TW201603472A - 電力轉換裝置及三相交流電源裝置 - Google Patents

電力轉換裝置及三相交流電源裝置 Download PDF

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Abstract

電力轉換裝置，係具備：轉換裝置，經由電抗器將交流電力供給至相對於三相交流系統的中性點之各相；及控制部，對轉換裝置進行控制。轉換裝置包含：將直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路；及單相逆變器電路。控制部，針對轉換裝置，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時，係使昇壓電路進行昇壓動作產生電壓目標值之絕對值之同時，將單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止昇壓電路之昇壓動作之同時，使單相逆變器電路動作來產生電壓目標值。

Description

電力轉換裝置及三相交流電源裝置
本發明關於由直流電力產生交流電力，進行與三相交流系統之系統連合的三相交流電源裝置及其使用的電力轉換裝置。
例如太陽光發電面板以直流發電之電力，透過電力轉換裝置亦即電力調節器對商用之交流系統可以進行系統連合。系統連合除單相交流系統之外，亦可針對三相交流系統(例如專利文獻1(圖2))。
圖23係由直流電源與三相交流系統進行系統連合時使用的電力轉換裝置之電路圖之一例。圖中，電力轉換裝置200，係依據由直流電源之太陽光發電面板201接受的直流電力產生交流電力，而對三相交流系統220供給電力。電力轉換裝置200具備：電容器202；昇壓電路203；對直流匯流排204之電壓實施平滑化的平滑電路205；三相逆變器電路207；及3組之AC電抗器208~210及電容器211~213。平滑電路205，為了耐電壓性能確保以2串聯方式，為了容量確保而以6並聯方式將電容器 206連接而成。該平滑電路全體之容量例如數mF。
此例中太陽光發電面板201、電容器202及昇壓電路203設置3系統，並聯連接於直流匯流排204。例如來自1個太陽光發電面板201之輸入電壓為DC200V，電流設為30A，則1系統6kW，全體可以達成18kW之電力發電。又，三相交流系統220之線間電壓設為400V。
昇壓電路203對太陽光發電面板201之輸出進行MPPT(Maximum Power Point Tracking)控制以便求出最佳動作點。昇壓電路203之輸出經由大容量之平滑電路205平滑化而成為直流匯流排204之電壓。以三相逆變器電路207實施該電壓之開關來產生包含高頻成分的三相交流電壓。高頻成分經由AC電抗器208~210及電容器211~213被除去，而獲得可與三相交流系統220系統連合的波形。
於此，直流匯流排204之電壓需要交流400V(有效值)之峰值以上，400×√2約為566V，預估些許餘裕度而設為600V。直流匯流排204之電壓為600V時，三相逆變器電路207中開關元件之關閉時，浮遊電感與開關元件之容量引起的共振致使大幅超越600V的電壓被施加於開關元件。因此，欲確實防止開關元件之絕緣破壞時例如需要直流匯流排之電壓之2倍之1200V之耐電壓性能。又，平滑電路205亦需要1200V之耐電壓性能，圖23之構成中各電容器需要600V之耐電壓性能。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
〔專利文獻1〕特開2012-137830號公報
上述習知電力轉換裝置要求轉換效率之更進一步改善。欲改善轉換效率時，減輕開關損失乃有效者。通常，直流匯流排之電壓越高，開關損失等其他損失越大。因此，如何降低直流匯流排之電壓成為課題。又，除降低電壓以外欲要減輕開關損失等其他電力損失。
本發明有鑑於該課題，目的在於與三相交流系統之系統連合時使用的電力轉換裝置中，減低轉換伴隨產生的電力損失。
本發明之電力轉換裝置，係將由不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源輸入的直流電力轉換為交流電力並供給至三相交流系統者；具備：第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2相；第3相轉換裝置，係依據上述 第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值，大於輸入的直流電壓時係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
又，本發明之三相交流電源裝置，係連接於三相交流系統者，具備：不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源；第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2 相；第3相轉換裝置，係依據上述第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時，係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
依據本發明之電力轉換裝置及三相交流電源裝置，可以減低轉換伴隨產生的電力損失。
1‧‧‧轉換裝置
1P‧‧‧電力轉換裝置
2‧‧‧太陽光發電面板(直流電源)
2C‧‧‧集光型太陽光發電面板
3‧‧‧三相交流系統
3p‧‧‧系統相電源
10‧‧‧昇壓電路
11‧‧‧單相逆變器電路
12‧‧‧控制部
15‧‧‧DC電抗器
17‧‧‧第1電壓感測器
18‧‧‧第1電流感測器
19‧‧‧電容器
21‧‧‧濾波器電路
22‧‧‧AC電抗器
23‧‧‧電容器
24‧‧‧第2電流感測器
25‧‧‧第2電壓感測器
26‧‧‧電容器
30‧‧‧控制處理部
32‧‧‧電路控制部
33‧‧‧電路控制部
34‧‧‧平均化處理部
41‧‧‧第1運算部
42‧‧‧第1加算器
43‧‧‧補償器
44‧‧‧第2加算器
51‧‧‧第2運算部
52‧‧‧第3加算器
53‧‧‧補償器
54‧‧‧第4加算器
100‧‧‧三相交流電源裝置
200‧‧‧電力轉換裝置
201‧‧‧太陽光發電面板
202‧‧‧電容器
203‧‧‧昇壓電路
204‧‧‧直流匯流排
205‧‧‧平滑電路
206‧‧‧電容器
207‧‧‧三相逆變器電路
208~210‧‧‧AC電抗器
211~213‧‧‧電容器
220‧‧‧三相交流系統
LB‧‧‧直流匯流排
Lin‧‧‧電路
Q1~Q4、Qa、Qb‧‧‧開關元件
圖1表示連接於三相交流系統的三相交流電源裝置之電路圖。
圖2係更詳細表示圖1中1個轉換裝置之內部電路之圖。
圖3表示控制部之方塊圖。
圖4表示藉由模擬求出直流輸入電壓檢測值及昇壓電路電流檢測值之時間變化的結果之一例之圖。
圖5表示平均化處理部進行直流輸入電壓檢測值之平均化時之態樣之圖。
圖6表示控制處理部之控制處理之說明用之控制方塊圖。
圖7表示昇壓電路及單相逆變器電路之控制處理之流程圖。
圖8(a)係控制處理部於回授控制中求出的昇壓電路電流指令值，及藉由模擬求出依其進行控制時之昇壓電路電流檢測值的結果之一例之圖，(b)係控制處理部於回授控制中求出的昇壓電路電壓目標值，及藉由模擬求出依其進行控制時之昇壓電路電壓檢測值的結果之一例之圖。
圖9表示逆變器輸出電壓指令值之一例之圖。
圖10(a)係對昇壓電路用搬送波與昇壓電路用參照波進行比較之圖，(b)係昇壓電路控制部所產生用於驅動開關元件Qb之驅動波形。
圖11(a)係對逆變器電路用搬送波與逆變器電路用 參照波進行比較之圖，(b)係逆變器電路控制部所產生用於驅動開關元件Q1之驅動波形，(c)係逆變器電路控制部所產生用於驅動開關元件Q3之驅動波形。
圖12表示參照波及各開關元件之驅動波形之一例以及轉換裝置輸出的交流電力之電流波形之一例之圖。
圖13(a)係單相逆變器電路輸出的交流電壓、系統相電源及AC電抗器兩端電壓各別之電壓波形之圖，(b)係流入AC電抗器的電流波形之圖。
圖14表示轉換裝置中輸出波形(第1例)之指令值之作成方式之圖。
圖15表示轉換裝置中輸出波形(第2例)之指令值之作成方式之圖。
圖16表示應輸出的交流之電壓目標值為圖14所示波形時，轉換裝置之動作特徵之大略波形圖(橫向表示)。
圖17表示應輸出的交流之電壓目標值為圖14所示波形時，轉換裝置之動作特徵之大略波形圖(縱向表示)。
圖18(a)係表示電力轉換裝置輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係表示相對於三相交流系統的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
圖19表示應輸出的交流之電壓目標值為圖15所示波形時，轉換裝置之動作特徵之大略波形圖(橫向表示)。
圖20表示應輸出的交流之電壓目標值為圖15所示波形時，轉換裝置之動作特徵之大略波形圖(縱向表示)。
圖21(a)係表示電力轉換裝置輸出的U、V、W之 相電壓之波形圖，又，(b)係表示相對於三相交流系統3的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
圖22表示使用集光型太陽光發電面板的三相交流電源裝置之概略連接圖。
圖23表示由直流電源系統連合於三相交流系統時使用的習知電力轉換裝置之電路圖之一例。
〔實施形態之要旨〕
本發明實施形態之要旨至少包含以下者。
(1)一種電力轉換裝置，係將由不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源輸入的直流電力轉換為交流電力並供給至三相交流系統者；具備：第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2相；第3相轉換裝置，係依據上述第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制； 上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時，係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
上述構成的電力轉換裝置中，依每一相設置轉換裝置(第1、第2、第3)並輸出相電壓，三相交流系統中系統電壓之(1/√3)成為轉換裝置之應輸出的電壓VAC(有效值)。又，各轉換裝置中如以下之動作。
(i)電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時：昇壓電路：動作狀態，單相逆變器電路：停止高頻開關，僅進行必要的極性反轉之狀態
(ii)電壓目標值之瞬間值之絕對值小於輸入的直流電壓時：昇壓電路：停止狀態(圖2之Qa為導通，Qb為非導通)， 單相逆變器電路：動作狀態
亦即，昇壓電路與單相逆變器電路交互進行高頻開關動作，一方進行高頻開關動作時，另一方停止高頻開關。此時，直流匯流排之電壓之峰值VB只要電壓VAC之峰值即可，成為VB=√2‧VAC。
結果，和以單一之三相逆變器供給系統電壓(線間電壓)時比較，可以減低直流匯流排之電壓。又，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果，更進一步減低直流匯流排之電壓。
直流匯流排之電壓減低帶來以下優點。
(a)開關元件之開關損失降低。
(b)電抗器(直流‧交流(第1、第2、第3))之鐵損變小。
(c)連接於直流匯流排的開關元件及平滑用之電容器可以使用耐電壓性能低者。開關元件之耐電壓性能低者其導通電阻較低，可以減低導通損失。
又，上述(i)、(ii)交互之運轉動作帶來以下優點。
(d)全體而言開關元件之開關次數減低，於該減低之次數範圍內可以大幅減低開關損失。
(e)電抗器(直流‧交流)之鐵損變小。
(f)上述電容器無需進行系統頻率之3倍之低頻交流成分之平滑作用，因此，可以使用低容量之電容器。
(2)，於(1)之電力轉換裝置中，較好是 上述控制部，依據上述直流電力之輸入電力值及上述三相交流系統之各相之電壓值求出輸出電流目標值，依據該輸出電流目標值求出上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值並對上述單相逆變器電路進行控制之同時，依據和上述單相逆變器電路共通的電流目標值及電壓目標值以及上述直流輸入電壓值，求出上述昇壓電路之電流目標值並對上述昇壓電路進行控制，依此而對上述交流電力之輸出進行控制。
上述(2)之情況下，電力轉換裝置可以持續對各電抗器提供和單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值對應的輸出。控制部，並非直接依賴於三相交流系統之電壓值，而是在電力轉換裝置側決定目標值，依據該目標值使昇壓電路及單相逆變器電路進行所要之動作。因此，控制部進行控制而將交流電力輸出至各轉換裝置，該交流電力之電壓相位設為比起三相交流系統之相電壓之電壓相位超前數度。
亦即，將各轉換裝置輸出的交流電力之電壓相位設為較三相交流系統之電壓相位分別超前數度，因此各電抗器(第1、第2、第3)之兩端電壓之相位相對於三相交流系統之電壓相位可以設為大致超前90度的相位。各電抗器之電流相位相對於其電壓相位延遲90度，通過各電抗器輸出的交流電力之電流相位相對於三相交流系統之相電壓之相位設為大致同步。
結果，可以對三相交流系統之各相電壓輸出電流相位 大致同相位之交流電力，可以抑制該交流電力之功率因數之降低。
又，上述(2)之電力轉換裝置，例如具有以下之(3)~(10)列記之具體態樣。
(3)例如於上述(2)之電力轉換裝置中，可於上述昇壓電路與上述單相逆變器電路之間設置平滑電容器，在和上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值對應的電力目標值，添加通過上述平滑電容器的無效電力來獲得添加值，依據該添加值及上述直流輸入電壓值求出上述昇壓電路之電流目標值。
此時，除單相逆變器電路之電力目標值以外，可以考慮無效電力，更正確地決定昇壓電路之電流目標值。
(4)又，於上述(2)之電力轉換裝置中，於上述昇壓電路與上述單相逆變器電路之間設置平滑電容器，在和上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值對應的電力目標值，添加通過上述平滑電容器的無效電力及該電力轉換裝置中之電力損失來獲得添加值，依據該添加值及上述直流輸入電壓值求出上述昇壓電路之電流目標值亦可。
此時，除逆變器電路之電力目標值以外，可以考慮無效電力及電力損失，更嚴密地決定昇壓電路之電流目標值。
(5)又，於上述(2)之電力轉換裝置中，例如於上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗 器之各個的後段設置輸出平滑電容器，將上述輸出電流目標值設為Ia＊，將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述輸出平滑電容器之靜電容量設為Ca，將上述三相交流系統之各相之電壓值設為Va，將上述直流輸入電壓值設為Vg時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)。
此時，可以考慮流入輸出平滑電容器的電流來決定單相逆變器電路之電流目標值及昇壓電路之電流目標值。
(6)又，於上述(2)之電力轉換裝置中，例如於上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗器之各個的後段設置輸出平滑電容器，將上述輸出電流目標值設為Ia＊，將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述三相交流系統之各相之電壓值設為Va，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述輸出平滑電容器的電流設為Ica時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ica。
此時，可以考慮輸出平滑電容器的電流來決定單相逆變器電路之電流目標值及昇壓電路之電流目標值。
(7)又，於上述(3)之電力轉換裝置中，例如將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述平滑電容器之靜電容量設為C，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg。
(8)又，於上述(3)之電力轉換裝置中，例如將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述平滑電容器的電流設為Ic時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg。
(9)又，於上述(4)之電力轉換裝置中，例如 將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述平滑電容器之靜電容量設為C，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將該電力轉換裝置之電力損失設為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg。
(10)又，於上述(4)之電力轉換裝置中，例如將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述平滑電容器的電流設為Ic，將該電力轉換裝置之電力損失設為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg。
(11)又，於上述(5)~(10)之任一電力轉換裝置中，上述控制部，係依據Vinv＊=Va+La(d Iinv＊/dt) 求出上述單相逆變器電路之電壓目標值Vinv＊，並以其作為上述昇壓電路之電壓目標值，其中，La係上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗器共通之電感。
此時，昇壓電路及單相逆變器電路同時依據控制部設定之電流目標值Iinv＊進行動作，因此使兩電路之高頻開關期間交互切換而動作時，亦可以抑制各轉換裝置輸出的交流電流之產生相位偏移或失真。
(12)又，於上述(1)~(11)之任一電力轉換裝置中，由上述三相交流系統受電，將直流電力輸出至上述第1直流電源、上述第2直流電源及上述第3直流電源亦可。亦即，使單相逆變器電路之電流目標值(Iinv＊)與電壓目標值(Vinv＊)之間互相偏移180相位時，可以藉由同一電流目標值(Iin＊)之控制由三相交流系統至各直流電源之逆向輸出。
(13)另一方面，一種三相交流電源裝置，係連接於三相交流系統者，具備：不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源；第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2相；第3相轉換裝置，係依據上述第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上 述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時，係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
上述之三相交流電源裝置可以達成和(1)之電力轉換裝置相同之作用效果。
(14)，於(13)之三相交流電源裝置中，上述第1直流電源、上述第2直流電源及上述第3直流電源，分別可為追蹤太陽光而動作的集光型太陽光發電面板。
此時，可以抑制電力損失之同時，晝間可以進行較穩定的高輸出之發電。
〔實施形態之詳細〕
以下，參照圖面詳細說明發明之實施形態。
《三相交流電源裝置之構成》
圖1係連接於三相交流系統3的三相交流電源裝置100之電路圖。三相交流電源裝置100具備：電力轉換裝置1P；及作為直流電源(第1直流電源、第2直流電源，第3直流電源)的例如3組太陽光發電面板2。3組太陽光發電面板2具有不共有正負兩極之任一的互相獨立的關係。
電力轉換裝置1P，係由和三相交流之各相對應設置的3組轉換裝置(第1相轉換裝置、第2相轉換裝置、第3相轉換裝置)1構成。轉換裝置1將太陽光發電面板2輸入的直流電力轉換為交流電力，供給至三相交流系統3。又，3組轉換裝置1，分別以相電壓針對對應於三相交流系統3之中性點N的各相3p(第1相u，第2相v，第3相w)進行交流電力之供給。
三相交流系統3之線間電壓設為400V時，相電壓為約231V(400V/√3)。輸出該相電壓之各轉換裝置1，需要之直流匯流排LB之電壓成為約327V((400V/√3)×√2)。和以單一之三相逆變器供給三相交流系統3之線間電壓(400V)時比較，意味著直流匯流排LB之電壓減低(566V→327V)。因此，開關元件等其他之電子裝置之耐電壓性能無需設為1200V，只要600V左右即 可。
《轉換裝置》
圖2係更詳細表示圖1中1個轉換裝置1之內部電路之圖。圖中，於轉換裝置1之輸入端連接著作為直流電源之太陽光發電面板2，於輸出端連接著系統相電源3p(三相交流之相電壓)。該轉換裝置1，係進行將太陽光發電面板2發電的直流電力轉換為交流電力，輸出至系統相電源3p的系統連合運轉。
轉換裝置1具備：昇壓電路10，被供給有太陽光發電面板2輸出的直流電力；及單相逆變器電路11，將昇壓電路10所供給之電力轉換為交流電力並輸出至系統相電源3p。昇壓電路10及單相逆變器電路11係由控制部12控制。控制部12可以控制3組轉換裝置1之任一。
昇壓電路10具備：DC電抗器15；及例如由FET(Field Effect Transistor)構成的開關元件Qa、Qb；構成昇壓截波器電路。
於昇壓電路10之輸入側設置第1電壓感測器17，第1電流感測器18，及平滑化用之電容器26。
第1電壓感測器17，係檢側由太陽光發電面板2輸出，輸入至昇壓電路10的直流電力之直流輸入電壓檢測值Vg(直流輸入電壓值)，並輸出至控制部12。第1電流感測器18，係檢側流入DC電抗器15的電流亦即昇壓電路電流檢測值Iin(直流輸入電流值)，並輸出 至控制部12。又，為檢側直流輸入電流檢測值Ig，可以電容器26之前段另外設置電流感測器。
控制部12具有由直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin進行輸入電力Pin之運算，對太陽光發電面板2進行MPPT(Maximum Power Point Tracking：最大電力點追隨)控制的機能。
又，昇壓電路10之開關元件Qa、Qb，在昇壓動作中係藉由高頻之PWM控制而交互成為導通。停止昇壓動作時，開關元件Qa設為導通，Qb設為非導通。另外，就昇壓電路10動作或停止之觀點而言，如後述說明，在與單相逆變器電路11之間進行高頻開關動作的期間係被控制成為交互切換。因此，昇壓電路10係，在進行開關動作期間，係以昇壓的電壓對單相逆變器電路11輸出電力，在停止開關動作期間，不對由太陽光發電面板2輸出而輸入至昇壓電路10的直流電力之電壓進行昇壓而直接輸出至單相逆變器電路11。
於昇壓電路10與單相逆變器電路11之間連接著平滑用之電容器19(平滑電容器)。
單相逆變器電路11具備例如由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)構成的開關元件Q1~Q4。彼等開關元件Q1~Q4構成全橋式電路。
各開關元件Q1~Q4連接於控制部12，可由控制部12控制。控制部12對各開關元件Q1~Q4之動作進行PWM控制。如此則，單相逆變器電路11將昇壓電路10所供給 之電力轉換為交流電力。
轉換裝置1係於單相逆變器電路11與系統相電源3p之間具備濾波器電路21。
濾波器電路21構成為具備：AC電抗器22；設於AC電抗器22的後段的電容器23(輸出平滑電容器)。濾波器電路21具有除去包含於單相逆變器電路11所輸出交流電力的高頻成分之機能。經由濾波器電路21除去高頻成分的交流電力係被供給至系統相電源3p。
如上述說明，昇壓電路10及單相逆變器電路11，係將太陽光發電面板2輸出的直流電力轉換為交流電力，並將轉換之交流電力經由濾波器電路21輸出至系統相電源3p。
又，於濾波器電路21連接著，對單相逆變器電路11輸出之電流值亦即逆變器電流檢測值Iinv(流入AC電抗器22的電流)進行檢測的第2電流感測器24。另外，於濾波器電路21與系統相電源3p之間連接著，對系統相電源3p側之電壓值(系統電壓檢測值Va)進行檢測之第2電壓感測器25。
第2電流感測器24及第2電壓感測器25，係將檢測的系統電壓檢測值Va(交流系統之電壓值)及逆變器電流檢測值Iinv輸出至控制部12。又，如圖所示，第2電流感測器24可以設於電容器23之前段或設於電容器23的後段。
控制部12，係依據彼等系統電壓檢測值Va及逆變器 電流檢測值Iinv以及上述直流輸入電壓檢測值Vg、昇壓電路電流檢測值Iin，控制昇壓電路10及單相逆變器電路11。
如上述說明，依據圖1之電路構成，和以單一之三相逆變器供給系統電壓(線間電壓)時比較，可以減低直流匯流排LB之電壓。藉由直流匯流排LB之電壓減低，可以減低開關元件Q1~Q4、Qa之開關損失。又，轉換裝置1內之電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)之鐵損變小。另外，連接於直流匯流排LB的開關元件Q1~Q4、Qa、Qb及平滑用之電容器19，可以使用耐電壓性能低者。開關元件之耐電壓性能低者之導通電阻較低，因此可以減低導通損失。
(波形之第1例)
圖14係轉換裝置1之輸出波形(第1例)之指令值之作成方式之圖。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。指令值之波形，在以(a)所示峰值327V之商用頻率(50Hz，0.02秒/1週期)之正弦波為基本波時，係在該基本波重疊具有其之3倍頻率的3次高諧波而獲得。3次高諧波之振幅，例如為基本波之振幅之10%。2個波形重疊時獲得(b)所示包含3次高諧波的交流波形。該交流波形之波形，其峰值(波峰值)較(a)之基本波降低，成為327×√3/2=283[V]。亦即，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果，進一步減低直流匯流排之電壓。此種交流波 形可以設為轉換裝置1應輸出的交流之電壓目標值。
(波形之第2例)
又，圖15表示轉換裝置1之輸出波形(第2例)之指令值之作成方式之圖。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。指令值之波形，以(a)所示峰值327V之商用頻率(50Hz，0.02秒/1週期)之正弦波為基本波時，於該基本波重疊具有其之3倍頻率的3次高諧波而獲得。3次高諧波之振幅例如為基本波之振幅之20%。2個波形重疊時獲得(b)所示包含3次高諧波的交流波形。該交流波形之波形，其峰值(波峰值)較(a)之基本波降低，成為327×√3/2=283[V]。亦即，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果，進一步減低直流匯流排之電壓。此種交流波形可以設為轉換裝置1應輸出的交流之電壓目標值。
《電力轉換裝置之最小變調方式》
(波形之第1例)
接著，圖16及圖17係應輸出的交流之電壓目標值為如圖14所示波形時，轉換裝置1之動作特徵之大略波形圖。圖16、圖17雖表示互相同一內容，圖16特別表示以方便觀察由直流輸入至交流輸出為止之振幅之關係，圖17特別表示方便觀察控制之時序。為了比較而於圖16之上段及圖17之左欄分別表示非最小變調方式的習知轉換裝置之動作波形圖。又，圖16之下段及圖17之右欄分別 表示最小變調方式之轉換裝置1(圖2)之動作之波形圖。
首先，圖16之上段(或圖17之左欄)中，習知轉換裝置中，相對於直流輸入VDC的昇壓電路之輸出(圖2為出現於開關元件Qa、Qb及DC電抗器15之相互連接點的電壓)係較VDC為高的值之等間隔之脈衝列狀。又，圖中為求方便而以，細的縱紋表示脈衝列(以下同樣)。該輸出被平滑化，而於直流匯流排LB以電壓VB出現。相對於此，單相逆變器電路係以半週期極性反轉實施PWM控制的開關。結果，經由濾波器電路之平滑處理，獲得正弦波之交流電壓VAC作為交流輸出。
接著，圖16之下段之最小變調方式中，和交流波形之電壓目標值VAC之絕對值與直流輸入VDC之比較結果對應地，使圖2之昇壓電路10與單相逆變器電路11進行動作。亦即，電壓目標值之絕對值中在VAC<VDC(或VAC≦VDC)時昇壓電路10停止動作(圖中之「ST」)，VAC≧VDC(或VAC>VDC)時，昇壓電路10進行昇壓動作以便輸出電壓目標值之絕對值(圖中之「OP」)。昇壓電路10之輸出經由電容器19(圖2)實施高頻成分之平滑處理，而於直流匯流排LB呈現圖示之電壓VB。
相對於此，單相逆變器電路11，係和電壓目標值VAC之絕對值與直流輸入VDC之比較結果對應地，在VAC<VDC(或VAC≦VDC)時進行高頻開關(圖中之「OP」)，在VAC≧VDC(或VAC>VDC)時停止高頻開關 (圖中之「ST」)。停止高頻開關時之單相逆變器電路11，係藉由選擇開關元件Q1、Q4為導通，Q2、Q3為非導通之狀態，與開關元件Q1、Q4為非導通，Q2、Q3為導通之狀態之任一，而僅進行必要的極性反轉。單相逆變器電路11之輸出經由濾波器電路21平滑化，而獲得所要之交流輸出。
於此，如圖17之右欄所示，昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關之動作，昇壓電路10進行昇壓動作時，單相逆變器電路11停止高頻開關，對直流匯流排LB之電壓僅進行必要的極性反轉。反之，單相逆變器電路11進行高頻開關動作時，昇壓電路10停止，使電路Lin(圖2)之電壓通過。
如上述說明，藉由昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，可以減低開關元件Q1~Q4、Qa、Qb全體之開關次數，於該減低部分範圍內可以大幅減低開關損失。又，高頻開關之頻率例如為20kHz，相對於此，單相逆變器電路11中極性反轉之開關為商用頻率之2倍之100Hz或120Hz。亦即，極性反轉之頻率比起高頻開關之頻率非常小，因此，開關損失亦變少。
又，藉由昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)之鐵損變小。
又，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果 (327V→283V)，進一步減低直流匯流排之電壓。此有助於進一步減低開關損失及電抗器之鐵損。
又，電容器19只要能進行開關之高頻之平滑化左右即可，因此無需系統頻率之3倍之低頻交流成分之平滑作用。因此，可以使用低容量(例如10μF或22μF)之電容器。
圖18之(a)係電力轉換裝置1P輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係相對於三相交流系統3的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
控制部3控制各相之轉換裝置1使彼等輸出的交流波形之相位相互偏移(2/3)π。即使相電壓包含3次高諧波，線間電壓中不存在3次高諧波，和通常之正弦波之相電壓時同樣，獲得相位相互偏移(2/3)π的峰值566V(=400×√2=283×2)之3相線間電壓。
(波形之第2例)
同樣，圖19及圖20係應輸出的交流之電壓目標值為圖15所示波形時，轉換裝置1之動作特徵之大略波形圖。圖19、圖20雖互相表示同一內容，圖19特別以直流輸入至交流輸出為止之振幅關係容易觀察的方式予以表示，圖20特別以控制之時序容易觀察的方式予以表示。為方便比較，於圖19之上段及圖20之左欄分別表示非最小變調方式的習知轉換裝置之動作之波形圖。又，於圖19之下段及圖20之右欄分別表示最小變調方式之轉換裝 置1(圖2)之動作之波形圖。
圖19之上段或圖20之左欄中習知轉換裝置之動作，如圖16、圖17已說明般，因此省略說明。
於圖19之下段之最小變調方式中，係依據交流波形之電壓目標值VAC之絕對值與直流輸入VDC之比較結果，使圖2之昇壓電路10與單相逆變器電路11進行動作。亦即，電壓目標值之絕對值中VAC<VDC(或VAC≦VDC)時昇壓電路10停止(圖中之「ST」)，VAC≧VDC(或VAC>VDC)時，昇壓電路10進行昇壓動作以便輸出電壓目標值之絕對值(圖中之「OP」)。昇壓電路10之輸出中高頻成分經由電容器19(圖2)實施平滑化，而於直流匯流排LB顯現圖示之電壓VB。
相對於此，單相逆變器電路11係依據電壓目標值VAC之絕對值與直流輸入VDC之比較結果，在VAC<VDC(或VAC≦VDC)時進行高頻開關(圖中之「OP」)，在VAC≧VDC(或VAC>VDC)時停止高頻開關(圖中之「ST」)。停止高頻開關時之單相逆變器電路11，係藉由選擇開關元件Q1、Q4為導通，Q2、Q3為非導通之狀態，或開關元件Q1、Q4為非導通，Q2、Q3為導通之狀態之任一，而僅進行必要的極性反轉。單相逆變器電路11之輸出經由濾波器電路21平滑化，獲得所要之交流輸出。
於此，如圖20之右欄所示，昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關之動作，昇壓電路 10進行昇壓之動作時，單相逆變器電路11停止高頻開關，對直流匯流排LB之電壓僅進行必要的極性反轉。反之，單相逆變器電路11進行高頻開關動作時，昇壓電路10停止，使電路Lin(圖2)之電壓通過。
如上述說明，藉由昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，可以減低開關元件Q1~Q4、Qa、Qb全體之開關次數，於該減低部分範圍內可以大幅減低開關損失。又，高頻開關之頻率例如為20kHz，相對於此，單相逆變器電路11中極性反轉之開關為商用頻率之2倍之100Hz或120Hz。亦即，極性反轉之頻率比起高頻開關之頻率非常小，因此，開關損失亦變少。
又，藉由昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)之鐵損變小。
又，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果(327V→283V)，進一步減低直流匯流排之電壓。此有助於進一步減低開關損失及電抗器之鐵損。
又，電容器19只要能進行開關之高頻之平滑化左右即可，因此無需系統頻率之3倍之低頻交流成分之平滑作用。因此，可以使用低容量(例如10μF或22μF)之電容器。
圖21之(a)係電力轉換裝置1P輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係相對於三相交流 系統3的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
控制部3控制各相之轉換裝置1使彼等輸出的交流波形之相位相互偏移(2/3)π。即使相電壓包含3次高諧波，線間電壓中不存在3次高諧波，和通常之正弦波之相電壓時同樣，獲得相位相互偏移(2/3)π的峰值566V(=400×√2=283×2)之3相線間電壓。
(彙整)
如上述說明，昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，一方進行高頻開關動作時另一方停止高頻開關。此時，直流匯流排LB之電壓之峰值VB只需電壓VAC之峰值即可，成為VB=√2‧VAC。
結果，和以單一之三相逆變器供給系統電壓(線間電壓)時比較，直流匯流排LB之電壓可以減低。又，藉由3次高諧波之重疊造成的峰值之減低效果，直流匯流排LB之電壓更進一步減低。
藉由直流匯流排LB之電壓減低具有以下優點。首先，開關元件(Q1~Q4、Qa、Qb)之開關損失減少。又，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)之鐵損變小。另外，連接於直流匯流排LB的開關元件及平滑用之電容器19可以使用耐電壓性能低者。開關元件之耐電壓性能低者之導通電阻較低，可以減低導通損失。
又，藉由昇壓電路10與單相逆變器電路11交互進行高頻開關動作，可以減低開關元件全體之開關次 數，於該減低部分範圍內可以大幅減低開關損失。又，電抗器(DC電抗器15、AC電抗器22)之鐵損變小。另外，電容器19無需系統頻率之3倍之低頻交流成分之平滑作用，因此，可以使用低容量之電容器。
《電力轉換裝置之系統連合》
以下，詳細說明電力轉換裝置1P之系統連合。
欲進行系統連合時，各相之轉換裝置1需對輸出的電流相位進行控制，以便於功率因數1之狀態下對三相交流系統3送入電力。亦即，不僅需要輸出和系統相電源3p之電壓相位一致的電壓，亦需要使系統相電源3p之電壓相位與對應的轉換裝置1輸出的電流相位互相一致。
〔1.1關於控制部〕
圖3係控制部12之方塊圖。控制部12，如圖3所示，具有以下之機能部：控制處理部30；昇壓電路控制部32；逆變器電路控制部33；及平均化處理部34。
控制部12之各機能之一部分或全部可由硬體電路構成，或其之一部分或全部可由電腦執行軟體(電腦程式)來實現。實現控制部12之機能的軟體(電腦程式)係儲存於電腦之記憶裝置(圖示省略)。
昇壓電路控制部32，係依據控制處理部30提供的指令值及檢測值，控制昇壓電路10之開關元件Qa、Qb，將和上述指令值對應的電流之電力輸出至昇壓電路 10。
又，逆變器電路控制部33，係依據控制處理部30提供的指令值及檢測值，對逆變器電路11之開關元件Q1~Q4進行控制，將和上述指令值對應的電流之電力輸出至逆變器電路11。
於控制處理部30被供給有直流輸入電壓檢測值Vg、昇壓電路電流檢測值Iin、系統電壓檢測值Va及逆變器電流檢測值Iinv。
控制處理部30，係由直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin進行輸入電力Pin及其平均值<Pin>之運算。
控制處理部30具有依據輸入電力平均值<Pin>來設定直流輸入電流指令值Ig＊(如後述說明)並對太陽光發電面板2進行MPPT控制之同時，對昇壓電路10及單相逆變器電路11分別進行回授控制之機能。
直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin，係被供給至平均化處理部34及控制處理部30。
平均化處理部34具有以下機能：依據事先設定的特定之每一時間間隔，對第1電壓感測器17及第1電流感測器18供給的直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin進行取樣，求出各別之平均值，將平均化的直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin供給至控制處理部30。
圖4係藉由模擬求出直流輸入電壓檢測值Vg 及昇壓電路電流檢測值Iin之時間變化的結果之一例之圖。
又，直流輸入電流檢測值Ig係在較電容器26更靠近輸入側檢測出的電流值。
如圖4所示可知，直流輸入電壓檢測值Vg、昇壓電路電流檢測值Iin及直流輸入電流檢測值Ig，係以系統電壓之1/2之週期變動。
如圖4所示，直流輸入電壓檢測值Vg及直流輸入電流檢測值Ig週期性變動之理由如下。亦即，昇壓電路電流檢測值Iin對應於昇壓電路10及單相逆變器電路11之動作，而以交流週期之1/2週期大致由OA至峰值大幅變動。因此，電容器26無法完全除去變動成分，直流輸入電流檢測值Ig成為包含以交流週期之1/2週期變動之成分的脈流。另一方面，太陽光發電面板之輸出電壓隨輸出電流而變化。
因此，產生於直流輸入電壓檢測值Vg的週期性變動，成為轉換裝置1輸出的交流電力之1/2週期。
平均化處理部34，係為抑制上述週期性變動之影響，而對直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin實施平均化處理。
圖5係表示平均化處理部34進行直流輸入電壓檢測值Vg之平均化時之態樣之圖。
平均化處理部34，係在某一時序t1至時序t2為止之間之期間L，依事先設定的特定之每一時間間隔△t，針對 被供給的直流輸入電壓檢測值Vg進行複數次取樣(圖中，黑點之時序)，求出獲得的複數個直流輸入電壓檢測值Vg之平均值。
於此，平均化處理部34將期間L設為系統相電源3p之週期長度之1/2長度。又，平均化處理部34將時間間隔△t設為較系統相電源3p之1/2週期之長度為極短的期間。
如此則，平均化處理部34可以盡可能縮短取樣期間之同時，以良好精度求出和系統相電源3p之週期同步而週期性變動之直流輸入電壓檢測值Vg之平均值。
又，取樣之時間間隔△t，例如可以設為系統相電源3p之週期之1/100~1/1000或20μs~200μs等。
又，平均化處理部34可以事先記憶期間L，亦可以由第2電壓感測器25取得系統電壓檢測值Va並依據系統相電源3p之週期來設定期間L。
又，於此雖將期間L設為系統相電源3p之週期長度之1/2長度，但是期間L只要至少設為系統相電源3p之1/2週期即可以良好精度求出直流輸入電壓檢測值Vg之平均值。如上述說明，直流輸入電壓檢測值Vg，係基於昇壓電路10及單相逆變器電路11之動作而以系統相電源3p之週期長度之1/2長度週期性變動者。
因此，期間L需要設為更長時，以成為系統相電源3p之1/2週期之3倍或4倍的方式，將期間L設為系統相電源3p之1/2週期之整數倍即可。如此則，可以週期單 位把握電壓變動。
如上述說明，昇壓電路電流檢測值Iin亦和直流輸入電壓檢測值Vg同樣以系統相電源3p之1/2週期週期性變動。
因此，平均化處理部34亦藉由和圖5所示直流輸入電壓檢測值Vg同樣之方法，求出昇壓電路電流檢測值Iin之平均值。
控制處理部30，對應於每一期間L分別逐次求出直流輸入電壓檢測值Vg之平均值及昇壓電路電流檢測值Iin之平均值。
平均化處理部34將求出的直流輸入電壓檢測值Vg之平均值及昇壓電路電流檢測值Iin之平均值供給至控制處理部30。
如上述說明，本例中，平均化處理部34求出直流輸入電壓檢測值Vg之平均值(直流輸入電壓平均值<Vg>)及昇壓電路電流檢測值Iin之平均值(昇壓電路電流平均值<Iin>)，控制處理部30使用彼等值對太陽光發電面板2進行MPPT控制之同時，對昇壓電路10及單相逆變器電路11進行控制，因此即使太陽光發電面板2造成直流電流變動不穩定時，控制部12針對來自太陽光發電面板2之輸出，亦可以藉由轉換裝置1之動作除去變動成分後以良好精度取得直流輸入電壓平均值<Vg>及昇壓電路電流平均值<Iin>。結果，可以適當地進行MPPT控制，可以有效抑制太陽光發電面板2之發電效率之降低。
又，如上述說明，基於轉換裝置1之動作，而於太陽光發電面板2輸出的直流電力之電壓(直流輸入電壓檢測值Vg)或電流(昇壓電路電流檢測值Iin)產生變動時，其變動週期係和單相逆變器電路11輸出的交流電力之1/2週期(系統相電源3p之1/2週期)一致。
基於此點，本例中，係在設為系統相電源3p之週期長度之1/2長度的期間L之間，分別針對直流輸入電壓檢測值Vg及昇壓電路電流檢測值Iin，以較交流系統之1/2週期更短的時間間隔△t進行複數次取樣，並由該結果求出直流輸入電壓平均值<Vg>及昇壓電路電流平均值<Iin>，因此即使直流電流之電壓及電流週期性變動時，亦可以盡量縮短取樣之期間之同時，以良好精度求出直流輸入電壓平均值<Vg>及昇壓電路電流平均值<Iin>。
控制處理部30，係依據上述輸入電力平均值<Pin>來設定直流輸入電流指令值Ig＊，依據該設定之直流輸入電流指令值Ig＊或上述值，分別求出對昇壓電路10及單相逆變器電路11的指令值。
控制處理部30具有以下機能：將求出的指令值供給至昇壓電路控制部32及逆變器電路控制部33，分別對昇壓電路10及單相逆變器電路11進行回授控制。
圖6係控制處理部30對昇壓電路10及單相逆變器電路11進行回授控制之說明用之控制方塊圖。
控制處理部30具有以下進行單相逆變器電路11之控制的機能部：第1運算部41，第1加算器42，補償器 43，及第2加算器44。
又，控制處理部30具有以下進行昇壓電路10之控制的機能部：第2運算部51，第3加算器52，補償器53，及第4加算器54。
圖7係昇壓電路10及單相逆變器電路11之控制處理之流程圖。圖6所示各機能部，係藉由執行圖7所示流程圖之處理，來控制昇壓電路10及單相逆變器電路11。
以下，依據圖7說明昇壓電路10及單相逆變器電路11之控制處理。
首先，控制處理部30求出現狀之輸入電力平均值<Pin>(步驟S9)，和上次運算時之輸入電力平均值<Pin>進行比較，並設定直流輸入電流指令值Ig＊(步驟S1)。又，輸入電力平均值<Pin>依據下述式(1)求出。
輸入電力平均值<Pin>=<Iin×Vg>．．．(1)
又，式(1)中，Iin為昇壓電路電流檢測值，Vg為直流輸入電壓檢測值(直流輸入電壓值)，係使用經由平均化處理部34平均化的值亦即直流輸入電壓平均值<Vg>及昇壓電路電流平均值<Iin>。
又，式(1)以外之以下所示和控制相關的各式中，昇壓電路電流檢測值Iin及直流輸入電壓檢測值Vg係使用為實施平均化的瞬間值。
又，「< >」表示括弧內之值之平均值。以下同一。
控制處理部30將設定之直流輸入電流指令值 Ig＊供給至第1運算部41。
於第1運算部41，除直流輸入電流指令值Ig＊之外，亦被供給有直流輸入電壓檢測值Vg及系統電壓檢測值Va。
第1運算部41，係依據下述式(2)針對作為轉換裝置1之輸出電流指令值之平均值<Ia＊>進行運算。
輸出電流指令值之平均值<Ia＊>=<Ig＊×Vg>/<Va>．．．(2)
另外，第1運算部41，係依據下述式(3)求出輸出電流指令值Ia＊(輸出電流目標值)(步驟S2)。
於此，第1運算部41求出輸出電流指令值Ia＊將其設為和系統電壓檢測值Va同相位之正弦波。
輸出電流指令值Ia＊=(√2)×<Ia＊>×sinωt．．．(3)
如上述說明，第1運算部41，係依據輸入電力平均值<Pin>(直流電力之輸入電力值)及系統電壓檢測值Va求出輸出電流指令值Ia＊。
接著，第1運算部41，如下述式(4)所示，對供作為控制單相逆變器電路11之電流目標值亦即逆變器電流指令值Iinv＊(單相逆變器電路之電流目標值)進行運算(步驟S3)。
逆變器電流指令值Iinv＊=Ia＊+s CaVa．．．(4)
但是，式(4)中，Ca係電容器23(輸出平 滑電容器)之靜電容量，s係拉普拉斯運算子。
上述式(4)以時間t之微分表現時成為如下Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)．．．(4a)。又，檢側流入電容器23的電流將其設為Ica，則Iinv＊=Ia＊+Ica．．．(4b)。
式(4)、(4a)、4(b)中，右邊第2項係考慮流入濾波器電路21之電容器23的電流並將其加算之值。
又，輸出電流指令值Ia＊，如上述式(3)所示，係作為和系統電壓檢測值Va同相位之正弦波求出。亦即，控制處理部30對單相逆變器電路11進行控制，以使轉換裝置1輸出的交流電力之電流Ia(輸出電流)和系統電壓(系統電壓檢測值Va)成為同相位。
第1運算部41求出逆變器電流指令值Iinv＊後，將該逆變器電流指令值Iinv＊供給至第1加算器42。
單相逆變器電路11，依據該逆變器電流指令值Iinv＊被進行回授控制。
於第1加算器42，除逆變器電流指令值Iinv＊之外，亦被供給有現狀之逆變器電流檢測值Iinv。
第1加算器42，係對逆變器電流指令值Iinv＊與現狀之逆變器電流檢測值Iinv之差分進行運算，將該運算結果供給至補償器43。
被供給上述差分後，補償器43依據比例係數等使該差分收斂而求出能以逆變器電流檢測值Iinv作為 逆變器電流指令值Iinv的逆變器電壓參照值Vinv#。補償器43將該逆變器電壓參照值Vinv#供給至逆變器電路控制部33，依此而使單相逆變器電路11以和逆變器電壓參照值Vinv#對應之電壓Vinv來輸出電力。
單相逆變器電路11輸出之電力，於第2加算器44以系統電壓檢測值Va進行減算後供給至AC電抗器22，作為新的逆變器電流檢測值Iinv被回授。之後，藉由第1加算器42再度對逆變器電流指令值Iinv＊與逆變器電流檢測值Iinv之間之差分進行運算，和上述同樣，依據該差分對單相逆變器電路11進行控制。
如上述說明，單相逆變器電路11係藉由逆變器電流指令值Iinv＊與逆變器電流檢測值Iinv進行回授控制(步驟S4)。
另一方面，於第2運算部51，除直流輸入電壓檢測值Vg、系統電壓檢測值Va之外，亦被供給有第1運算部41運算獲得的逆變器電流指令值Iinv＊。
第2運算部51，係依據下述式(5)對逆變器輸出電壓指令值Vinv＊(單相逆變器電路之電壓目標值)進行運算(步驟S5)。
逆變器輸出電壓指令值Vinv＊=Va+s LaIinv＊．．．(5)
但是，式(5)中，La係AC電抗器之電感，s係拉普拉斯運算子。
上述式(5)以時間t之微分表現時成為如下， Vinv＊=Va+La×(d Iinv＊/dt)．．．(5a)。
式(5)、(5a)中，右邊第2項係考慮出現於AC電抗器22兩端之電壓並進行加算之值。
如上述說明，本例中，依據供作為單相逆變器電路11之控制用的電流目標值亦即逆變器電流指令值Iinv＊來設定逆變器輸出電壓指令值Vinv＊(電壓目標值)，以使單相逆變器電路11輸出的交流電力之電流相位成為和系統電壓檢測值Va同相位。
又，式(5)中電感La較好是3相之AC電抗器22所共通之電感。藉由上述逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之設定，昇壓電路10及單相逆變器電路11同時依據控制部12所設定之電流目標值Iinv＊動作，因此即使兩電路之高頻開關期間被交互切換而動作時，亦可以抑制各轉換裝置1輸出的交流電流之產生相位偏移或失真。
求出逆變器輸出電壓指令值Vinv＊時，係如下述式(6)所示，第2運算部51對直流輸入電壓檢測值Vg與逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值進行比較，將較大者決定為昇壓電路電壓目標值Vo＊(步驟S6)。
昇壓電路電壓目標值Vo＊=Max(Vg,Vinv＊之絕對值)．．．(6)
另外，第2運算部51，係依據下述式(7)對昇壓電路電流指令值Iin＊進行運算(步驟S7)。
昇壓電路電流指令值Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+(s C Vo＊)×Vo＊}/Vg．．．(7)
但是，式(7)中，C係電容器19(平滑電容器)之靜電容量，s係拉普拉斯運算子。
上述式(7)以時間t之微分來表現時成為如下，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg．．．(7a)。又，檢側流入電容器19的電流將其設為Ic時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg．．．(7b)。
式(7)、(7a)、(7b)中，被相加於逆變器電流指令值Iinv＊與逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之積之絕對值之項，係將通過電容器19的無效電力納入考慮之值。亦即，除逆變器電路11之電力目標值以外，加入無效電力之考慮，則可以更正確地求出Iin＊之值。
另外，事先測定電力轉換裝置1P之電力損失PLOSS，則上述式(7a)可以如下表示。
Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg．．．(7c)
同樣，上述式(7b)可以如下表示。
Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg．．．(7d)
此時，於逆變器電路11之電力目標值，加上無效電力及電力損失PLOSS之考慮，可以更嚴格地求出Iin＊之值。
又，電容器19之靜電容量C及電力損失PLOSS和(Iinv＊×Vinv＊)比較十分小時，下述式(8)成立。依據該式(8)，可以簡化運算處理，縮短運算時間。
昇壓電路電流指令值Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg．．．(8)
第2運算部51求出昇壓電路電流指令值Iin＊後，將該昇壓電路電流指令值Iin＊供給至第3加算器52。
昇壓電路10依據該昇壓電路電流指令值Iin＊被進行回授控制。
於第3加算器52，除昇壓電路電流指令值Iin＊之外，亦被供給有現狀之昇壓電路電流檢測值Iin。
第3加算器52對昇壓電路電流指令值Iin＊與現狀之昇壓電路電流檢測值Iin之差分進行運算，將該運算結果供給至補償器53。
被供給上述差分後，補償器53依據比例係數等使該差分收斂並求出能以昇壓電路電流檢測值Iin作為 昇壓電路電流指令值Iin的昇壓電路電壓參照值Vbc#。補償器53將該昇壓電路電壓參照值Vbc#供給至昇壓電路控制部32，使昇壓電路10以和昇壓電路電壓參照值Vbc#相應的電壓Vo進行電力輸出。
昇壓電路10輸出之電力，於第4加算器54以直流輸入電壓檢測值Vg進行減算後被供給至DC電抗器15，作為新的昇壓電路電流檢測值Iin被進行回授。之後，藉由第3加算器52再度對昇壓電路電流指令值Iin＊與昇壓電路電流檢測值Iin之間之差分進行運算，和上述同樣，依據該差分對昇壓電路10進行控制。
如上述說明，昇壓電路10藉由昇壓電路電流指令值Iin＊與昇壓電路電流檢測值Iin被進行回授控制(步驟S8)。
上述步驟S8之後，控制處理部30依據上述式(1)求出現狀之輸入電力平均值<Pin>(步驟S9)。
控制處理部30進行和上次運算時之輸入電力平均值<Pin>之比較，並以使輸入電力平均值<Pin>成為最大值的方式(以追隨最大電力點的方式)，來設定直流輸入電流指令值Ig＊。
藉由以上，控制處理部30可對太陽光發電面板2進行MPPT控制之同時，對昇壓電路10及單相逆變器電路11進行控制。
如上述說明，控制處理部30係藉由電流指令值回授控制單相逆變器電路11及昇壓電路10。
圖8之(a)係藉由模擬求出控制處理部30於上述回授控制中求出的昇壓電路電流指令值Iin＊，及依其進行控制時之昇壓電路電流檢測值Iin的結果之一例之圖，(b)係藉由模擬求出控制處理部30於上述回授控制中求出的昇壓電路電壓目標值Vo＊，及依其進行控制時之昇壓電路電壓檢測值Vo的結果之一例之圖。
如圖8之(a)所示，昇壓電路電流檢測值Iin，係藉由控制處理部30被控制成為沿著昇壓電路電流指令值Iin＊。
又，如圖8之(b)所示，昇壓電路電壓目標值Vo＊依據上述式(6)被求出，因此逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值之變化，在大致成為直流輸入電壓檢測值Vg以上之期間係沿著逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值而變化，在其以外之期間係沿著直流輸入電壓檢測值Vg而變化。
昇壓電路電壓檢測值Vo，係藉由控制處理部30被控制成為沿著昇壓電路電壓目標值Vo＊。
圖9係逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之一例之圖。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。虛線表示系統相電源3p之電壓波形，實線表示逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之波形。
藉由圖7之流程圖之控制，轉換裝置1以圖9所示逆變器輸出電壓指令值Vinv＊作為電壓目標值來輸出電力。
因此，轉換裝置1輸出和圖9所示逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之波形對應的電壓之電力。
如圖所示，兩波形之電壓值及頻率互相大致同一，但是逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之相位較系統相電源3p之電壓相位超前數度。
本例之控制處理部30，如上述說明，在執行昇壓電路10及單相逆變器電路11之回授控制中，係使逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之相位，較系統相電源3p之電壓相位超前約3度。
逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之相位較系統相電源3p之電壓相位超前的角度只要數度即可，如後述說明，使在與系統相電源3p之電壓波形之間求出差分時獲得的電壓波形，相對於系統相電源3p之電壓波形成為大致超前90度的相位之範圍內進行設定。例如設為大於0度而且小於10度之值之範圍。
如上述式(5)所示，上述超前的角度係由系統電壓檢測值Va、AC電抗器22之電感La及逆變器電流指令值Iinv＊決定。其中，系統電壓檢測值Va、AC電抗器22之電感La為控制對象外之固定值，因此超前的角度係由逆變器電流指令值Iinv＊決定。
逆變器電流指令值Iinv＊，如上述式(4)所示，係由輸出電流指令值Ia＊決定。該輸出電流指令值Ia＊越大，逆變器電流指令值Iinv＊中超前之成分越增加，逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之超前角度(超前的角度)變 為越大。
輸出電流指令值Ia＊由上述式(2)求出，因此上述超前的角度由直流輸入電流指令值Ig＊進行調整。
如上述說明，本例之控制處理部30對直流輸入電流指令值Ig＊進行設定，以使逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之相位，相對於系統相電源3p之電壓相位約超前3度。
〔1.2關於昇壓電路及單相逆變器電路之控制〕
昇壓電路控制部32對昇壓電路10之開關元件Qa、Qb進行控制。又，逆變器電路控制部33對單相逆變器電路11之開關元件Q1~Q4進行控制。
昇壓電路控制部32及逆變器電路控制部33分別產生昇壓電路用搬送波及逆變器電路用搬送波，藉由控制處理部30所供給的指令值亦即昇壓電路電壓參照值Vbc#及逆變器電壓參照值Vinv#針對彼等搬送波進行變調，而產生驅動各開關元件之驅動波形。
昇壓電路控制部32及逆變器電路控制部33依據上述驅動波形對各開關元件進行控制，依此而將和昇壓電路電流指令值Iin＊及逆變器電流指令值Iinv＊近似的電流波形之交流電力輸出至昇壓電路10及單相逆變器電路11。
圖10之(a)係對昇壓電路用搬送波與昇壓電路電壓參照值Vbc#之波形進行比較之圖。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。又，圖10之(a)中，為容易 理解而將昇壓電路用搬送波之波長表示為較實際長。
昇壓電路控制部32產生的昇壓電路用搬送波，係極小值為「0」的三角波，振幅A1設為由控制處理部30供給的昇壓電路電壓目標值Vo＊。
又，昇壓電路用搬送波之頻率，係藉由控制處理部30之控制指令，以成為特定之工作比的方式，由昇壓電路控制部32設定。
又，如上述說明，昇壓電路電壓目標值Vo＊，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值成為大致直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1中，係追隨逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值，在其以外之期間係追隨直流輸入電壓檢測值Vg而變化。因此，昇壓電路用搬送波之振幅A1亦對應於昇壓電路電壓目標值Vo＊而變化。
昇壓電路電壓參照值Vbc#之波形(以下亦稱為昇壓電路用參照波Vbc#)係由控制處理部30依據昇壓電路電流指令值Iin＊求出之值在，逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值大於直流輸入電壓檢測值Vg的期間W1成為正之值。在期間W中，昇壓電路用參照波Vbc#成為和由昇壓電路電壓目標值Vo＊構成的波形狀近似之波形，和昇壓電路用搬送波呈交叉。
昇壓電路控制部32，係比較昇壓電路用搬送波與昇壓電路用參照波Vbc#，在DC電抗器15兩端電壓之目標值亦即昇壓電路用參照波Vbc#成為昇壓電路用搬送波以上之部分成為導通，在搬送波以下之部分成為非導 通，依此來產生驅動開關元件Qb之驅動波形。
圖10之(b)係昇壓電路控制部32所產生用於驅動開關元件Qb之驅動波形。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。橫軸表示為和圖10之(a)之橫軸一致。
該驅動波形表示開關元件Qb之開關動作，藉由被供給至開關元件Qb，可以執行和該驅動波形對應之開關動作。驅動波形所構成之控制指令，在電壓為0伏特時將開關元件之開關設為非導通，在電壓為正電壓時將開關元件之開關設為導通。
昇壓電路控制部32，係產生驅動波形以便在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1中進行開關動作。因此，對開關元件Qb進行控制，以便在直流輸入電壓檢測值Vg以下之範圍中停止開關動作。
又，各脈衝寬度係由三角波亦即昇壓電路用搬送波之截距決定。因此，電壓越是高的部分脈衝寬度越大。
如上述說明，昇壓電路控制部32藉由昇壓電路用參照波Vbc#來變調昇壓電路用搬送波，而產生表示開關用之脈衝寬度的驅動波形。昇壓電路控制部32，係依據產生的驅動波形對昇壓電路10之開關元件Qb進行PWM控制。
開關元件Qa係使用和開關元件Qb之驅動波形反轉的驅動波形。但是，為防止開關元件Qb與開關元件Qa同時導通，在開關元件Qa之驅動脈衝由非導通移 行至導通時設置1μs左右之無感時間。
圖11之(a)係對逆變器電路用搬送波與逆變器電壓參照值Vinv#之波形進行比較之圖。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。又，圖11之(a)中，為容易理解而將逆變器電路用搬送波之波長表示為較實際長。
逆變器電路控制部33產生的逆變器電路用搬送波，係振幅中央為0伏特之三角波，其之單側振幅設為昇壓電路電壓目標值Vo＊(電容器23之電壓目標值)。因此，逆變器電路用搬送波之振幅A2，具有直流輸入電壓檢測值Vg之2倍之期間，及系統相電源3p之電壓之2倍之期間。
又，頻率由逆變器電路控制部33設定，以便藉由控制處理部30之控制指令等而成為特定之工作比。
又，昇壓電路電壓目標值Vo＊，如上述說明，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值成為大致直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1中，係追隨逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值，在其以外之期間亦即期間W2係追隨直流輸入電壓檢測值Vg而變化。因此，逆變器電路用搬送波之振幅A2亦和昇壓電路電壓目標值Vo＊對應地變化。
逆變器電壓參照值Vinv#之波形(以下亦稱為逆變器電路用參照波Vinv#)係由控制處理部30依據逆變器電流指令值Iinv＊求出之值，設為大致和系統相電源3p之電壓振幅相同。因此，逆變器電路用參照波Vinv#， 在電壓值為-Vg~+Vg之範圍之部分係和昇壓電路用搬送波交叉。
逆變器電路控制部33，係對逆變器電路用搬送波與逆變器電路用參照波Vinv#進行比較，電壓目標值亦即逆變器電路用參照波Vinv#成為逆變器電路用搬送波以上的部分成為導通，在搬送波以下的部分成為非導通，依此來產生驅動開關元件Q1~4之驅動波形。
圖11之(b)係逆變器電路控制部33所產生用於驅動開關元件Q1之驅動波形。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。橫軸表示為和圖11之(a)之橫軸一致。
逆變器電路控制部33產生驅動波形，以使逆變器電路用參照波Vinv#之電壓在-Vg~+Vg之範圍W2進行開關動作。因此，對開關元件Q1進行控制，以使在其以外之範圍停止開關動作。
圖11之(c)係逆變器電路控制部33所產生用於驅動開關元件Q3之驅動波形。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。
針對開關元件Q3，逆變器電路控制部33係對圖中虛線所示逆變器電路用參照波Vinv#之反轉波與搬送波進行比較而產生驅動波形。
此時，逆變器電路控制部33產生驅動波形，以便逆變器電路用參照波Vinv#(之反轉波)之電壓在-Vg~+Vg之範圍W2內進行開關動作。因此，對開關元件Q3進行 控制使在其以外之範圍停止開關動作。
又，逆變器電路控制部33產生使開關元件Q1之驅動波形反轉的波形作為開關元件Q2之驅動波形，產生使開關元件Q3之驅動波形反轉的波形作為開關元件Q4之驅動波形。
如上述說明，逆變器電路控制部33以逆變器電路用參照波Vinv#來變調逆變器電路用搬送波，而產生呈現開關用之脈衝寬度的驅動波形。逆變器電路控制部33依據產生的驅動波形對單相逆變器電路11之開關元件Q1~Q4進行PWM控制。
本例之昇壓電路控制部32，係以流入DC電抗器15的電流成為和昇壓電路電流指令值Iin＊一致的方式輸出電力。結果，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值大致成為直流輸入電壓檢測值Vg以上的期間W1(圖10)使昇壓電路10進行開關動作。昇壓電路10在期間W1係使直流輸入電壓檢測值Vg以上之電壓成為近似逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值的方式來輸出電力。另一方面，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值大致為直流輸入電壓檢測值Vg以下之期間，昇壓電路控制部32係停止昇壓電路10之開關動作。因此，在直流輸入電壓檢測值Vg以下之期間，昇壓電路10不對太陽光發電面板2輸出的直流電力進行昇壓而直接輸出至單相逆變器電路11。
又，本例之逆變器電路控制部33，係以流入 AC電抗器22的電流成為和逆變器電流指令值Iinv＊一致的方式輸出電力。結果，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊成為大致-Vg~+Vg之期間W2(圖11)使單相逆變器電路11進行開關動作。亦即，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值成為直流輸入電壓檢測值Vg以下之期間使單相逆變器電路11進行開關動作。
因此，單相逆變器電路11係在昇壓電路10停止開關動作期間進行開關動作，而輸出和逆變器輸出電壓指令值Vinv＊近似的交流電力。
又，逆變器電路用參照波Vinv#與逆變器輸出電壓指令值Vinv＊近似，因此於圖11(a)中重複。
另一方面，在逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之電壓成為大致-Vg~+Vg之期間W2以外的期間，逆變器電路控制部33停止單相逆變器電路11之開關動作。於該期間，單相逆變器電路11被供給經由昇壓電路10昇壓之電力。因此，停止開關動作的單相逆變器電路11，不對昇壓電路10供給之電力降壓而直接輸出。
亦即，本例之轉換裝置1，係交互切換昇壓電路10與單相逆變器電路11以使進行開關動作，並將各別輸出的電力重疊而輸出和逆變器輸出電壓指令值Vinv＊近似的電壓波形之交流電力。
如上述說明，本例中進行控制使昇壓電路10動作以便輸出逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值高於直流輸入電壓檢測值Vg之部分的電壓，使單相逆變器 電路11動作以便輸出逆變器輸出電壓指令值Vinv＊之絕對值低於直流輸入電壓檢測值Vg之部分的電壓。因此，單相逆變器電路11不對昇壓電路10昇壓之電力進行降壓，可以抑低電壓降壓時之電位差，因此可以減低昇壓電路之開關損失，可以更高效率輸出交流電力。
另外，昇壓電路10及單相逆變器電路11同時依據控制部12設定之逆變器輸出電壓指令值Vinv＊(電壓目標值)動作，因此在交互切換而被輸出的昇壓電路之電力與單相逆變器電路之電力之間，可以抑制偏移或失真之產生。
圖12係參照波及開關元件之驅動波形之一例之以及轉換裝置1輸出的交流電力之電流波形之一例之圖。
圖12中，由最上段起依序表示單相逆變器電路之參照波Vinv#及搬送波、開關元件Q1之驅動波形、昇壓電路之參照波Vbc#及搬送波、開關元件Qb之驅動波形及轉換裝置1輸出的交流電力之電流波形之指令值及實測值之圖。彼等各圖之橫軸表示時間，互相一致地表示。
如圖所示可知，被控制成為輸出電流之實測值Ia與指令值Ia＊一致。
又，可以確認被控制成為昇壓電路10之開關元件Qb之開關動作之期間與單相逆變器電路11之開關元件Q1~Q4之開關動作之期間，大致互相交互切換。
又，本例中，如圖8(a)所示，依據上述式 (7)求出的昇壓電路，係被控制成為使流入DC電抗器15的電流和電流指令值Iin＊一致。結果，昇壓電路與單相逆變器電路之電壓成為圖8之(b)所示波形，於昇壓電路10及單相逆變器電路11之高頻開關動作分別設有停止期間，大致上可以交互進行開關動作的運轉。
〔1.3關於輸出的交流電力之電流相位〕
本例之昇壓電路10及單相逆變器電路11，係藉由控制部12之控制，將和逆變器輸出電壓指令值Vinv＊近似的電壓波形之交流電力，輸出至連接於其後段的濾波器電路21。轉換裝置1經由濾波器電路21對系統相電源3p輸出交流電力。
於此，如上述說明，藉由控制處理部30產生相對於系統相電源3p之電壓相位超前數度之電壓相位並作為逆變器輸出電壓指令值Vinv＊。
因此，昇壓電路10及單相逆變器電路11輸出的交流電壓，亦設為相對於系統相電源3p之電壓相位超前數度之電壓相位。
如此則，於濾波器電路21之AC電抗器22(圖2)兩端，一方被施加昇壓電路10及單相逆變器電路11之交流電壓，另一方被施加系統相電源3p，被施加互相偏移數度電壓相位的電壓。
圖13之(a)表示單相逆變器電路11輸出的交流電壓、系統相電源3p及AC電抗器22兩端電壓各別 之電壓波形之圖。圖中，縱軸表示電壓，橫軸表示時間。
如圖所示，於AC電抗器22兩端被施加互相偏移數度電壓相位的電壓時，AC電抗器22之兩端電壓成為施加於AC電抗器22兩端的互相偏移數度電壓相位之電壓彼此之差分。
因此，如圖所示，AC電抗器22兩端電壓之相位，相對於系統相電源3p之電壓相位成為超前90度的相位。
圖13之(b)係流入AC電抗器22的電流波形之圖。圖中，縱軸表示電流，橫軸表示時間。橫軸係表示為和圖13之(a)之橫軸一致。
AC電抗器22之電流相位相對於其電壓相位延遲90度。因此，如圖所示，通過AC電抗器22而輸出的交流電力之電流相位，相對於系統相電源3p之相電壓之相位成為同步。
因此，單相逆變器電路11輸出的電壓相位相對於系統相電源3p雖超前數度，但電流相位成為和系統相電源3p之相電壓之相位一致。
因此，如圖12之最下段之圖所示，轉換裝置1輸出的電流波形，係和系統相電源3p之電壓相位一致者。
結果，可以輸出和系統相電源3p之電壓同相位之交流電流，可以抑制該交流電力之功率因數之降低。
《與太陽光發電面板之組合之例》
又，圖22例如針對各相使用5台，合計15台集光型太陽光發電(CPV：Concentrator Photovoltaic)面板2C的三相交流電源裝置100之概略連接圖。集光型太陽光發電面板2C，係使用多數個並列為矩陣狀的菲涅爾透鏡等之光學系，將太陽光集中於對應的太陽電池片而發電者。又，集光型太陽光發電面板2C於背面側具有未圖示的追尾驅動裝置，集光型太陽光發電面板2C構成為晝間持續朝向太陽之方角。
於各集光型太陽光發電面板2C分別設置轉換裝置1(電力調節器)。將轉換裝置1之輸出和各相並聯連接，獲得大的發電輸出實現與三相交流系統3之系統連合，即可設為太陽光發電所。該發電所可以抑制電力損失之同時，晝間可以進行較穩定的高輸出之發電。
《其他》
又，上述三相交流電源裝置100之實施形態中，說明使用太陽光發電面板作為直流電源的例，但直流電源不限定於此。例如直流電源可以使用蓄電池或並用太陽光發電與蓄電池。並用蓄電池時，藉由太陽光發電面板之輸出對蓄電池進行充電，則晝間可由太陽光發電面板，夜間可由蓄電池分別對三相交流系統供給電力。
又，上述轉換裝置1(電力轉換裝置1P)中，取代太陽光發電面板2改用蓄電池時，可由三相交流系統3受電，將直流電力輸出至第1直流電源、第2直流 電源及第3直流電源。亦即，使單相逆變器電路11之電流目標值(Iinv＊)與電壓目標值(Vinv＊)之間互相偏移180度相位，則可以同一電流目標值(Iin＊)之控制由三相交流系統3對各直流電源進行逆向輸出。
又，針對上述實施形態中各模擬，藉由使用實機的驗證亦可以獲得同樣之結果。
又，此次揭示的實施形態僅為例示並非用於限制本發明。本發明之範圍如申請專利範圍所示，和申請專利範圍具有均等意義及範圍內之全部變更亦被包含在內。
1‧‧‧轉換裝置
1P‧‧‧電力轉換裝置
2‧‧‧太陽光發電面板(直流電源)
3‧‧‧三相交流系統
3p(u)、3p(v)、3p(w)‧‧‧系統相電源
10‧‧‧昇壓電路
11‧‧‧單相逆變器電路
15‧‧‧DC電抗器
19‧‧‧電容器
22‧‧‧AC電抗器
23‧‧‧電容器
26‧‧‧電容器
100‧‧‧三相交流電源裝置
LB‧‧‧直流匯流排
Q1~Q4、Qa、Qb‧‧‧開關元件

Claims (14)

  1. 一種電力轉換裝置，係將由不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源輸入的直流電力轉換為交流電力並供給至三相交流系統者；具備：第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2相；第3相轉換裝置，係依據上述第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值，大於輸入的直流電壓時係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆 變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
  2. 如申請專利範圍第1項之電力轉換裝置，其中上述控制部，係依據上述直流電力之輸入電力值及上述三相交流系統之各相之電壓值求出輸出電流目標值，依據該輸出電流目標值求出上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值並對上述單相逆變器電路進行控制之同時，依據和上述單相逆變器電路共通的電流目標值及電壓目標值以及上述直流輸入電壓值，求出上述昇壓電路之電流目標值並對上述昇壓電路進行控制，依此而對上述交流電力之輸出進行控制。
  3. 如申請專利範圍第2項之電力轉換裝置，其中於上述昇壓電路與上述單相逆變器電路之間設置平滑電容器，在和上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值對應的電力目標值，添加通過上述平滑電容器的無效電力來獲得添加值，依據該添加值及上述直流輸入電壓值求出上述昇壓電路之電流目標值。
  4. 如申請專利範圍第2項之電力轉換裝置，其中於上述昇壓電路與上述單相逆變器電路之間設置平滑電容器， 在和上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值對應的電力目標值，添加通過上述平滑電容器的無效電力及該電力轉換裝置中之電力損失來獲得添加值，依據該添加值及上述直流輸入電壓值求出上述昇壓電路之電流目標值。
  5. 如申請專利範圍第2項之電力轉換裝置，其中於上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗器之各個的後段設置輸出平滑電容器，將上述輸出電流目標值設為Ia＊，將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述輸出平滑電容器之靜電容量設為Ca，將上述三相交流系統之各相之電壓值設為Va，將上述直流輸入電壓值設為Vg時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ca×(d Va/dt)。
  6. 如申請專利範圍第2項之電力轉換裝置，其中於上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗器之各個的後段設置輸出平滑電容器，將上述輸出電流目標值設為Ia＊，將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊， 將上述三相交流系統之各相之電壓值設為Va，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述輸出平滑電容器的電流設為Ica時，Iin＊=(Iinv＊×Vinv＊)/Vg，Iinv＊=Ia＊+Ica。
  7. 如申請專利範圍第3項之電力轉換裝置，其中將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述平滑電容器之靜電容量設為C，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊}/Vg。
  8. 如申請專利範圍第3項之電力轉換裝置，其中將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述平滑電容器的電流設為Ic時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊}/Vg。
  9. 如申請專利範圍第4項之電力轉換裝置，其中將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述平滑電容器之靜電容量設為C，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將該電力轉換裝置之電力損失設為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+C×(d Vo＊/dt)×Vo＊+PLOSS}/Vg。
  10. 如申請專利範圍第4項之電力轉換裝置，其中將上述昇壓電路之電流目標值設為Iin＊，將上述單相逆變器電路之電流目標值及電壓目標值分別設為Iinv＊及Vinv＊，將上述昇壓電路之電壓目標值設為Vo＊，將上述直流輸入電壓值設為Vg，將流通於上述平滑電容器的電流設為Ic，將該電力轉換裝置之電力損失設為PLOSS時，Iin＊={(Iinv＊×Vinv＊)+Ic×Vo＊+PLOSS}/Vg。
  11. 如申請專利範圍第5至10項中任一項之電力轉換裝置，其中上述控制部，係依據Vinv＊=Va+La(d Iinv＊/dt) 求出上述單相逆變器電路之電壓目標值Vinv＊，並以其作為上述昇壓電路之電壓目標值，其中，La係上述第1電抗器、上述第2電抗器及上述第3電抗器共通之電感。
  12. 如申請專利範圍第1至11項中任一項之電力轉換裝置，其中由上述三相交流系統受電，將直流電力輸出至上述第1直流電源、上述第2直流電源及上述第3直流電源。
  13. 一種三相交流電源裝置，係連接於三相交流系統者，具備：不共有正負兩極之任一的互相獨立的第1直流電源、第2直流電源及第3直流電源；第1相轉換裝置，係依據由上述第1直流電源輸入的直流電力，經由第1電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的中性點之第1相；第2相轉換裝置，係依據上述第2直流電源輸入的直流電力，經由第2電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第2相；第3相轉換裝置，係依據上述第3直流電源輸入的直流電力，經由第3電抗器將交流電力供給至相對於上述三相交流系統的上述中性點之第3相；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第 3相轉換裝置之各個，係包含將上述直流電力之直流輸入電壓值昇壓的昇壓電路及單相逆變器電路；上述控制部，針對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置之各個，當作為應輸出的交流波形而於基本波重疊有3次高諧波的電壓目標值之絕對值大於輸入的直流電壓時，係使上述昇壓電路進行昇壓動作產生上述電壓目標值之絕對值之同時，將上述單相逆變器電路設為僅進行必要的極性反轉之狀態，又，當上述電壓目標值之絕對值小於輸入的直流電壓時係停止上述昇壓電路之昇壓動作之同時，使上述單相逆變器電路動作來產生上述電壓目標值。
  14. 如申請專利範圍第13項之三相交流電源裝置，其中上述第1直流電源、上述第2直流電源及上述第3直流電源，分別為追蹤太陽光而動作的集光型太陽光發電面板。
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