆变器电路参考波Vinv#反转的波和逆变器电路载波之间的比较，产生切换元件Q3的驱动波形。
同样在本实施例中，逆变器电路控制单元33(升压电路控制单元32)将逆变器电路载波(升压电路载波)与逆变器电路参考波Vinv#进行比较，并产生用于驱动切换元件的驱动波形，以便在逆变器电路参考波Vinv#(或由其反转的波)等于或大于逆变器电路载波(升压电路载波)的时段期间使其接通，并在逆变器电路参考波Vinv#(或由其反转的波)等于或小于载波的时段期间使其断开，其中逆变器电路参考波Vinv#是电压目标值。
图16是示出第二实施例中的、切换元件Qb和Q1至Q4的驱动波形的实例、和从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的实例的图。
图16从最上面开始示出了切换元件Q1的驱动波形、切换元件Q4的驱动波形、切换元件Q3的驱动波形、切换元件Q2的驱动波形、切换元件Qb的驱动波形以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的图。这些图的水平轴表示时间，并彼此一致。
在本实施例中，切换元件Q1和切换元件Q3被控制为，在逆变器电路参考波Vinv#的电压在-Vg和+Vg之间的范围时执行切换。
同样在本实施例中，如图16所示，发现，升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段和逆变器电路11的切换元件Q1至Q4执行切换的时段被控制为在它们之间交替切换。
如图16所示，本实施例的从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的相位与市电系统3的电压相位一致。因此，与上述第一实施例相同，能够输出与市电系统3具有相同电流相位的AC电力，从而能够抑制AC电力的功率因数降低。
[3.第三实施例]
图17示出了根据第三实施例的逆变器装置1的电路图的实例。
本实施例与第一实施例之间的区别在于，提供了用于检测升压电路10和逆变器电路11之间的中间电压的第三电压传感器27。其他配置与第一实施例相同。
在上述第一实施例中，使用升压电路电压目标值Vo*(中间电压的目标值)作为载波的振幅，但在本实施例中，使用用第三电压传感器27检测的电压检测值Vo作为载波的振幅。
图18是示出第三实施例的、切换元件的参考波和驱动波形的实例、和从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的实例的图。
图18从最上面开始示出了逆变器电路的参考波Vinv#和载波、切换元件Q1的驱动波形、升压电路的参考波Vbc#和载波、切换元件Qb的驱动波形以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的命令值Ia*和实际测量值Ia的图。这些图的水平轴都表示时间，并彼此一致。
如图18所示，同样在本实施例中，发现，输出电流被控制为，使得其实际测量值Ia与命令值Ia*一致。
另外，发现，升压电路10的切换元件Qb执行切换操作的时段和逆变器电路11的切换元件Q1执行切换的时段被控制为通常在它们之间交替切换。
同样在本实施例中，如果使用电压检测值Vo作为载波的振幅，则对光伏面板2或市电系统3的电压变化的响应变得更快，并能使逆变器装置1的输出电流更稳定。
[4.补充说明]
已经证明，使用实际机器能够得到与上述实施例中的每个模拟相同的结果。
注意，本文公开的实施例在所有方面都仅是示例性的，且不应被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围而不是由上述意义来限定，且意旨包括等效于权利要求的范围的意义和范围内的所有变更。
参考标记列表
1逆变器装置
2光伏面板
3市电系统
10升压电路
11逆变器电路
12控制单元
15DC电抗器
16二极管
17第一电压传感器
18第一电流传感器
19电容器(平滑电容器)
21滤波器电路
22AC电抗器
23电容器(输出平滑电容器)
24第二电流传感器
25第二电压传感器
26电容器
27电压传感器
30控制处理单元
32升压电路控制单元
33逆变器电路控制单元
34平均处理单元
41第一计算部
42第一加法器
43补偿器
44第二加法器
51第二计算部
52第三加法器
53补偿器
54第四加法器
Q1至Q4、Qb切换元件

Claims (13)

1.一种经由电抗器连接到AC系统的逆变器装置，所述逆变器装置包括：
转换单元，所述转换单元被配置为将从电源输出的DC电力转换成AC电力，并且经由所述电抗器将转换的AC电力输出到所述AC系统；和
控制单元，所述控制单元被配置为控制所述转换单元，其中
所述转换单元包括：
升压电路，所述升压电路被配置为使所述DC电力的DC输入电压值升高；和
逆变器电路，所述逆变器电路被配置为将从所述升压电路给予的电力转换为AC电力，并且
所述控制单元
基于所述DC电力的输入功率值和所述AC系统的电压值计算输出电流目标值，并且基于所述输出电流目标值计算所述逆变器电路的电流目标值和电压目标值，以控制所述逆变器电路，并且
基于与所述逆变器电路共有的电流目标值和电压目标值、以及所述DC输入电压值，计算所述升压电路的电流目标值，以控制所述升压电路，并且
从而控制所述AC电力的输出。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其中
平滑电容器被设置在所述升压电路和所述逆变器电路之间，并且
基于所述DC输入电压值以及通过将经过所述平滑电容器的无功功率加到功率目标值得到的值，计算所述升压电路的所述电流目标值，所述功率目标值是基于所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值的。
3.根据权利要求1所述的逆变器装置，其中
平滑电容器被设置在所述升压电路和所述逆变器电路之间，并且
基于所述DC输入电压值以及通过将经过所述平滑电容器的无功功率和所述逆变器装置中的功率损耗加到功率目标值得到的值，计算所述升压电路的所述电流目标值，所述功率目标值是基于所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值的。
4.根据权利要求1所述的逆变器装置，其中
输出平滑电容器被设置在所述电抗器的后级，并且
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述输出平滑电容器的静电电容为Ca，所述AC系统的电压值为Va，以及所述DC输入电压值为Vg的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ca×(dVa/dt)。
5.根据权利要求1所述的逆变器装置，其中
输出平滑电容器被设置在所述电抗器的后级，并且
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述AC系统的电压值为Va，所述DC输入电压值为Vg，以及流过所述输出平滑电容器的电流为Ica的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ica。
6.根据权利要求2所述的逆变器装置，其中
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述平滑电容器的静电电容为C，所述升压电路的电压目标值为Vo*，以及所述DC输入电压值为Vg的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*}/Vg。
7.根据权利要求2所述的逆变器装置，其中
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述升压电路的电压目标值为Vo*，所述DC输入电压值为Vg，以及流过所述平滑电容器的电流为Ic的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg。
8.根据权利要求3所述的逆变器装置，其中
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述平滑电容器的静电电容为C，所述升压电路的电压目标值为Vo*，所述DC输入电压值为Vg，以及所述逆变器装置的功率损耗为PLOSS的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(dVo*/dt)×Vo*+PLOSS}/Vg。
9.根据权利要求3所述的逆变器装置，其中
在所述升压电路的所述电流目标值为Iin*，所述逆变器电路的所述电流目标值和所述电压目标值分别为Iinv*和Vinv*，所述升压电路的电压目标值为Vo*，所述DC输入电压值为Vg，流过所述平滑电容器的电流为Ic，以及所述逆变器装置的功率损耗为PLOSS的情况下，满足下面的表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/Vg。
10.根据权利要求4至9中的任一项所述的逆变器装置，其中
所述控制单元选择所述逆变器电路的所述电压目标值的绝对值和所述DC输入电压值中较大的一个，作为所述升压电路的所述电压目标值，并且
在所述电抗器的电感为La的情况下，所述逆变器电路的所述电压目标值Vinv*用下面的表达式计算：
Vinv*＝Va+La(dIinv*/dt)。
11.根据权利要求1至10中的任一项所述的逆变器装置，其中
所述控制单元基于由所述电源给予的所述DC电力的所述DC输入电压值的平均值和DC输入电流值的平均值，执行所述电源的最大功率点跟踪控制，所述平均值分别由所述DC输入电压值和所述DC输入电流值的多个测量的结果计算。
12.根据权利要求11所述的逆变器装置，其中
所述DC输入电压值的平均值和所述DC输入电流值的平均值分别由所述DC输入电压值和所述DC输入电流值的多个测量的结果获得，所述多个测量是在所述AC系统的半周期的整数倍的时段期间，以短于所述AC系统的半周期的时间间隔执行的。
13.根据权利要求1至12中的任一项所述的逆变器装置，其中，将DC电力从所述AC系统输出到所述电源。
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