JP2016019367A - 電力変換装置及び三相交流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相交流系統へ系統連系する電力変換装置における、電力損失の低減を主な目的とする。
【解決手段】電力変換装置１Ｐは、三相交流系統３の中性点Ｎに対する各相に、リアクトル２２を介して交流電力を供給する変換装置１と、これを制御する制御部とを備えている。変換装置１は、直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路１０と、単相インバータ回路１１とを含む。制御部は、変換装置１について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは昇圧回路１０を昇圧動作させて電圧目標値の絶対値を生成するとともに単相インバータ回路１１は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは昇圧回路１０の昇圧動作を停止させるとともに単相インバータ回路１１を動作させて電圧目標値を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力から交流電力を生成し、三相交流系統との系統連系を行う三相交流電源装置及び、これに用いる電力変換装置に関する。

例えば太陽光発電パネルによって直流で発電した電力は、電力変換装置であるパワーコンディショナを介して商用の交流系統に、系統連系を行うことができる。系統連系は、単相交流系統の他、三相交流系統についても、可能である（例えば、特許文献１（図２）参照。）。

図２３は、直流電源から三相交流系統に系統連系する場合に用いられる電力変換装置の回路図の一例である。図において、電力変換装置２００は、直流電源としての太陽光発電パネル２０１から受けた直流電力に基づいて交流電力を生成し、三相交流系統２２０へ電力を供給する。電力変換装置２００は、コンデンサ２０２と、昇圧回路２０３と、ＤＣバス２０４の電圧を平滑化する平滑回路２０５と、三相インバータ回路２０７と、３組のＡＣリアクトル２０８〜２１０及びコンデンサ２１１〜２１３とを備えている。平滑回路２０５は、耐電圧性能確保のため２直列、容量確保のため６並列に、コンデンサ２０６を接続して成るものである。この平滑回路全体としての容量は、例えば数ｍＦである。

太陽光発電パネル２０１、コンデンサ２０２及び昇圧回路２０３は、この例では３系統設けられ、ＤＣバス２０４に対して並列に接続されている。例えば、１つの太陽光発電パネル２０１からの入力電圧がＤＣ２００Ｖ、電流３０Ａとすると、１系統で６ｋＷ、全体で１８ｋＷの電力を発電することができる。また、三相交流系統２２０の線間電圧は４００Ｖとする。

太陽光発電パネル２０１の出力に対して、昇圧回路２０３は、最適動作点を求めるＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御を行う。昇圧回路２０３の出力は、大容量の平滑回路２０５によって平滑化され、ＤＣバス２０４の電圧となる。この電圧を三相インバータ回路２０７でスイッチングすることにより、高周波成分を含んだ三相交流電圧が生成される。高周波成分はＡＣリアクトル２０８〜２１０及びコンデンサ２１１〜２１３により取り除かれ、三相交流系統２２０に系統連系可能な波形が得られる。

ここで、ＤＣバス２０４の電圧としては、交流４００Ｖ（実効値）の波高値以上が必要であり、４００×√２で約５６６Ｖであるが、若干の余裕を見て、６００Ｖとする。ＤＣバス２０４の電圧が６００Ｖである場合、三相インバータ回路２０７におけるスイッチング素子のターンオフ時に、浮遊インダクタンスとスイッチング素子の容量とによる共振によって６００Ｖを大きく超える電圧がスイッチング素子に印加される。そのため、スイッチング素子の絶縁破壊を確実に防止するには例えば、ＤＣバスの電圧の２倍の１２００Ｖの耐電圧性能が必要となる。また、平滑回路２０５にも１２００Ｖの耐電圧性能が必要であり、図２３の構成では各コンデンサに６００Ｖの耐電圧性能が必要となる。

特開２０１２−１３７８３０号公報

上記のような従来の電力変換装置においては、変換効率のさらなる改善が求められる。変換効率を改善するには、スイッチング損失を低減することが効果的である。一般に、ＤＣバスの電圧が高いほど、スイッチング損失その他が大きくなる。従って、ＤＣバスの電圧をいかにして下げるかが課題となる。また、電圧を下げること以外でもスイッチング損失その他の電力損失を低減したい。

かかる課題に鑑み、本発明は、三相交流系統への系統連系に使用される電力変換装置において変換に伴う電力損失を低減することを主な目的とする。

本発明は、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して三相交流系統に供給する電力変換装置であって、前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成するものである。

また、本発明は、三相交流系統に接続される三相交流電源装置であって、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源と、前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成するものである。

本発明の電力変換装置及び三相交流電源装置によれば、変換に伴う電力損失を低減することができる。

三相交流系統に接続される三相交流電源装置を示す回路図である。 図１における１つの変換装置の内部回路を、より詳細に示す図である。 制御部のブロック図である。 直流入力電圧検出値、及び昇圧回路電流検出値の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、直流入力電圧検出値を平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 昇圧回路及び単相インバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 （ａ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部がフィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 インバータ出力電圧指令値の一例を示す図である。 （ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路用参照波とを比較したグラフであり、（ｂ）は、昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ回路用参照波とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例とともに、変換装置が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。 （ａ）は、単相インバータ回路から出力された交流電圧、系統相電源、及びＡＣリアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、ＡＣリアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 変換装置における出力波形（第１例）の指令値の作り方を示すグラフである。 変換装置における出力波形（第２例）の指令値の作り方を示すグラフである。 出力すべき交流の電圧目標値が図１４に示す波形である場合の、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図（横書き）である。 出力すべき交流の電圧目標値が図１４に示す波形である場合の、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図（縦書き）である。 （ａ）は、電力変換装置から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流系統に対するＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。 出力すべき交流の電圧目標値が図１５に示す波形である場合の、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図（横書き）である。 出力すべき交流の電圧目標値が図１５に示す波形である場合の、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図（縦書き）である。 （ａ）は、電力変換装置から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流系統３に対するＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。 集光型太陽光発電パネルを用いた三相交流電源装置を示す、概略の接続図である。 直流電源から三相交流系統に系統連系する場合に用いられる従来の電力変換装置の回路図の一例である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して三相交流系統に供給する電力変換装置であって、前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成するものである。

上記のように構成された電力変換装置では、変換装置（第１，第２，第３）が相ごとに設けられ、相電圧を出力するので、三相交流系統における系統電圧の（１／√３）が変換装置の出力すべき電圧Ｖ_ＡＣ（実効値）となる。また、各変換装置においては以下の動作となる。
（ｉ）電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るとき：
昇圧回路：動作状態、
単相インバータ回路：高周波スイッチングは停止し、必要な極性反転のみを行う状態
（ｉｉ）電圧目標値の瞬時値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るとき：
昇圧回路：停止状態（図２のＱａがオン、Ｑｂがオフ）、
単相インバータ回路：動作状態

すなわち、昇圧回路と単相インバータ回路とは、高周波スイッチングに関しては交互に動作し、一方が高周波スイッチング動作しているときは、他方は高周波スイッチングを停止している。この場合、ＤＣバスの電圧のピーク値Ｖ_Ｂは、電圧Ｖ_ＡＣの波高値であれば足り、Ｖ_Ｂ＝√２・Ｖ_ＡＣ、となる。
この結果、系統電圧（線間電圧）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスの電圧が低減される。また、３次高調波の重畳による波高値の低減効果により、さらにＤＣバスの電圧が低減される。

ＤＣバスの電圧低減は、以下の利点をもたらす。
（ａ）スイッチング素子のスイッチング損失が低下する。
（ｂ）リアクトル（直流・交流（第１，第２，第３））の鉄損が小さくなる。
（ｃ）ＤＣバスに接続されるスイッチング素子及び平滑用のコンデンサは、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。

また、上記（ｉ）、（ｉｉ）交互の運転動作は、以下の利点をもたらす。
（ｄ）全体としてスイッチング素子のスイッチングの回数が低減され、その分、スイッチング損失が大幅に低減される。
（ｅ）リアクトル（直流・交流）の鉄損が小さくなる。
（ｆ）上記コンデンサは、系統周波数の３倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなり、従って、低容量のコンデンサを使用することができる。

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記直流電力の入力電力値及び前記三相交流系統の各相の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値を求めて前記単相インバータ回路を制御するとともに、前記単相インバータ回路と共通の電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記直流入力電圧値に基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めて前記昇圧回路を制御することにより、前記交流電力の出力を制御することが好ましい。

上記（２）の場合、電力変換装置は、常に、単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づいた出力を各リアクトルに対して提供することができる。制御部は、三相交流系統の電圧値に直接依存するのではなく電力変換装置側で目標値を定め、これに基づいて昇圧回路及び単相インバータ回路に所望の動作をさせることができる。従って、制御部は、三相交流系統の相電圧の電圧位相よりも数度進相した電圧位相とされた交流電力を各変換装置に出力させるように制御することができる。
つまり、各変換装置が出力する交流電力の電圧位相を三相交流系統の電圧位相よりも、それぞれ数度進相させるので、各リアクトル（第１，第２，第３）の両端電圧の位相を、三相交流系統の電圧位相に対してほぼ９０度進んだ位相とすることができる。各リアクトルの電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延するので、各リアクトルを通して出力される交流電力の電流位相は、三相交流系統の相電圧の位相に対してほぼ同期することとなる。
この結果、三相交流系統の各相電圧に対して電流位相がほぼ同位相の交流電力を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

なお、前記（２）の電力変換装置は、例えば、以下の（３）〜（１０）に列記する具体的な態様を有し得る。

（３）例えば前記（２）の電力変換装置において、前記昇圧回路と前記単相インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めるようにしてもよい。
この場合、単相インバータ回路の電力目標値のほか、無効電力を考慮して、より正確に昇圧回路の電流目標値を定めることができる。

（４）また、前記（２）の電力変換装置において、前記昇圧回路と前記単相インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び当該電力変換装置における電力損失を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めるようにしてもよい。
この場合、インバータ回路の電力目標値のほか、無効電力を考慮及び電力損失を考慮して、より厳密に昇圧回路の電流目標値を定めることができる。

（５）また、前記（２）の電力変換装置において例えば、前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルの各々の後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
前記出力電流目標値をＩａ＊、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記出力平滑コンデンサの静電容量をＣａ、
前記三相交流系統の各相の電圧値をＶａ、
前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
であり、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）
である。
この場合、出力平滑コンデンサに流れる電流を考慮して単相インバータ回路の電流目標値及び昇圧回路の電流目標値を定めることができる。

（６）また、前記（２）の電力変換装置において例えば、前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルの各々の後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
前記出力電流目標値をＩａ＊、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記三相交流系統の各相の電圧値をＶａ、
前記直流入力電圧値をＶｇ、
前記出力平滑コンデンサに流れる電流をＩｃａ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
であり、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ
である。
この場合、出力平滑コンデンサに流れる電流を考慮して単相インバータ回路の電流目標値及び昇圧回路の電流目標値を定めることができる。

（７）また、前記（３）の電力変換装置において例えば、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
である。

（８）また、前記（３）の電力変換装置において例えば、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
前記直流入力電圧値をＶｇ、
前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
である。

（９）また、前記（４）の電力変換装置において例えば、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
前記直流入力電圧値をＶｇ、
当該電力変換装置の電力損失をＰ_ＬＯＳＳ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
である。

（１０）また、前記（４）の電力変換装置において例えば、
前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
前記直流入力電圧値をＶｇ、
前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、
当該電力変換装置の電力損失をＰ_ＬＯＳＳ、とするとき、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
である。

（１１）また、前記（５）〜（１０）のいずれかの電力変換装置において、前記制御部は、前記昇圧回路の電圧目標値として、前記単相インバータ回路の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ（ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
により求めることもできる。ここで、Ｌａは前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルに共通のインダクタンスである。
この場合、昇圧回路及び単相インバータ回路は、共に制御部が設定した電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、各変換装置から出力される交流電流に位相ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

（１２）また、前記（１）〜（１１）のいずれかの電力変換装置において、前記三相交流系統から受電し、直流電力を前記第１直流電源、前記第２直流電源及び前記第３直流電源に出力することも可能である。すなわち、単相インバータ回路の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）と電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）との間で互いに位相を１８０度ずらすと、同じ電流目標値（Ｉｉｎ＊）の制御で三相交流系統から各直流電源への逆方向の出力も可能である。

（１３）一方、これは、三相交流系統に接続される三相交流電源装置であって、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源と、前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成するものである。

上記の三相交流電源装置は、（１）の電力変換装置と同じ作用効果を奏する。

（１４）また、（１３）の三相交流電源装置において、前記第１直流電源、前記第２直流電源及び前記第３直流電源は、それぞれ、太陽を追尾するように動作する集光型太陽光発電パネルであってもよい。
この場合、電力損失を抑制しながら、日中は、比較的安定した高出力の発電を行うことができる。

［実施形態の詳細］
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

《三相交流電源装置としての構成》
図１は、三相交流系統３に接続される三相交流電源装置１００を示す回路図である。三相交流電源装置１００は、電力変換装置１Ｐと、直流電源（第１直流電源、第２直流電源、第３直流電源）として例えば３組の太陽光発電パネル２とを備えている。３組の太陽光発電パネル２は、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した関係にある。

電力変換装置１Ｐは、三相交流の各相に対応して設けられた３組の変換装置（第１相変換装置、第２相変換装置、第３相変換装置）１によって構成されている。変換装置１は、太陽光発電パネル２から入力される直流電力を交流電力に変換して、三相交流系統３に供給する。また、３組の変換装置１は、三相交流系統３の中性点Ｎに対する各相３ｐ（第１相ｕ、第２相ｖ、第３相ｗ）に、それぞれ相電圧で、交流電力を供給する。

三相交流系統３の線間電圧を４００Ｖとすると、相電圧は約２３１Ｖ（４００Ｖ／√３）である。この相電圧を出力する各変換装置１には、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧として、約３２７Ｖ（（４００Ｖ／√３）×√２）が必要となる。これは、三相交流系統３の線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧が低減（５６６Ｖ→３２７Ｖ）されることを意味する。従って、スイッチング素子その他の電子デバイスの耐電圧性能は、１２００Ｖも必要ではなくなり、６００Ｖ程度で足りる。

《変換装置》
図２は、図１における１つの変換装置１の内部回路を、より詳細に示す図である。図において、変換装置１の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル２が接続され、出力端には、系統相電源３ｐ（三相交流の相電圧）が接続されている。この変換装置１は、太陽光発電パネル２が発電する直流電力を交流電力に変換し、系統相電源３ｐに出力する系統連系運転を行う。
変換装置１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力が与えられる昇圧回路１０と、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換して系統相電源３ｐに出力する単相インバータ回路１１とを備えている。昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１は、制御部１２により制御される。制御部１２は、３組の変換装置１のいずれをも制御することができる。

昇圧回路１０は、ＤＣリアクトル１５と、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂとを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。

第１電圧センサ１７は、太陽光発電パネル２が出力し、昇圧回路１０に入力される直流電力の直流入力電圧検出値Ｖｇ（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、ＤＣリアクトル１５に流れる電流である昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ（直流入力電流値）を検出し、制御部１２に出力する。なお、直流入力電流検出値Ｉｇを検出するために、コンデンサ２６の前段に、さらに電流センサを設けてもよい。
制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎを演算し、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。

また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、昇圧動作中には高周波のＰＷＭ制御により、交互にオンになる。昇圧動作を停止しているときは、スイッチング素子Ｑａがオンで、Ｑｂがオフとする。さらに、昇圧回路１０が動作しているか停止しているかという観点で見ると、後述するように、単相インバータ回路１１との間で高周波スイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、昇圧回路１０は、スイッチング動作を行っている期間は、昇圧された電圧で電力を単相インバータ回路１１に出力し、スイッチング動作を停止している期間は、太陽光発電パネル２が出力して昇圧回路１０に入力される直流電力の電圧を昇圧することなく単相インバータ回路１１に出力する。

昇圧回路１０と、単相インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９（平滑コンデンサ）が接続されている。
単相インバータ回路１１は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、単相インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を交流電力に変換する。

変換装置１は、単相インバータ回路１１と、系統相電源３ｐとの間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、ＡＣリアクトル２２と、ＡＣリアクトル２２の後段に設けられたコンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、単相インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、系統相電源３ｐに与えられる。

このように、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を、フィルタ回路２１を介して系統相電源３ｐへ出力する。

また、フィルタ回路２１には、単相インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（ＡＣリアクトル２２に流れる電流）を検出するための第２電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、系統相電源３ｐとの間には、系統相電源３ｐ側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第２電圧センサ２５が接続されている。

第２電流センサ２４及び第２電圧センサ２５は、検出した系統電圧検出値Ｖａ（交流系統の電圧値）及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖを制御部１２に出力する。なお、第２電流センサ２４は、図のように、コンデンサ２３の前段でもよいが、コンデンサ２３の後段に設けてもよい。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎに基づいて、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１を制御する。

前述のように、図１の回路構成によれば、系統電圧（線間電圧）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧が低減される。ＤＣバスＬ_Ｂの電圧低減により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａのスイッチング損失が低下する。また、変換装置１内のリアクトル（ＤＣリアクトル１５，ＡＣリアクトル２２）の鉄損が小さくなる。さらに、ＤＣバスＬ_Ｂに接続されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂ及び平滑用のコンデンサ１９は、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。

（波形の第１例）
図１４は、変換装置１における出力波形（第１例）の指令値の作り方を示すグラフである。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。指令値の波形は、（ａ）に示す波高値３２７Ｖで商用周波数（５０Ｈｚ、０．０２秒／１周期）の正弦波を基本波とすると、これに、その３倍の周波数を持つ３次高調波を重畳させて得られる。３次高調波の振幅は、例えば、基本波の振幅の１０％である。２つの波形を重ねると、（ｂ）に示すような３次高調波を含む交流波形が得られる。この交流波形は、その波形のため、ピーク値（波高値）が（ａ）の基本波より下がり、３２７×√３／２＝２８３［Ｖ］となる。すなわち、３次高調波の重畳による波高値の低減効果により、さらにＤＣバスの電圧が低減される。このような交流波形を、変換装置１が出力すべき交流の電圧目標値とすることができる。

（波形の第２例）
また、図１５は、変換装置１における出力波形（第２例）の指令値の作り方を示すグラフである。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。指令値の波形は、（ａ）に示す波高値３２７Ｖで商用周波数（５０Ｈｚ、０．０２秒／１周期）の正弦波を基本波とすると、これに、その３倍の周波数を持つ３次高調波を重畳させて得られる。３次高調波の振幅は、例えば、基本波の振幅の２０％である。２つの波形を重ねると、（ｂ）に示すような３次高調波を含む交流波形が得られる。この交流波形は、その波形のため、ピーク値（波高値）が（ａ）の基本波より下がり、３２７×√３／２＝２８３［Ｖ］となる。すなわち、３次高調波の重畳による波高値の低減効果により、さらにＤＣバスの電圧が低減される。このような交流波形を、変換装置１が出力すべき交流の電圧目標値とすることができる。

《電力変換装置における最小変調方式》
（波形の第１例）
次に、図１６及び図１７は、出力すべき交流の電圧目標値が図１４に示す波形である場合の、変換装置１の動作の特徴を簡略に示す波形図である。図１６，図１７は互いに同じ内容を示しているが、図１６は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図１７は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図１６の上段及び図１７の左欄はそれぞれ、比較のために、最小変調方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図１６の下段及び図１７の右欄はそれぞれ、最小変調方式の変換装置１（図２）の動作を示す波形図である。

まず、図１６の上段（又は図１７の左欄）において、従来の変換装置では、直流入力Ｖ_ＤＣに対する昇圧回路の出力（図２で言えば、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ及びＤＣリアクトル１５の相互接続点に現れる電圧）は、Ｖ_ＤＣよりも高い値の等間隔のパルス列状である。なお、図は便宜上、細い縦縞でパルス列を表している（以下同様。）。この出力は平滑化され、ＤＣバスＬ_Ｂに、電圧Ｖ_Ｂとして現れる。これに対して単相インバータ回路は、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、フィルタ回路による平滑を経て、交流出力としての正弦波の交流電圧Ｖ_ＡＣが得られる。

次に、図１６の下段の最小変調方式では、交流波形の電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流入力Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、図２の昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とが動作する。すなわち、電圧目標値の絶対値においてＶ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０は停止し（図中の「ＳＴ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０が、電圧目標値の絶対値を出力するように昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。昇圧回路１０の出力はコンデンサ１９（図２）により高周波成分が平滑化され、ＤＣバスＬ_Ｂに、図示の電圧Ｖ_Ｂとして現れる。

これに対して単相インバータ回路１１は、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流入力Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、Ｖ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときの単相インバータ回路１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、Ｑ２，Ｑ３がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、Ｑ２，Ｑ３がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。単相インバータ回路１１の出力はフィルタ回路２１により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図１７の右欄に示すように、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、昇圧回路１０が昇圧の動作をしているときは、単相インバータ回路１１は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、単相インバータ回路１１が高周波スイッチング動作するときは、昇圧回路１０は停止して、電路Ｌ_ｉｎ（図２）の電圧を素通りさせている。

上記のような、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１との交互の高周波スイッチング動作を行うことにより、全体としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂのスイッチングの回数が低減され、その分、スイッチング損失が大幅に低減される。なお、高周波スイッチングの周波数は例えば２０ｋＨｚであるのに対して、単相インバータ回路１１における極性反転のスイッチングは商用周波数の２倍の、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚである。すなわち、極性反転の周波数は高周波スイッチングの周波数に比べると非常に小さく、従って、スイッチング損失も少ない。

また、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１との交互の高周波スイッチング動作を行うことにより、リアクトル（ＤＣリアクトル１５、ＡＣリアクトル２２）の鉄損が小さくなる。
また、３次高調波の重畳による波高値の低減効果（３２７Ｖ→２８３Ｖ）により、さらにＤＣバスの電圧が低減されている。このことが、スイッチング損失の低減及びリアクトルの鉄損の低減にさらに寄与する。
また、コンデンサ１９は、スイッチングの高周波を平滑化する程度で足りるため、系統周波数の３倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなる。従って、低容量（例えば１０μＦや２２μＦ）のコンデンサを使用することができる。

図１８の（ａ）は、電力変換装置１Ｐから出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流系統３に対するＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。
制御部３は、各相の変換装置１を、これらが出力する交流波形の位相が相互に（２／３）πずれるように制御する。相電圧に３次高調波が含まれていても、線間電圧では３次高調波が打ち消され、通常の正弦波の相電圧の場合と同様に、位相が相互に（２／３）πずれた波高値５６６Ｖ（＝４００×√２＝２８３×２）の３相の線間電圧が得られる。

（波形の第２例）
同様に、図１９及び図２０は、出力すべき交流の電圧目標値が図１５に示す波形である場合の、変換装置１の動作の特徴を簡略に示す波形図である。図１９，図２０は互いに同じ内容を示しているが、図１９は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図２０は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図１９の上段及び図２０の左欄はそれぞれ、比較のために、最小変調方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図１９の下段及び図２０の右欄はそれぞれ、最小変調方式の変換装置１（図２）の動作を示す波形図である。
図１９の上段又は図２０の左欄における従来の変換装置の動作は、図１６，図１７に関して既に説明したとおりであり、ここでは説明を省略する。

図１９の下段の最小変調方式では、交流波形の電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流入力Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、図２の昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とが動作する。すなわち、電圧目標値の絶対値においてＶ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０は停止し（図中の「ＳＴ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路１０が、電圧目標値の絶対値を出力するように昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。昇圧回路１０の出力はコンデンサ１９（図２）により高周波成分が平滑化され、ＤＣバスＬ_Ｂに、図示の電圧Ｖ_Ｂとして現れる。

これに対して単相インバータ回路１１は、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流入力Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、Ｖ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときの単相インバータ回路１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、Ｑ２，Ｑ３がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、Ｑ２，Ｑ３がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。単相インバータ回路１１の出力はフィルタ回路２１により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図２０の右欄に示すように、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、昇圧回路１０が昇圧の動作をしているときは、単相インバータ回路１１は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、単相インバータ回路１１が高周波スイッチング動作するときは、昇圧回路１０は停止して、電路Ｌ_ｉｎ（図２）の電圧を素通りさせている。

上記のような、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１との交互の高周波スイッチング動作を行うことにより、全体としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂのスイッチングの回数が低減され、その分、スイッチング損失が大幅に低減される。なお、高周波スイッチングの周波数は例えば２０ｋＨｚであるのに対して、単相インバータ回路１１における極性反転のスイッチングは商用周波数の２倍の、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚである。すなわち、極性反転の周波数は高周波スイッチングの周波数に比べると非常に小さく、従って、スイッチング損失も少ない。

また、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１との交互の高周波スイッチング動作を行うことにより、リアクトル（ＤＣリアクトル１５、ＡＣリアクトル２２）の鉄損が小さくなる。
また、３次高調波の重畳による波高値の低減効果（３２７Ｖ→２８３Ｖ）により、さらにＤＣバスの電圧が低減されている。このことが、スイッチング損失の低減及びリアクトルの鉄損の低減にさらに寄与する。
また、コンデンサ１９は、スイッチングの高周波を平滑化する程度で足りるため、系統周波数の３倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなる。従って、低容量（例えば１０μＦや２２μＦ）のコンデンサを使用することができる。

図２１の（ａ）は、電力変換装置１Ｐから出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流系統３に対するＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。
制御部３は、各相の変換装置１を、これらが出力する交流波形の位相が相互に（２／３）πずれるように制御する。相電圧に３次高調波が含まれていても、線間電圧では３次高調波が打ち消され、通常の正弦波の相電圧の場合と同様に、位相が相互に（２／３）πずれた波高値５６６Ｖ（＝４００×√２＝２８３×２）の３相の線間電圧が得られる。

（まとめ）
以上のように、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とは、高周波スイッチングに関しては交互に動作し、一方が高周波スイッチング動作しているときは、他方は高周波スイッチングを停止している。この場合、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧のピーク値Ｖ_Ｂは、電圧Ｖ_ＡＣの波高値であれば足り、Ｖ_Ｂ＝√２・Ｖ_ＡＣ、となる。
この結果、系統電圧（線間電圧）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬ_Ｂの電圧が低減される。また、３次高調波の重畳による波高値の低減効果により、さらにＤＣバスＬ_Ｂの電圧が低減される。

ＤＣバスＬ_Ｂの電圧低減により、以下の利点が生じる。まず、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂ）のスイッチング損失が低下する。また、リアクトル（ＤＣリアクトル１５，ＡＣリアクトル２２）の鉄損が小さくなる。さらに、ＤＣバスＬ_Ｂに接続されるスイッチング素子及び平滑用のコンデンサ１９は、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。

また、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１との、交互の高周波スイッチング動作により、全体としてスイッチング素子のスイッチングの回数が低減され、その分、スイッチング損失が大幅に低減される。また、リアクトル（ＤＣリアクトル１５，ＡＣリアクトル２２）の鉄損が小さくなる。さらに、コンデンサ１９は、系統周波数の３倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなり、従って、低容量のコンデンサを使用することができる。

《電力変換装置の系統連系》
以下、電力変換装置１Ｐの系統連系について詳細に説明する。
系統連系を行うためには、各相の変換装置１が、力率１の状態で三相交流系統３へ電力を送り込むように、出力する電流位相を制御する必要がある。すなわち、系統相電源３ｐの電圧位相と一致する電圧を出力するだけでなく、系統相電源３ｐの電圧位相と、対応する変換装置１の出力する電流位相とが、互いに一致する必要がある。

〔１．１ 制御部について〕
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御し、前記指令値に応じた電流の電力を昇圧回路１０に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる指令値及び検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記指令値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。

制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎから入力電力Ｐｉｎ及びその平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。
制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊（後に説明する）を設定して太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行うとともに、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。
平均化処理部３４は、第１電圧センサ１７及び第１電流センサ１８から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを制御処理部３０に与える機能を有している。

図４は、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、直流入力電流検出値Ｉｇは、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。
図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電流検出値Ｉｇは、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。

図４に示すように、直流入力電圧検出値Ｖｇ、及び直流入力電流検出値Ｉｇが周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、昇圧回路１０、及び単相インバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、直流入力電流検出値Ｉｇは、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
このため、直流入力電圧検出値Ｖｇに生じる周期的な変動は、変換装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。
平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを平均化する。

図５は、平均化処理部３４が行う、直流入力電圧検出値Ｖｇを平均化する際の態様を示す図である。
平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇについて複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を求める。

ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを系統相電源３ｐの周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、系統相電源３ｐの１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、系統相電源３ｐの周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、系統相電源３ｐの周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。

なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第２電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して系統相電源３ｐの周期に基づいて期間Ｌを設定することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを系統相電源３ｐの周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、系統相電源３ｐの１／２周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Ｖｇは、上述のように、昇圧回路１０、および単相インバータ回路１１の動作によって、系統相電源３ｐの周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、系統相電源３ｐの１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを系統相電源３ｐの１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。

上述したように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎも、直流入力電圧検出値Ｖｇと同様、系統相電源３ｐの１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した直流入力電圧検出値Ｖｇと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値も求める。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。
平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値を制御処理部３０に与える。

本例では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇの平均値（直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉）及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎの平均値（昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉）を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１を制御するので、太陽光発電パネル２による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、太陽光発電パネル２からの出力を、変換装置１の動作による変動成分を取り除いた直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、太陽光発電パネル２の発電効率が低下するのを効果的に抑制することができる。

また、上述したように、変換装置１の動作によって、太陽光発電パネル２が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ）に変動が生じる場合、その変動周期は、単相インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（系統相電源３ｐの１／２周期）と一致する。
この点、本例では、系統相電源３ｐの周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎのそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉を精度よく求めることができる。

制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉に基づいて、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定し、この設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊や、上記値に基づいて、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１それぞれに対する指令値を求める。
制御処理部３０は、求めた指令値を昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３に与え、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

図６は、制御処理部３０による昇圧回路１０、及び単相インバータ回路１１のフィードバック制御を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、単相インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部４１、第１加算器４２、補償器４３、及び第２加算器４４を有している。
また、制御処理部３０は、昇圧回路１０の制御を行うための機能部として、第２演算部５１、第３加算器５２、補償器５３、及び第４加算器５４を有している。

図７は、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１の制御処理を説明する。

まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）

なお、式（１）中、Ｉｉｎは昇圧回路電流検出値、Ｖｇは直流入力電圧検出値（直流入力電圧値）であり、平均化処理部３４によって平均化された値である直流入力電圧平均値〈Ｖｇ〉及び昇圧回路電流平均値〈Ｉｉｎ〉が用いられる。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。

制御処理部３０は、設定した直流入力電流指令値Ｉｇ＊を、第１演算部４１に与える。
第１演算部４１には、直流入力電流指令値Ｉｇ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。
第１演算部４１は、下記式（２）に基づいて、変換装置１としての出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
出力電流指令値の平均値〈Ｉａ＊〉＝〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）

さらに、第１演算部４１は、下記式（３）に基づいて、出力電流指令値Ｉａ＊（出力電流目標値）を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部４１は、出力電流指令値Ｉａ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
出力電流指令値Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）

以上のように、第１演算部４１は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉（直流電力の入力電力値）及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流指令値Ｉａ＊を求める。
次いで、第１演算部４１は、下記式（４）に示すように、単相インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊（単相インバータ回路の電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓ ＣａＶａ ・・・（４）

ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３（出力平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（４ａ）
となる。また、コンデンサ２３に流れる電流を検出してこれをＩｃａとすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ ・・・（４ｂ）
となる。
式（４），（４ａ），４（ｂ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるように単相インバータ回路１１を制御する。

第１演算部４１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器４２に与える。
単相インバータ回路１１は、このインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。

第１加算器４２には、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器４２は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器４３に与える。

補償器４３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。補償器４３は、このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃をインバータ回路制御部３３に与えることで、単相インバータ回路１１に、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃に従った電圧Ｖｉｎｖで電力を出力させる。
単相インバータ回路１１が出力した電力は、第２加算器４４によって系統電圧検出値Ｖａで減算された上でＡＣリアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器４２によってインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて単相インバータ回路１１が制御される。

以上のようにして、単相インバータ回路１１は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。

一方、第２演算部５１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部４１が演算したインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部５１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（単相インバータ回路の電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ｓ ＬａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）

ただし、式（５）中、Ｌａは、ＡＣリアクトルのインダクタンス、ｓはラプラス演算子である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ） ・・・（５ａ）
となる。
式（５）,（５ａ）中、右辺第２項は、ＡＣリアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本例では、単相インバータ回路１１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるように単相インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。

なお、式（５）におけるインダクタンスＬａは、３相のＡＣリアクトル２２に共通のインダクタンスであることが好ましい。上記のようなインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の設定により、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１は、共に制御部１２が設定した電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、各変換装置１から出力される交流電流に位相ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部５１は、直流入力電圧検出値Ｖｇと、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。
昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ，Ｖｉｎｖ＊の絶対値） ・・・（６）

さらに、第２演算部５１は、下記式（７）に基づいて、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝／Ｖｇ ・・・（７）

ただし、式（７）中、Ｃは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（７）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
・・・（７ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃとすれば、
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ ・・・（７ｂ）
となる。

式（７），（７ａ），（７ｂ）中、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊との積の絶対値に加算されている項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予め電力変換装置１Ｐの電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを測定しておけば、上記式（７ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝／Ｖｇ ・・・（７ｃ）
同様に、上記式（７ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ＊＝
｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
・・・（７ｄ）
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

なお、コンデンサ１９の静電容量Ｃ及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳが、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。この式（８）によれば、演算処理を簡素化でき、演算時間を短縮できる。
昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（８）

第２演算部５１は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を求めると、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊を第３加算器５２に与える。
昇圧回路１０は、この昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊によって、フィードバック制御される。
第３加算器５２には、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊の他、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎが与えられる。
第３加算器５２は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、現状の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。

補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて、この差分を収束させ昇圧回路電流検出値Ｉｉｎを昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊とし得る昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を求める。補償器５３は、この昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃を昇圧回路制御部３２に与えることで、昇圧回路１０に、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃に従った電圧Ｖｏで電力を出力させる。
昇圧回路１０が出力した電力は、第４加算器５４によって直流入力電圧検出値Ｖｇで減算された上でＤＣリアクトル１５に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとしてフィードバックされる。そして、第３加算器５２によって昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路１０が制御される。

以上のようにして、昇圧回路１０は、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊と、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定する。

以上によって、制御処理部３０は、太陽光発電パネル２に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１を制御する。

制御処理部３０は、上述したように、単相インバータ回路１１及び昇圧回路１０を電流指令値によってフィードバック制御する。
図８の（ａ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Ｉｉｎをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、制御処理部３０が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Ｖｏをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。

図８の（ａ）に示すように、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎは、制御処理部３０によって、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に沿って制御されていることが判る。
また、図８の（ｂ）に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上記式（６）によって求められるため、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Ｖｏは、制御処理部３０によって、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に沿って制御されていることが判る。

図９は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、系統相電源３ｐの電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
変換装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、変換装置１は、図９に示すインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。

図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、系統相電源３ｐの電圧位相に対して数度進相している。

本例の制御処理部３０は、上述のように、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を、系統相電源３ｐの電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相を系統相電源３ｐの電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、系統相電源３ｐの電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、系統相電源３ｐの電圧波形に対してほぼ９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。

上記進相させる角度は、上記式（５）に示すように、系統電圧検出値Ｖａ、ＡＣリアクトル２２のインダクタンスＬａ、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。この内、系統電圧検出値Ｖａ、ＡＣリアクトル２２のインダクタンスＬａは、制御対象外の固定値なので、進相させる角度は、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊によって定まる。
インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊は、上記式（４）に示すように、出力電流指令値Ｉａ＊によって定まる。この出力電流指令値Ｉａ＊が大きくなるほど、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の進み角（進相させる角度）が大きくなる。

出力電流指令値Ｉａ＊は、上記式（２）から求められるため、上記進相させる角度は、直流入力電流指令値Ｉｇ＊によって調整される。
本例の制御処理部３０は、上述のように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の位相が、系統相電源３ｐの電圧位相に対して約３度進相するように、直流入力電流指令値Ｉｇ＊を設定している。

〔１．２ 昇圧回路及び単相インバータ回路の制御について〕
昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御する。また、インバータ回路制御部３３は、単相インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる指令値である昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。

昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊、及びインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に近似した電流波形の交流電力を昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１に出力させる。

図１０の（ａ）は、昇圧回路用搬送波と、昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１０の（ａ）では、理解容易とするために、昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ＃の波形（以下、昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇよりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃は、期間Ｗでは、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波と昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃とを比較し、ＤＣリアクトル１５の両端電圧の目標値である昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃が昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形を生成する。

図１０の（ｂ）は、昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂを駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１０の（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。

昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂを制御する。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。

以上のように、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路用搬送波を昇圧回路用参照波Ｖｂｃ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて昇圧回路１０のスイッチング素子ＱｂをＰＷＭ制御する。

スイッチング素子Ｑａには、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑａが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑａの駆動パルスがオフからオンに移行するときに１マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。

図１１の（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１の（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。

インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍の期間と、系統相電源３ｐの電圧の２倍の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では直流入力電圧検出値Ｖｇに倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね系統相電源３ｐの電圧振幅と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲の部分で、昇圧回路用搬送波に対して交差している。

インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、電圧目標値であるインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。

図１１の（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１の（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

図１１の（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ〜＋Ｖｇの範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。

以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいて単相インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。

本例の昇圧回路制御部３２は、ＤＣリアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以上となる期間Ｗ１（図１０）で昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。昇圧回路１０は、期間Ｗ１で直流入力電圧検出値Ｖｇ以上の電圧をインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間では、昇圧回路１０は、太陽光発電パネル２が出力する直流電力を昇圧することなく単相インバータ回路１１に出力する。

また、本例のインバータ回路制御部３３は、ＡＣリアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流指令値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２（図１１）で単相インバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流入力電圧検出値Ｖｇ以下の期間で単相インバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、単相インバータ回路１１は、昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃と、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊とは近似するので、図１１（ａ）においては重複している。

一方、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ〜＋Ｖｇの期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、単相インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、単相インバータ回路１１には、昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止している単相インバータ回路１１は、昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。

つまり、本例の変換装置１は、昇圧回路１０と単相インバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

このように、本例では、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも高い部分の電圧を出力する際には昇圧回路１０を動作させ、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流入力電圧検出値Ｖｇよりも低い部分の電圧を出力する際には単相インバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、単相インバータ回路１１が、昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、単相インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

図１２は、参照波、及びスイッチング素子の駆動波形の一例とともに、変換装置１が出力する交流電力の電流波形の一例を示した図である。
図１２において、最上段から順に、単相インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、昇圧回路の参照波Ｖｂｃ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及び変換装置１が出力する交流電力の電流波形の指令値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは指令値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂのスイッチング動作の期間と、単相インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

また、本例では、図８（ａ）に示すように、上記式（７）に基づいて求められる昇圧回路はＤＣリアクトル１５を流れる電流が電流指令値Ｉｉｎ＊に一致するように制御される。この結果、昇圧回路と単相インバータ回路の電圧が、図８の（ｂ）に示す波形となり、昇圧回路１０、および単相インバータ回路１１の高周波スイッチング動作にそれぞれ停止期間があり、概ね交互にスイッチング動作を行う運転が可能になる。

〔１．３ 出力される交流電力の電流位相について〕
本例の昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。変換装置１は、フィルタ回路２１を介して系統相電源３ｐに交流電力を出力する。

ここで、インバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって系統相電源３ｐの電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１が出力する交流電圧も、系統相電源３ｐの電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。

すると、フィルタ回路２１のＡＣリアクトル２２（図２）の両端には、一方が昇圧回路１０及び単相インバータ回路１１の交流電圧、他方が系統相電源３ｐと、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。

図１３の（ａ）は、単相インバータ回路１１から出力された交流電圧、系統相電源３ｐ、及びＡＣリアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、ＡＣリアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、ＡＣリアクトル２２の両端電圧は、ＡＣリアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。

よって、図に示すように、ＡＣリアクトル２２の両端電圧の位相は、系統相電源３ｐの電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。

図１３の（ｂ）は、ＡＣリアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１３の（ａ）の横軸と一致するように示している。
ＡＣリアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、ＡＣリアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、系統相電源３ｐの相電圧の位相に対して同期することとなる。

従って、単相インバータ回路１１が出力する電圧位相は、系統相電源３ｐに対して数度進相しているが、電流位相は、系統相電源３ｐの相電圧の位相に対して一致する。
よって、図１２の最下段に示すグラフのように、変換装置１が出力する電流波形は、系統相電源３ｐの電圧位相と一致したものとなる。

この結果、系統相電源３ｐの電圧と同位相の交流電流を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。

《太陽光発電パネルとの組み合わせの例》
さて、図２２は、例えば各相について５基、合計１５基の集光型太陽光発電（ＣＰＶ：Concentrator Photovoltaic）パネル２Ｃを用いた三相交流電源装置１００を示す、概略の接続図である。集光型太陽光発電パネル２Ｃは、マトリックス状に多数並べたフレネルレンズ等の光学系を用いて、太陽光を、対応する太陽電池セルに集め、発電するものである。また、集光型太陽光発電パネル２Ｃは、背面側に図示しない追尾駆動装置を有しており、集光型太陽光発電パネル２Ｃが、日中は、常に太陽の方角を向くように構成されている。

各集光型太陽光発電パネル２Ｃにはそれぞれ、変換装置１（パワーコンディショナ）が設けられている。変換装置１の出力を各相で並列接続して、大きな発電出力を得て三相交流系統３との系統連系を実現すれば、太陽光発電所とすることができる。かかる発電所は、電力損失を抑制しながら、日中は、比較的安定した高出力の発電を行うことができる。

《その他》
なお、上記三相交流電源装置１００の実施形態では、直流電源として太陽光発電パネルを用いた例を示したが、直流電源はこれに限定されるものではない。例えば、直流電源として蓄電池を用いたり、または、太陽光発電と蓄電池とを併用したりすることもできる。蓄電池を併用する場合は、太陽光発電パネルの出力で蓄電池を充電し、昼間は太陽光発電パネルから、そして夜間には蓄電池から、それぞれ、三相交流系統へ電力を供給することができる。

また、上記変換装置１（電力変換装置１Ｐ）において、太陽光発電パネル２に代えて蓄電池を使用すれば、三相交流系統３から受電し、直流電力を第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源に出力することも可能である。すなわち、単相インバータ回路１１の電流目標値（Ｉｉｎｖ＊）と電圧目標値（Ｖｉｎｖ＊）との間で互いに位相を１８０度ずらすと、同じ電流目標値（Ｉｉｎ＊）の制御で三相交流系統３から各直流電源への逆方向の出力も可能である。

なお、上記実施形態における各シミュレーションについては、実機を用いた検証によっても同様の結果が得られることが確認されている。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 変換装置
１Ｐ 電力変換装置
２ 太陽光発電パネル（直流電源）
２Ｃ 集光型太陽光発電パネル
３ 三相交流系統
３ｐ 系統相電源
１０ 昇圧回路
１１ 単相インバータ回路
１２ 制御部
１５ ＤＣリアクトル
１７ 第１電圧センサ
１８ 第１電流センサ
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ ＡＣリアクトル
２３ コンデンサ
２４ 第２電流センサ
２５ 第２電圧センサ
２６ コンデンサ
３０ 制御処理部
３２ 回路制御部
３３ 回路制御部
３４ 平均化処理部
４１ 第１演算部
４２ 第１加算器
４３ 補償器
４４ 第２加算器
５１ 第２演算部
５２ 第３加算器
５３ 補償器
５４ 第４加算器
１００ 三相交流電源装置
２００ 電力変換装置
２０１ 太陽光発電パネル
２０２ コンデンサ
２０３ 昇圧回路
２０４ ＤＣバス
２０５ 平滑回路
２０６ コンデンサ
２０７ 三相インバータ回路
２０８〜２１０ ＡＣリアクトル
２１１〜２１３ コンデンサ
２２０ 三相交流系統
Ｌ_Ｂ ＤＣバス
Ｌ_ｉｎ 電路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑａ，Ｑｂ スイッチング素子

Claims (14)

1. 正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して三相交流系統に供給する電力変換装置であって、
   前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、
   前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、
   前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、
   前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
   前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、
   前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記直流電力の入力電力値及び前記三相交流系統の各相の電圧値に基づいて出力電流目標値を求め、当該出力電流目標値に基づいて前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値を求めて前記単相インバータ回路を制御するとともに、
   前記単相インバータ回路と共通の電流目標値及び電圧目標値、並びに、前記直流入力電圧値に基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求めて前記昇圧回路を制御することにより、前記交流電力の出力を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記昇圧回路と前記単相インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求める、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記昇圧回路と前記単相インバータ回路との間に平滑コンデンサが設けられており、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値に基づく電力目標値に、前記平滑コンデンサを通過する無効電力及び当該電力変換装置における電力損失を加味した値と、前記直流入力電圧値とに基づいて、前記昇圧回路の電流目標値を求める、請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルの各々の後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
   前記出力電流目標値をＩａ＊、
   前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
   前記出力平滑コンデンサの静電容量をＣａ、
   前記三相交流系統の各相の電圧値をＶａ、
   前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
   Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
   であり、
   Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ）
   である、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルの各々の後段に出力平滑コンデンサが設けられており、
   前記出力電流目標値をＩａ＊、
   前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
   前記三相交流系統の各相の電圧値をＶａ、
   前記直流入力電圧値をＶｇ、
   前記出力平滑コンデンサに流れる電流をＩｃａ、とするとき、
   Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ／ Ｖｇ
   であり、
   Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ Ｉｃａ
   である、請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
   前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
   前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
   前記直流入力電圧値をＶｇ、とするとき、
   Ｉｉｎ＊＝
   ｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
   である請求項３に記載の電力変換装置。
8. 前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
   前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
   前記直流入力電圧値をＶｇ、
   前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、とするとき、
   Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊｝ ／ Ｖｇ
   である請求項３に記載の電力変換装置。
9. 前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
   前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
   前記平滑コンデンサの静電容量をＣ、
   前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
   前記直流入力電圧値をＶｇ、
   当該電力変換装置の電力損失をＰ_ＬＯＳＳ、とするとき、
   Ｉｉｎ＊＝
   ｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｃ×（ｄ Ｖｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
   である請求項４に記載の電力変換装置。
10. 前記昇圧回路の電流目標値をＩｉｎ＊、
    前記単相インバータ回路の電流目標値及び電圧目標値をそれぞれ、Ｉｉｎｖ＊及びＶｉｎｖ＊、
    前記昇圧回路の電圧目標値をＶｏ＊、
    前記直流入力電圧値をＶｇ、
    前記平滑コンデンサに流れる電流をＩｃ、
    当該電力変換装置の電力損失をＰ_ＬＯＳＳ、とするとき、
    Ｉｉｎ＊＝
    ｛（Ｉｉｎｖ＊ × Ｖｉｎｖ＊） ＋ Ｉｃ×Ｖｏ＊ ＋ Ｐ_ＬＯＳＳ｝ ／ Ｖｇ
    である請求項４に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、前記昇圧回路の電圧目標値として、前記単相インバータ回路の電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
    Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｌａ（ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
    により求め、但し、Ｌａは前記第１リアクトル、前記第２リアクトル及び前記第３リアクトルに共通のインダクタンスである、請求項５〜請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記三相交流系統から受電し、直流電力を前記第１直流電源、前記第２直流電源及び前記第３直流電源に出力する請求項１〜請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 三相交流系統に接続される三相交流電源装置であって、
    正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した第１直流電源、第２直流電源及び第３直流電源と、
    前記第１直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の中性点に対する第１相に、第１リアクトルを介して交流電力を供給する第１相変換装置と、
    前記第２直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第２相に、第２リアクトルを介して交流電力を供給する第２相変換装置と、
    前記第３直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流系統の前記中性点に対する第３相に、第３リアクトルを介して交流電力を供給する第３相変換装置と、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、前記直流電力の直流入力電圧値を昇圧する昇圧回路及び、単相インバータ回路を含み、
    前記制御部は、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々について、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記昇圧回路を昇圧動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相インバータ回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記昇圧回路の昇圧動作を停止させるとともに前記単相インバータ回路を動作させて前記電圧目標値を生成する、三相交流電源装置。
14. 前記第１直流電源、前記第２直流電源及び前記第３直流電源は、それぞれ、太陽を追尾するように動作する集光型太陽光発電パネルである請求項１３に記載の三相交流電源装置。