JP2000152651A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
ともに中間段コンデンサの容量を小さくし、小型軽量化
しながら低歪の出力電流を供給できる系統連系インバー
タ装置を提供する。 【解決手段】 中間段コンデンサ3の容量を数百μF以
下とするとともに昇圧コンバータ2の出力電流を監視す
る昇圧電流モニタ17を設け、系統電圧VACの絶対値が
入力電圧Vinより小さい期間では昇圧コンバータ2の出
力電流が正弦2乗波になるように昇圧電流モニタ17で
監視しながら昇圧用スイッチング素子2cの高周波スイ
ッチングを制御して昇圧するとともにインバータ4は極
性の切り替えを行い、その他の期間では昇圧コンバータ
2の昇圧動作を停止するとともにインバータ4は出力電
流IOが正弦波になるように出力電流モニタ12で監視
しながらインバータ用スイッチング素子Q1〜Q4の高周
波スイッチングを制御する。
Description
池などの直流電力を電力系統に連系して、交流電力とし
て供給する系統連系インバータ装置に関する。
ついて図面を参照しながら説明する。図11は従来から
使用されている系統連系インバータ装置の一例の構成を
示すブロック図である。
は、入力電源1からの入力電圧を系統電圧VACの絶対値
より高い電圧に昇圧する昇圧コンバータ2と、昇圧され
た電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧供給
する中間段コンデンサ3と、出力電流IO を正弦波に波
形成形するインバータ4と、インバータ4の出力から高
周波ノイズを除去するフィルタ5と、制御手段6とを備
え、系統7に接続されている。とくに、昇圧コンバータ
2は、入力電圧を平滑する平滑コンデンサ2aと、エネ
ルギー蓄積用の直流リアクトル2bと、昇圧用スイッチ
ング素子2cと、昇圧用ダイオード2dとで構成され、
インバータ4はインバータ用スイッチング素子Q1 〜Q
4 を4石使用したフルブリッジ構成となっている。
しながら説明する。図12は上記従来例におけるインバ
ータ4の動作を示す波形図である。図12において、
(a)は系統電圧VACの絶対値、(b)はインバータ用
スイッチング素子Q1 のゲート信号、(c)はインバー
タ用スイッチング素子Q2 のゲート信号、(d)はイン
バータ用スイッチング素子Q3 のゲート信号、(e)は
インバータ用スイッチング素子Q4 のゲート信号を示
す。
で平滑され、昇圧コンバータ2の入力は低リップル化さ
れている。たとえば、太陽電池を入力電源1として用い
た場合、前記太陽電池は定格出力でDC200V程度で
あり、系統電圧VACがAC200Vであれば系統電圧V
ACのピーク電圧は283Vに達するため、系統7に電力
を注入するためには入力電圧Vinの昇圧が必要となり、
仮に4kW程度の電力を出力しようとすると、通常、D
C350V程度までの昇圧が必要となる。
手段8により中間段コンデンサ3の電圧、すなわち中間
段電圧VM を検知し、昇圧電圧制御手段9により決定さ
れるオン時間に従って、昇圧用スイッチング素子駆動回
路10を通して昇圧用スイッチング素子2cをオンとし
て直流リアクトル2bにエネルギーを蓄積し、昇圧用ス
イッチング素子2cをオフとしたときに直流リアクトル
2bに蓄えられたエネルギーが昇圧用ダイオード2dを
介して中間段コンデンサ3に電圧として蓄えられる。
インバータ4の入力電圧、すなわち中間段電圧VM が一
定に維持される。ただし、このとき系統電圧VACの1周
期において昇圧用スイッチング素子2cの導通比は一定
である。また、昇圧コンバータ2の出力も数千μFの大
容量の中間段コンデンサ3で平滑されるため、中間段電
圧VM の変動は負荷の変化に対して安定である。
ように、4石のインバータ用スイッチング素子Q1 〜Q
4 のうち、インバータ用スイッチング素子Q1 とインバ
ータ用スイッチング素子Q4 とを同時に、またはインバ
ータ用スイッチング素子Q2とインバータ用スイッチン
グ素子Q3 とを同時にオンとさせることで、すべて高周
波でスイッチングさせて出力電流IO を正弦波にするよ
うにそれぞれのオン時間を制御する。図13はインバー
タ4の制御動作を示す波形図である。このオン時間は、
図11および図13に示したように、系統電圧検知手段
11により検知した系統電圧VACに同期し、出力電流モ
ニタ12が所望の電流値となるようにインバータリファ
レンス波生成手段13により生成される正弦波形のイン
バータリファレンス波と、第1の三角波生成手段14に
より生成される20kHz前後の高周波の三角波とを比
較することにより、インバータ制御手段15で決定され
る。インバータ4はインバータ制御手段15により決定
されるオン時間によりインバータ用スイッチング素子駆
動回路16を通して制御される。
連系インバータ装置では、直流の入力電力を系統7に連
系して力率1の運転を実現するために、昇圧コンバータ
2とインバータ4とが必要であり、しかも、いずれも系
統電圧VACの全周期において高周波スイッチングを行っ
ているため、昇圧用スイッチング素子2cおよびインバ
ータ用スイッチング素子Q1 〜Q4 の損失が大きく、し
かも、昇圧コンバータ2の入力電圧Vinが系統電圧VAC
の絶対値より低い期間でも系統電圧VACのピーク電圧
(AC200Vでピーク電圧283V)よりも高いDC
350V程度まで昇圧した後、インバータ4でDC35
0Vから出力をゼロまで絞るために、機器の総合効率を
向上させることが困難であった。
サ2aと中間段コンデンサ3とが昇圧コンバータ2の入
出力に必要であるとともに、前記スイッチング損失が大
きいことから昇圧用スイッチング素子とインバータ用ス
イッチング素子を冷却するヒートシンクの形状も大きく
なり、機器全体の小型化、および安価な構成が困難であ
るといった問題を有している。
間段電圧VMと出力電圧との差が大きくなることから、
小さい出力電流を正弦波で取り出すときには電力が絞り
きれないことになり、たとえば太陽光発電では日照量が
低下する早朝や夕暮れにおいては、出力することができ
なくなると言う問題も有している。
圧コンバータやインバータにおける損失を低減してヒー
トシンクの形状を小型化し、機器全体も小型・軽量化で
きる系統連系インバータ装置を提供することを目的とす
る。
は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用
ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を
前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングによ
り昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータ
と、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間
段コンデンサと、フルブリッジに構成された4個のイン
バータ用スイッチング素子のスイッチングにより前記中
間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータ
と、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電
流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記
入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前
記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前
記中間段コンデンサの容量を数百μF以下とするととも
に、前記昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流
モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低
い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流が正弦2乗
波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高周波ス
イッチングで波形成形するとともに前記インバータは系
統電圧または出力電流の極性指令に対応して交互に極性
を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コンバータの
高周波スイッチングを停止するとともに前記インバータ
は出力電流が正弦波となるように前記インバータ用スイ
ッチング素子の高周波スイッチングで波形成形すること
により、出力電流の波形成形を昇圧コンバータとインバ
ータとで切り替えて出力するようにした系統連系インバ
ータ装置である。
μF以下の、たとえばフィルムコンデンサを用いること
ができるとともに、前記インバータの入力電圧である中
間段電圧が出力電流を流したときに系統電圧の絶対値に
比べて低くなる可能性が発生するときだけ系統電圧の1
周期の中で部分的に昇圧コンバータをスイッチングさせ
て系統電圧の絶対値に対して数十V程度の電位差まで昇
圧することで、インバータにおいける小電流部分におけ
るスイッチング損失を低減できることにより、ヒートシ
ンクなどを小さくして小型・軽量の系統連系インバータ
装置を実現することができる。
ルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備
えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッ
チング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の
中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電
圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、
フルブリッジに構成された4個のインバータ用スイッチ
ング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦
波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流に
おける高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統
に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力し
た直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系
統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサ
の容量を数百μF以下とするとともに前記直流リアクト
ルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記
入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直
流リアクトルの電流が正弦2乗波となるように前記昇圧
用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成
形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電
流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他
の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチング
を停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波
となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周
波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の
波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて
出力するようにした系統連系インバータ装置である。
様の効果を得るとともに、リアクトル電流を制御に用い
ることにより連続電流を制御量として用いることができ
るため、より制御性に優れた系統連系インバータ装置を
提供することができる。
タにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、
(系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波)/
(入力電圧)により、インバータにおける波形成形のた
めのインバータリファレンス波から導出するようにした
請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系イ
ンバータ装置である。
よりインバータリファレンス波から系統電圧に同期して
生成することができる。
ンス波である正弦2乗波を、インバータリファレンス波
である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした
請求項1ないし請求項3のいずれかに係わる系統連系イ
ンバータ装置である。
電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ
目をなくして、高調波歪みの小さい出力電流を供給する
ことができる。
ンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させる
ようにした請求項4に係わる系統連系インバータ装置で
ある。
電流波形とインバータで成形された電流波形とのつなぎ
目を出力電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波
歪みの小さい出力電流を供給することができる。
タによる波形成形とインバータによる波形成形との切り
換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うと
き、前記系統電圧の絶対値に1以下の係数を掛けて入力
電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値よ
り小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形
を行うようにした請求項1ないし請求項5のいずれかに
係わる系統連系インバータ装置である。
制御する部分とインバータで制御する部分とを滑らかに
切り替えることができ、高調波歪みの小さい出力電流を
供給することができる。
対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させる
ようにした請求項6に係わる系統連系インバータ装置で
ある。
高調波歪の小さい出力電流を供給することができる。
て、昇圧電流モニタは、たとえばカレントトランスなど
で昇圧コンバータの出力電流の大きさと波形とを検出し
て監視する手段であり、実施例では、検出した電流を昇
圧リファレンス波に帰還することにより上記出力電流が
所定の波形と所望の大きさになるように監視する。上記
帰還としては、検出した昇圧コンバータの出力電流の大
きさに対応して昇圧リファレンス波の大きさを制御する
方法などで実現できるが、これに限定されるものではな
い。
バータの出力電流を所定の波形と大きさに波形成形する
ための昇圧リファレンス波を生成する手段であり、本発
明では正弦2乗波生成するが、演算または波形データを
データテーブルから読み出して生成することができる。
第2の三角波生成手段は、インバータを対象とする第1
の三角波生成手段と同様に、三角波形の信号を生成する
手段であり、たとえば矩形波の積分などで構成できる。
前記昇圧リファレンス波と上記三角波とを比較して昇圧
用スイッチング素子のオン時間を制御するためのゲート
信号を作成するのに供する。なお、このオン時間は昇圧
リファレンス波の波形と大きさとで決まるので、昇圧コ
ンバータの出力電流の波形と大きさとを制御するゲート
信号となる。他の構成要素については従来例と同じでよ
い。
トル電流モニタは昇圧コンバータにおける直流リアクト
ルの電流を検出して監視する手段であり、請求項1に係
わる本発明における昇圧電流モニタと同じに作用する
が、リアクトル電流は昇圧用スイッチング素子の高周波
スイッチング時でもほぼ連続的な電流であるので、昇圧
リファレンス波の制御が容易になり、波形成形の制御が
容易、かつ高精度となる。
ータリファレンス波に系統電圧の絶対値と入力電圧との
比率を乗算して昇圧リファレンス波を求めことにより、
昇圧リファレンス波の波形とともに大きさも決定でき
る。波形は正弦2乗波になり、大きさは昇圧比とインバ
ータリファレンス波の大きさとに連動して決まるので、
昇圧コンバータの出力電流の大きさは、つねにインバー
タの出力電流の大きさに連動し、全体の制御を非常に容
易にするように機能する。なお、このようにして算出さ
れた昇圧リファレンス波は、昇圧電流モニタまたはリア
クトル電流モニタによる監視結果が反映される前のもの
であることは言うまでもない。
ファレンス波の位相をインバータリファレンス波より前
出しすることは、中間段コンデンサやフィルタにより生
じる昇圧コンバータによる成形波形とインバータによる
成形波形との位相差を補正し、両者の接続を滑らかにす
るように機能する。
ファレンス波の位相をインバータリファレンス波の位相
よりも進ませる量を出力電流に対応して決め、出力電流
の歪の電流値依存性を排除する。出力電流の大きさは出
力電流モニタの出力を利用することができる。
ンバータは、系統電圧の絶対値に1以下の係数をかけた
値と入力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記系統電圧
の絶対値より小さいときに昇圧動作を開始する。
数を出力電流の大きさに対応して適切な値に設定する。
ータ装置の実施例1について図面を参照しながら説明す
る。本実施例は請求項1に係わる。
ある。なお、従来例と同じ構成要素には同一番号を付与
して詳細な説明を省略する。本実施例が従来例と異なる
点は、昇圧電流モニタ17と、昇圧リファレンス波生成
手段18と、第2の三角波生成手段19とを備えたこと
にある。
図1において、系統連系インバータは、入力電源1を入
力として系統7に50Hzまたは60Hzの商用周波数
で交流電力を供給している。系統連系インバータは、入
力電圧Vinを系統電圧VACの絶対値より高い電圧に昇圧
する昇圧コンバータ2と、昇圧コンバータ2の出力電流
を監視する昇圧電流モニタ17と、昇圧された電圧の高
周波成分を除去する数百μF程度以下の中間段コンデン
サ3と、出力電流IO が正弦波になるように波形成形す
るインバータ4と、インバータ4の出力から高調波およ
び高周波ノイズを除去するフィルタ5と、制御手段6と
を備え、系統7に接続されている。
する平滑コンデンサ2aと、エネルギー蓄積用の直流リ
アクトル2bと、昇圧用スイッチング素子2cと、昇圧
用ダイオード2dとで構成され、昇圧用スイッチング素
子2cは昇圧用スイッチング素子駆動回路10で駆動さ
れる。このとき、昇圧電流モニタ17は、昇圧コンバー
タ2の出力電流が所定の正弦2乗波の波形と大きさとに
なるように監視しており、監視結果を昇圧リファレンス
波生成手段18に帰還している。昇圧リファレンス波生
成手段18は、上記監視結果を反映した昇圧リファレン
ス波を生成して出力する。昇圧電圧制御手段9は、昇圧
リファレンス波生成手段18から出力される昇圧リファ
レンス波と第2の三角波生成手段19の三角波とを比較
して昇圧用スイッチング素子2cのゲート信号を生成
し、昇圧用スイッチング素子駆動回路10は、前記ゲー
ト信号により昇圧用スイッチング素子2cにおけるトラ
ンジスタQF を高周波スイッチングさせる。上記ゲート
信号のオン時間は、昇圧コンバータ2の出力電流の波形
と大きさとを制御している。
グ素子Q1 〜Q4 を4石使用してフルブリッジに構成さ
れている。出力電流モニタ12は、出力電流IO が所定
の電流になるようにインバータリファレンス波生成手段
13が生成するインバータリファレンス波を制御してお
り、インバータ制御手段15は、そのインバータリファ
レンス波と第1の三角波生成手段14の三角波とを比較
することによりインバータ用スイッチング素子Q1 〜Q
4 を駆動するゲート信号を生成し、インバータ用スイッ
チング素子駆動回路16は前記ゲート信号を用いてイン
バータ用スイッチング素子Q1〜Q4 を駆動する。この
とき、昇圧リファレンス波およびインバータリファレン
ス波は、いずれも系統電圧検知手段11により検出され
る系統電圧VACと同期して出力される。
る。図において、(a)は系統電圧V ACの絶対値、
(b)はインバータ用スイッチング素子Q1 のゲート信
号、(c)はインバータ用スイッチング素子Q2 のゲー
ト信号、(d)はインバータ用スイッチング素子Q3 の
ゲート信号、(e)はインバータ用スイッチング素子Q
4 のゲート信号、(f)は太陽電池電圧、すなわち入力
電圧Vinおよび系統電圧VACの絶対値を示す。
段電圧VM は、系統7に電力を注入するために系統電圧
VACの絶対値より少なくとも数十V程度は高くなければ
ならないため、たとえば入力電圧VinがDC200Vで
系統電圧VACがAC200Vの場合、系統電圧VACの絶
対値のピークを中心に4〜5msの期間は昇圧し、それ
以外の系統電圧VACの絶対値が入力電圧Vinよりも十分
小さい期間では昇圧を行わない。
い良質な商用周波数の正弦波電流となるよう制御するこ
とが重要となる。そこで、太陽電池などの入力電源1の
入力電圧Vinが系統電圧VACの絶対値に比べて低くなる
ときには昇圧コンバータ2の出力電流が正弦2乗波とな
るように波形成形を行うとともに、インバータ4は系統
電圧VACまたは出力電流IOの極性指令に対応して交互
に駆動し、入力電圧Vi nが系統電圧VACの絶対値に比べ
て高い場合には昇圧コンバータ2の昇圧用スイッチング
素子2cのスイッチングを停止するとともに、インバー
タ4の出力電流IO が正弦波となるようにフルブリッジ
構成のインバータ用スイッチング素子Q1 〜Q4 を高周
波スイッチングさせることにより波形成形を行い、商用
周波数の交流電流を出力する。
形図である。昇圧リファレンス波生成手段18から出力
された正弦2乗波の昇圧リファレンス波は昇圧電流モニ
タ17の監視結果により大きさが制御され、図3に示し
たように、その昇圧リファレンス波と第2の三角波生成
手段19で生成される三角波とを比較することにより生
成されるゲート信号を用いて昇圧用スイッチング素子2
cのトランジスタQFが駆動される。このゲート信号の
パルス幅は、昇圧コンバータ2の出力電流の波形と大き
さとを制御している。
バータ2のスイッチングが系統7の1周期内で部分的に
しか行われないため、昇圧用スイッチング素子2cの損
失が格段に低減され、さらにインバータ4の入出力電位
差が低く抑えられるため、インバータ4のスイッチング
損失も低減することができるとともに、高調波電流歪み
の小さい電流波形を生成することができる。また、昇圧
用スイッチング素子2cおよびインバータ用スイッチン
グ素子Q1〜Q4 の損失低減によって冷却用のヒートシ
ンクの形状が小さくなるとともに、中間段コンデンサ3
の容量が従来の10分の1以下に小さくなることで、全
体形状も小さくできる。これにより効率向上と小形・軽
量化とともに安価な機器の実現が可能となる。さらに、
系統電圧VACと中間段電圧VMとの差を小さく維持でき
ることにより、小さい出力電流IOを正弦波で取り出す
ときには小電力まで絞ることが可能となるので、たとえ
ば、太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにお
いても低歪の出力を維持できる系統連系インバータ装置
を実現することができる。
バータ装置の実施例2について図面を参照しながら説明
する。本実施例は請求項2に係わる。
ある。なお、実施例1と同じ構成要素には同一番号を付
与して詳細な説明を省略する。本実施例が実施例1と異
なる点は、昇圧電流モニタに代えて、昇圧コンバータ2
にリアクトル電流モニタ20を備えたことにある。
昇圧コンバータ2は、入力電圧Vinを平滑する平滑コン
デンサ2aと、エネルギー蓄積用の直流リアクトル2b
と、昇圧用スイッチング素子2cと、昇圧用ダイオード
2dとを備えるとともにリアクトル電流モニタ20を備
えている。リアクトル電流モニタ20は、直流リアクト
ル2bの電流が所定の電流になるように監視しており、
監視結果を昇圧リファレンス波生成手段18に帰還して
おり、昇圧リファレンス波生成手段18は上記監視結果
を反映した昇圧リファレンス波を生成して出力する。昇
圧電圧制御手段9は、昇圧リファレンス波生成手段18
から出力される昇圧リファレンス波と第2の三角波生成
手段19の三角波とを比較して昇圧用スイッチング素子
2cのゲート信号を生成し、昇圧用スイッチング素子駆
動回路10は、前記ゲート信号により昇圧用スイッチン
グ素子2cを駆動制御する。その他の構成および動作は
実施例1と同様である。
における直流リアクトル2bのリアクトル電流を示す波
形図である。図5において、(a)は直流リアクトル2
bの電流、(b)はトランジスタQF のゲート信号を示
す。リアクトル電流モニタ20を用いると、図5に示し
たように、昇圧用スイッチング素子2cと昇圧用ダイオ
ード2dのスイッチング状態に依存して変化する電流を
連続的な電流として検出することができる。このような
に連続的な電流を制御することにより、瞬時制御が行い
易くなり、制御性、および安定性に優れた制御系を形成
することができる。
バータ2の制御にリアクトル電流モニタ20を用いるこ
とにより制御性、安定性に優れた系統連系インバータ装
置を提供することができる。
バータ装置の実施例3について図面を参照しながら説明
する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図4
と同様になり、図面を省略する。
しながら説明する。図6は本実施例の動作を示す波形図
である。図6において、(a)は系統電圧VACの絶対
値、(b)は入力電圧Vinである太陽電池電圧、(c)
はインバータリファレンス波、(d)は昇圧リファレン
ス波を示す。
場合は、インバータ4はインバータ用スイッチング素子
Q1 とインバータ用スイッチング素子Q4 、またはイン
バータ用スイッチング素子Q2 とインバータ用スイッチ
ング素子Q3 が高周波スイッチングせずに商用周波数で
交互にオンとなるため、昇圧コンバータ2の出力電流が
そのまま極性を切り替えられて出力電流IOとして現れ
ることになる。一方、昇圧コンバータ2が昇圧動作を行
っていない場合はインバータ4が高周波スイッチングを
行うことにより出力電流IOを正弦波に波形成形してい
る。ここで、昇圧コンバータ2の昇圧リファレンス波と
しては正弦2乗波が望ましく、またインバータ4のイン
バータリファレンス波としては正弦波が望ましく、かつ
両者は電流の大きさの連続関係と系統電圧VACとの同期
性とを維持する必要がある。そこで、昇圧コンバータ2
の昇圧リファレンス波を生成するために、(系統電圧V
ACの絶対値 × インバータリファレンス波の値)/(入
力電圧Vin)で導出される制御量を昇圧コンバータ2の
昇圧リファレンス波とすることにより、簡易に作り出す
ことができる。
り昇圧コンバータ2の昇圧リファレンス波をインバータ
4のインバータリファレンス波から容易に生成すること
ができ、回路構成の簡易化を図ることができる。
バータ装置の実施例4について図面を参照しながら説明
する。本実施例は請求項4に係わる。なお、本実施例の
構成をブロック図で示すと図4と同じになり、図面を省
略する。
しながら説明する。図7は本実施例の動作を示す波形図
である。図7において、(a)は系統電圧VACの絶対
値、(b)は入力電圧Vinである太陽電池電圧、(c)
はインバータリファレンス波、(d)は昇圧リファレン
ス波を示す。
力電圧Vinよりも高い場合の昇圧コンバータ2での昇圧
リファレンス波による波形成形と、系統電圧VACの絶対
値が入力電圧Vinよりも低い場合のインバータ4でのイ
ンバータリファレンス波による波形成形との間の遷移に
おいて、中間段コンデンサ3やフィルタ5などにより、
それぞれの間に位相差が生じることがある。これによる
出力電流IOの歪みを防止するために、図7(d)に示
したように、昇圧コンバータ2の昇圧リファレンス波で
ある正弦2乗波をインバータリファレンス波である正弦
波よりもΔtだけ前出しすることが有効な手段となる。
ァレンス波をインバータリファレンス波を前出しするこ
とにより、高調波電流歪みの少ない良質な波形の出力電
流I Oを出力できる系統連系インバータ装置を実現する
ことができる。
バータ装置の実施例5について図面を参照しながら説明
する。本実施例は請求項5に係わる。なお、本実施例の
構成をブロック図で示すと図4と同じになり、図面を省
略する。
しながら説明する。図8は本実施例における昇圧リファ
レンス波の前出し量を示す特性図である。
圧コンバータ2で生成される出力電流と、正弦波のイン
バータリファレンス波によりインバータ4で生成される
出力電流とのつなぎ目に係わる位相差は、出力電流IO
の値によって異なることになる。とくに、出力電流の値
が小さいほど位相差の影響が大きい。そこで、図8に示
したように、出力電力または出力電流IO により昇圧リ
ファレンス波、すなわち正弦2乗波の位相の前出し量を
変えることにより、低パワー時でも良質な出力電流を提
供することが可能となる。
IOの値により昇圧リファレンス波の前出し量を変える
ことにより、低パワー時でも高調波電流歪みの少ない良
質な電流波形にできる系統連系インバータ装置を提供す
ることができる。
バータ装置の実施例6について図面を参照しながら説明
する。本実施例は請求項6に係わる。なお、本実施例の
構成をブロック図で示すと図4と同じになり、図面を省
略する。
しながら説明する。図9は本実施例の動作を示す波形図
である。
ータ4による波形成形とを入力電圧Vinと系統電圧VAC
の絶対値の大きさにより切り替える場合、系統電圧VAC
の絶対値に1以下の係数を掛けて入力電圧Vinと比較す
ることにより、入力電圧Vinが系統電圧VACの絶対値よ
りもやや低いときから昇圧コンバータ2による波形成形
を行う。これは、昇圧コンバータ2の制御に切り替えら
れた直後に中間段コンデンサ3に十分な電荷が蓄積され
ていないために、すぐには昇圧動作が行われずに一旦は
波形が不安定な状態に陥ってしまう場合があり、この現
象を防ぐために切り替えタイミングを通常よりやや早く
する。なお、系統電圧VACの絶対値に掛ける係数として
は0.8〜0.95程度である。
で制御する部分とインバータ4で制御する部分を滑らか
に変化させることができ、高調波歪みの小さい出力電流
を生成することが可能になる。
バータ2による波形成形とインバータ4による波形成形
の切り替えを入力電圧Vinと系統電圧VACの絶対値の大
きさにより決める場合、系統電圧VACの絶対値に1以下
の係数を掛けて入力電圧Vinと比較し、前記系統電圧の
絶対値が入力電圧Vinより低いときから昇圧コンバータ
2による波形成形を行って、高調波歪みの小さい出力電
流を生成できる系統連系インバータ装置を提供すること
ができる。
バータ装置の実施例7について図面を参照しながら説明
する。なお、本実施例の構成をブロック図で示すと図4
と同じになり、図面を省略する。
しながら説明する。図10は本実施例における係数を示
す特性図である。
バータ4による波形成形とを切り替えるときに生じる波
形歪みは、出力電流IO により変化するが、本実施例で
は、系統電圧VACの絶対値に乗ずる係数を、出力電流I
Oにより変化させることにより、出力電流IOの違いによ
る波形のつなぎ目の違いを吸収することができ、高調波
歪みの小さい出力電流を生成することが可能になる。こ
こで、出力電流IOが大きいほど早めに昇圧動作に移る
必要があるため、出力電流が大きいほど系統電圧VACの
絶対値に乗する係数は小さい値となる。
バータ2による波形成形とインバータ4による波形成形
との切り替ええるときに、系統電圧VACの絶対値に乗ず
る係数を、出力電流IOの値により変化させることによ
り、出力電流IOの値の違いによる波形のつなぎ目の違
いを吸収することができ、高調波歪みの小さい出力電流
を生成できる系統連系インバータ装置を提供することが
できる。
トルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを
備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイ
ッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流
の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段
電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサ
と、フルブリッジに構成された4個のインバータ用スイ
ッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から
正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電
流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の
系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入
力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力す
る系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデ
ンサの容量を数百μF以下とするとともに、前記昇圧コ
ンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを備え、
前記入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前
記昇圧コンバータの出力電流が正弦2乗波となるように
前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングで波
形成形するとともに前記インバータは系統電圧または出
力電流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、そ
の他の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチ
ングを停止するとともに前記インバータは出力電流が正
弦波となるように前記インバータ用スイッチング素子の
高周波スイッチングで波形成形することにより、出力電
流の波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替
えて出力するようにした系統連系インバータ装置とする
ことにより、中間段コンデンサとして数百μF以下の、
たとえばフィルムコンデンサを用いることができるとと
もに、前記インバータの入力電圧である中間段電圧が出
力電流を流したときに系統電圧の絶対値に比べて低くな
る可能性が発生するときだけ系統電圧の1周期の中で部
分的に昇圧コンバータをスイッチングさせて系統電圧の
絶対値に対して数十V程度の電位差まで昇圧すること
で、インバータにおいける小電流部分におけるスイッチ
ング損失を低減できることにより、ヒートシンクなどを
小さくして小型・軽量の系統連系インバータ装置を実現
することができる。
ルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備
えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッ
チング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の
中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電
圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、
フルブリッジに構成された4個のインバータ用スイッチ
ング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦
波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流に
おける高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統
に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力し
た直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系
統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサ
の容量を数百μF以下とするとともに前記直流リアクト
ルの電流を監視するリアクトル電流モニタを備え、前記
入力電圧が系統電圧の絶対値より低い期間では、前記直
流リアクトルの電流が正弦2乗波となるように前記昇圧
用スイッチング素子の高周波スイッチングにより波形成
形するとともに前記インバータは系統電圧または出力電
流の極性指令に対応して交互に極性を切り換え、その他
の期間では、前記昇圧コンバータの高周波スイッチング
を停止するとともに前記インバータは出力電流が正弦波
となるように前記インバータ用スイッチング素子の高周
波スイッチングで波形成形することにより、出力電流の
波形成形を昇圧コンバータとインバータとで切り替えて
出力するようにした系統連系インバータ装置とすること
により、請求項1に係わる本発明と同様の効果を得ると
ともに、リアクトル電流を制御に用いることにより連続
電流を制御量として用いることができるため、より制御
性に優れた系統連系インバータ装置を提供することがで
きる。
タにおける波形成形のための昇圧リファレンス波を、
(系統電圧の絶対値 × インバータリファレンス波)/
(入力電圧)により、インバータにおける波形成形のた
めのインバータリファレンス波から導出するようにした
請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系イ
ンバータ装置とすることにより、昇圧リファレンス波を
演算によりインバータリファレンス波から系統電圧に同
期して生成することができる。
ンス波である正弦2乗波を、インバータリファレンス波
である正弦波よりも位相を進めて前出しするようにした
請求項1ないし請求項3のいずれかに係わる系統連系イ
ンバータ装置とすることにより、昇圧コンバータで成形
された電流波形とインバータで成形された電流波形との
つなぎ目をなくして、つなぎ目の不一致で生じる出力電
流の振動現象などが生じなくなり、高調波歪みの小さい
出力電流を供給することができる。
ンス波の前出し量を出力電流の大きさにより変化させる
ようにした請求項4に係わる系統連系インバータ装置と
することにより、昇圧コンバータで成形された電流波形
とインバータで成形された電流波形とのつなぎ目を出力
電流の大きさに対応して詳細に補正し、高調波歪みの小
さい出力電流を供給することができる。
タによる波形成形とインバータによる波形成形との切り
換えを系統電圧の絶対値と入力電圧との比較で行うと
き、前記系統電圧の絶対値に1以下の係数を掛けて入力
電圧と比較し、前記入力電圧が前記系統電圧の絶対値よ
り小さいタイミングから昇圧コンバータによる波形成形
を行うようにした請求項1ないし請求項5のいずれかに
係わる系統連系インバータ装置とすることにより、出力
電流を昇圧コンバータで制御する部分とインバータで制
御する部分とを滑らかに切り替えることができ、高調波
歪みの小さい出力電流を供給することができる。
対値に乗ずる係数を出力電流の大きさにより変化させる
ようにした請求項6に係わる系統連系インバータ装置と
することにより、出力電流の大きさに関係なく高調波歪
の小さい出力電流を供給することができる。
構成を示すブロック図
示す波形図
構成を示すブロック図
波形図
動作を示す波形図
動作を示す波形図
おける昇圧リファレンス波の前出し量を示す特性図
動作を示す波形図
における係数を示す特性図
ブロック図
図
Claims (7)
- 【請求項1】 直流リアクトルと昇圧用スイッチング素
子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの
入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッ
チングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧
コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除
去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された
4個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングに
より前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するイ
ンバータと、前記交流電流における高周波成分を除去
し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを
備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に
変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置に
おいて、前記中間段コンデンサの容量を数百μF以下と
するとともに、前記昇圧コンバータの出力電流を監視す
る昇圧電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶
対値より低い期間では、前記昇圧コンバータの出力電流
が正弦2乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子
の高周波スイッチングで波形成形するとともに前記イン
バータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して
交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コ
ンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記
インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバ
ータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成
形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバー
タとインバータとで切り替えて出力するようにした系統
連系インバータ装置。 - 【請求項2】 直流リアクトルと昇圧用スイッチング素
子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの
入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッ
チングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧
コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除
去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された
4個のインバータ用スイッチング素子のスイッチングに
より前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するイ
ンバータと、前記交流電流における高周波成分を除去
し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを
備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に
変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置に
おいて、前記中間段コンデンサの容量を数百μF以下と
するとともに前記直流リアクトルの電流を監視するリア
クトル電流モニタを備え、前記入力電圧が系統電圧の絶
対値より低い期間では、前記直流リアクトルの電流が正
弦2乗波となるように前記昇圧用スイッチング素子の高
周波スイッチングにより波形成形するとともに前記イン
バータは系統電圧または出力電流の極性指令に対応して
交互に極性を切り換え、その他の期間では、前記昇圧コ
ンバータの高周波スイッチングを停止するとともに前記
インバータは出力電流が正弦波となるように前記インバ
ータ用スイッチング素子の高周波スイッチングで波形成
形することにより、出力電流の波形成形を昇圧コンバー
タとインバータとで切り替えて出力するようにした系統
連系インバータ装置。 - 【請求項3】 昇圧コンバータにおける波形成形のため
の昇圧リファレンス波を、(系統電圧の絶対値 × イン
バータリファレンス波)/(入力電圧)により、インバ
ータにおける波形成形のためのインバータリファレンス
波から導出するようにした請求項1または2に記載の系
統連系インバータ装置。 - 【請求項4】 昇圧リファレンス波である正弦2乗波
を、インバータリファレンス波である正弦波よりも位相
を進めて前出しするようにした請求項1から3のいずれ
か1項にに記載の系統連系インバータ装置。 - 【請求項5】 昇圧リファレンス波の前出し量を出力電
流の大きさにより変化させるようにした請求項4記載の
系統連系インバータ装置。 - 【請求項6】 昇圧コンバータによる波形成形とインバ
ータによる波形成形との切り換えを系統電圧の絶対値と
入力電圧との比較で行うとき、前記系統電圧の絶対値に
1以下の係数を掛けて入力電圧と比較し、前記入力電圧
が前記系統電圧の絶対値より小さいタイミングから昇圧
コンバータによる波形成形を行うようにした請求項1か
ら5のいずれか1項に記載の系統連系インバータ装置。 - 【請求項7】 系統電圧の絶対値に乗ずる係数を出力電
流の大きさにより変化させるようにした請求項6記載の
系統連系インバータ装置。
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