JP6878333B2

JP6878333B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6878333B2
Application number: JP2018030430A
Authority: JP
Inventors: 公久古川; 叶田　玲彦; 玲彦叶田; 馬淵　雄一; 雄一馬淵; 庄司　浩幸; 浩幸庄司; 尊衛嶋田; 充弘門田; 瑞紀中原
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Current assignee: Hitachi Industrial Products Ltd
Priority date: 2018-02-23
Filing date: 2018-02-23
Publication date: 2021-05-26
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Description

本発明は、電力変換装置に関する。

電力変換装置としては、特許文献１に記載された自励式無効電力制御装置がある。

この特許文献１には、単相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサが直流電圧源として無効電力を生成し、単相電力変換器を三相分備えて三相交流系統に直結される自励式無効電力制御装置において、各前記単相電力変換器の出力電圧に３の倍数の高調波電圧を各相同相で重畳することが記載されている（明細書の段落０００６参照）。

特開２０１５−２３０５５５号公報

特許文献１に記載されたコンバータセルは、例えば、電源系統の無効電流を単相コンバータの直流側に接続されているコンデンサへの充放電動作に変換すると同時に、単相コンバータの交流側から無効電圧を出力することによって無効電圧を電力系統に与える、いわゆる自励式無効電力制御装置である。

ここで、コンデンサ端子の直流電圧には電源系統の周波数で変動する脈流成分が重畳する。この脈流成分が大きければ、コンデンサ端子電圧変動が大きくなるという問題が生じる。

特許文献１に記載された発明は、コンデンサ等の部品を大型化させることなく、電力変換装置やコンバータセルが大型化し高価になることがないように制御して脈流成分を低減する発明である。

しかしながら、特許文献１に記載された発明は、自励式無効電力制御装置に対する方法であるため、有効電力を制御する制御対象に対してはそのまま適用できなかった。

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、有効電力を制御する制御対象に対して、電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができ、かつ、コンデンサの損失を低減し、その結果コンデンサの容量あるいは体積を低減し、安価に構成できる電力変換装置を実現することである。

上記目的を達成するため、本発明は次のように構成される。

電力変換装置において、互いに接続され、１次側系統電圧を２次側系統電圧に変換する複数の電力変換セルと、上記複数の電力変換セルのそれぞれに接続されるコンデンサと、Ｎを自然数としたとき、上記複数の電力変換セルのそれぞれの交流電圧に、この交流電圧の３Ｎ次高調波電圧を加算し、上記交流電圧と３Ｎ次高調波電圧とを加算した電圧を出力するように、上記電力変換セルを駆動する電力変換セル駆動部とを備える。

本発明によれば、電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができ、また、コンデンサの損失を低減し、その結果コンデンサの容量あるいは体積を低減し、安価に構成できる電力変換装置を実現することができる。

本発明の実施例１による電力変換装置１のブロック図である。コンバータセルのブロック図（回路図）である。実施例１における三相交流システム構成のブロック図である。１次側及び２次側系統電圧の波形の例を示す図である。コンデンサの損失和を最小とする相電圧をコンバータセルに生成させるためのブロック図である。本発明の概念図である。力率角の異なる条件における本発明の波形例と効果を示した例を示す図である。本発明の実施例２による電力変換装置のブロック図である。実施例２における三相交流システム構成のブロック図である。本発明の実施例３による電力変換装置のブロック図である。実施例３における三相交流システム構成のブロック図である。本発明の実施例４による電力変換装置のブロック図である。本発明の実施例５による電力変換装置のブロック図である。コンバータセルの変形例のブロック図である。変形例に適用されるＨブリッジの回路図である。他の変形例に適用される高周波トランス周辺の回路図である。本発明の実施例６による電力変換装置のブロック図である。実施例６によるコンバータセルのブロック図（回路図）である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。

（実施例１）
（実施例１の構成）
まず、本発明の実施例１による電力変換装置の構成を説明する。

図１は、本発明の実施例１による電力変換装置１のブロック図である。

図１において、電力変換装置１は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎを有している。そして、各々のコンバータセル２０−ｋ（但し、ｋは段数番号であり、１≦ｋ≦Ｎ）は、一対の１次側端子２５、２６と、一対の２次側端子２７、２８と、交直変換器１１（上記１次側系統電圧である交流電圧を直流電圧に変換する第１の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１２（第１の交直変換器により変換された直流電圧を交流電圧に変換する第２の交直変換器、１次側変換器）と、交直変換器１３（第２の交直変換器により変換された交流電圧を直流電圧に変換する第３の交直変換器、２次側変換器）と、交直変換器１４（第３の交直変換器により変換された直流電圧を交流電圧に変換し、２次側電源系統に供給する第４の交直変換器、２次側変換器）と、交直変換器１２と交直変換器１３との間に接続される高周波トランス１５（トランス）と、コンデンサ１７（第１のコンデンサ）と、コンデンサ１８（第２のコンデンサ）とを有している。

コンデンサ１７は、交直変換器１１と１２との間に接続され、コンデンサ１８は、交直変換器１３と１４との間に接続されている。

そして、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５、２６は、順次接続され、これら直列回路に、１次側電源系統３１が接続されている。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの２次側端子２７、２８は、順次互いに直列に接続され、これら直列回路に、２次側電源系統３２が接続されている。各コンバータセル２０−１〜２０−Ｎは、１次側端子２５、２６と２次側端子２７、２８との間で双方向または一方向に電力を伝送する。

１次側電源系統３１、２次側電源系統３２は、誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、１次側電源系統３１、２次側電源系統３２としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。

１次側電源系統３１の電圧を１次側系統電圧ＶＳ１とし、２次側電源系統３２の電圧を２次側系統電圧ＶＳ２とする。１次側系統電圧ＶＳ１、２次側系統電圧ＶＳ２は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置１は、１次側電源系統３１、２次側電源系統３２の間で双方向または一方向に電力を伝送する。

図１に示すように、１次側電源系統３１の一対の端子のうち、一方を１次側基準端子３３と呼び、他方を端子３５と呼ぶ。同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、一方を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。１次側基準端子３３は、１次側基準電位が現れる端子であり、２次側基準端子３４は、２次側基準電位が現れる端子である。１次側および２次側基準電位は、例えば接地電位である。基準電位は必ずしも接地電位でなくてもよい。

そして、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０−１の１次側端子２５に接続され、端子３５は、コンバータセル２０−Ｎの２次側端子２６に接続される。また、２次側基準端子３４は、コンバータセル２０−Ｎの２次側端子２８に接続され、端子３６は、コンバータセル２０−１の２次側端子２７に接続されている。

図２は、コンバータセル２０−ｋのブロック図（回路図）である。

交直変換器１１〜１４は、各々Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode）とを有している（共に符号なし）。

なお、本実施例１において、これらスイッチング素子は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)である。コンデンサ１７の両端の間に現れる電圧を１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ１（１次側直流電圧）と呼ぶ。

また、１次側端子２５、２６の間に現れる電圧を１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_Ｕ１ｋと呼ぶ。そして、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_Ｕ１ｋと、１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ１とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと、２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。交直変換器１２および１３が高周波トランス１５との間で入出力する電流は、高周波である。ここで、高周波とは、例えば１００Ｈｚ以上の周波数であるが、１ｋＨｚ以上の周波数を採用することが好ましく、１０ｋＨｚ以上の周波数を採用することがより好ましい。交直変換器１２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ１と、１次巻線１５ａに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

また、コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ２（２次側直流電圧）と呼ぶ。交直変換器１３は、２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ２と、２次巻線１５ｂに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

また、２次側端子２７、２８の間に現れる電圧を２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_ｕ２ｋと呼ぶ。そして、交直変換器１４は、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_ｕ２ｋと、２次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ２とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

図１において、１次側系統電圧ＶＳ１の振幅値をＶ_ｍａｘとし、各コンバータセル２０−ｋの１次側ＤＣリンク電圧Ｖ_ｄｃ１が振幅値Ｖ_ｍａｘの１／Ｎであると仮定すると、図２に示した１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_Ｕ１ｋは、±Ｖ_ｍａｘ／Ｎまたは０のいずれかの電圧となる。２次側も同様であるので説明を省略する。

図３は、三相交流システムにおけるブロック図であり、図１及び図２に示した各コンバータセル２０−１〜２０−Ｎによって構成される。

図３において、１次側三相電源系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子をＵ１、Ｖ１、Ｗ１とし、２次側三相電源系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子をＵ２、Ｖ２、Ｗ２とし、これらの中性点をＮ１、Ｎ２とする。図３に示した三相交流システムでは、中性点Ｎ１、Ｎ２が１次側および２次側の基準端子になる。１次側の端子Ｕ１と中性点Ｎ１との間には、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５、２６（図１及び図２参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の中性点Ｎ２と端子Ｕ２との間には、２次側端子２７、２８が順次直列に接続されている。

Ｖ相、Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１が接続されている。

図４は、１次側、２次側系統電圧ＶＳ１、ＶＳ２の波形図の例である。

説明の簡略化のため、以下の例においては、１次側に着目する。

前述のとおり、各コンバータセルの１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ_ｕ１ｋは、±Ｖ_ｍａｘ／Ｎまたは０のいずれかの電圧となり、電圧Ｖ_ｕ１ｋの波形は３レベルＰＷＭの様相を呈す（変調方式にもよっても異なるが、ここではPhase Shift PWM (PSPWM)を想定する）。以下、コンデンサ１７の電流損失を最小にするための電圧Ｖ_ｕ１ｋについて導出過程を示すが、議論を簡単にするために、ＰＷＭの影響は無視し、電圧Ｖ_ｕ１ｋは連続波形と近似する。即ち、実際の電圧Ｖ_ｕ１ｋは三角波キャリアなどの搬送波によって変調されパルス化されているが，ここでは変調する前の信号について議論する。

３相交流の基本波電圧が振幅Ｖ_ｍａｘ／Ｎ＝Ｖ０、角周波数ω_０であるとき、基本波電圧にＶ_０・ａ（ｔ）の補償電圧を重畳することによって、コンデンサ損失を最小化する方法を見出す。ここで、ａ（ｔ）は任意の関数であり、以下の考察によって関数a（ｔ）を導く。ここで、関数a（ｔ）は損失最小関数と定義する。

電流は振幅Ｖ_０、角周波数ω₀、位相ψであり、電圧を次式（１）、電流を次式（２）で記述すると次のようになる。

コンバータセル２０−ｋの１次側の瞬時電力Ｐ_Ｕ１ｋ（ω_０ｔ）は、上記式（１）と式（２）と互いにを乗ずれば次式（３）となる。

次に、この議論を他相に拡張することを考える。

Ｖ相、Ｗ相の瞬時電力は上記式（３）のＰ_Ｕ１ｋ（ω_０ｔ）の位相を±（２／３）π[rad.]シフトすることで導かれ、次式（４）、（５）となる。

更に、コンデンサが配置されるＤＣリンク部流入電流Ｉ_{Ｕ１ｋｄｃ}を計算する。コンデンサ端子電圧が各セルコンバータで等しくＶ_ｄｃ１であるとすると，瞬時電力Ｐ_Ｕ１ｋ（ω_０ｔ）をコンデンサ端子電圧Ｖ_ｄｃ１で割ることで電流Ｉ_{Ｕ１ｋｄｃ}は次式（６）のように得られる。

ここで、以降の計算を簡素化するためにＤＣリンク部流入電流Ｉ_{Ｕ１ｋｄｃ}を次式（７）のように正規化する。

すると、式（７）は次式（８）のようになる。

ここで、Ｕ相ＤＣリンク部流出電流が、直流成分であると仮定すると、上記式（８）の内、ｃｏｓψがU相ＤＣリンク部流出電流となる。即ち、Ｕ相コンデンサ流入電流は上記式（８）の交流成分であるので次式（９）のようになる。

Ｕ相コンデンサ瞬時損失は、上記式（９）の左辺に示したＵ相コンデンサ流入電流の２乗値に比例するので、上記式(９)の左辺の２乗値を次式（１０）のように展開する。

上記式（１０）は、ω_０ｔの基本波成分以外に直流成分と低次高調波成分が含まれる。

ここで、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相の瞬時電流損失和に着目すると、次式（１１）のようにすっきりと整理される。以下ではＵ、Ｖ、Ｗの各３相の変換器コンデンサ損失の和を最小化する問題として扱う。変換器全体として損失を最小化することが狙いであるからこのように考えて差し支えない。

上記式（１１）の右辺はａに関する２次方程式である。瞬時損失が最小になることは式(１１)の右辺が最小となることと等しく、そのときのａ（ｔ）＝ａ
_{Ｌｏｓｓｍｉｎ}（ｔ）は、次式（１２）となる。

即ち、３相のコンデンサ損失和を最小とする相電圧Ｖ_Ｕ１ｋ＝Ｖ_{Ｕ１ｋＬｏｓｓｍｉｎ}は、上記式（１２）を上記式（４）に挿入して次式（１３）となる。

上記式（１３）より、３相交流の基本波電圧が振幅Ｖ_０、角周波数ω_０であるとき、基本波電圧に３次調波電圧を重畳してコンデンサ損失を最小化できることが導かれた。

ここで、補償電圧は次の条件１〜３が必要である。

条件１：補償電圧は角周波数３ω_０、云い換えると三次調波成分を与えること。

条件２：補償電圧の振幅は基本波電圧の１／２を与えること。

条件３：補償電圧として与える交番電圧は角度２ψだけ遅らせて与えること。

但し、ここで、条件３の遅れはｓｉｎ（３ω_０ｔ）を基準としての遅れである。また、補償電圧は、三次調波分のみならず、Ｎを自然数とした場合、３Ｎ次高調波成分を与えることによっても、条件１を満足する。

Ｖ相、Ｗ相の補償電圧を含む相電圧は上記式（１３の位相を±（２／３）π [rad.]シフトすることで導かれ、次式（１４）、（１５）となる。

上記式（１３）〜（１５）のそれぞれの右辺第二項の補償電圧は３次調波であるから、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１の３相共に同じ補償量となる。

上記式（１３）、（１４）、（１５）はコンバータセル２０−１〜２０−Ｎのうちの１台分の電圧であるから、Ｎ段のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎの相電圧はＶ_ｍａｘ／Ｎ＝Ｖ_０の関係から、次式（１６）〜（１８）となる。

すなわち、上記式（１６）〜（１８）のそれぞれの右辺第二項の補償電圧は中性点電圧を表し、次式（１９）となる。

以上示したような３次調波成分の補償電圧を各相におけるセルコンバータの出力電圧とすることによって、損失が低減する（半減）する。

図５は、コンデンサの損失和を最小とする相電圧をコンバータセルに生成させるための電力変換セル駆動部のブロック図である。つまり、図５は、上記式（１２）に示した損失最小関数ａ_{Ｌｏｓｓｍｉｎ}（ｔ）を加算した相電圧となるように、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの交直変換器１１におけるスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のゲートを制御するブロック図である。図５を参照して、交直変換器１１におけるスイッチング素子のゲート制御について説明する。ただし、２次側電源系統により、電動モータを制御する例を挙げて説明する。

図５において、中央演算装置８０には、１次側の電流値Ｉ、電圧値Ｖ及び電動モータの回転速度指令Ｒｓが入力される。なお、１次側の電流値Ｉ及び電圧値Ｖは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの電流値、電圧値について、まとめて表示している。

中央演算装置８０は、速度指令値Ｒｓからｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを演算し、演算したｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑからｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。

そして、電圧位相ω_０ｔを用いて、２相から３相に変換し、電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する。

また、中央演算装置８０は、電流値Ｉ及び電圧値Ｖを用いて１次側交流電圧の力率角（位相ψ）を演算し、演算した力率角（位相ψ）とω_０ｔとを用いて、式（１２）に示した損失最小関数ａ（ｔ）を演算する。

そして、上述した電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに、それぞれの相に応じた損失最小関数ａ（ｔ）を加算し、上記式（１３）に対応する電圧指令値Ｖ_Ｕ１〜Ｖ_ＷＮを算出する。算出した電圧指令値Ｖ_Ｕ１〜Ｖ_ＷＮはゲートドライバ８１に供給され、交直変換器１１におけるスイッチング素子のゲート制御信号Ｓ_Ｕ１〜Ｓ_ＷＮに変換され、交直変換器１１に供給される。中央演算装置尾８０とゲートドライバ８１とにより電力変換セル駆動部が構成される。

ここで、損失が半減する根拠を示す。

（Ｉ）まず補償電圧を与えないときの損失（３相分）について考える。このとき、ａ（ｔ）＝０であるから、上記式（１１）より、次式（２０）が得られる。

（ＩＩ）次に、補償電圧を与えるときの損失（３相分）について考える。このとき、ａ（ｔ）は、上記式（１２）に示すようになっているので、上記式（１１）より、次式（２１）となる。

この場合、瞬時損失である上記式（２１）は６倍の周波数で変化し、ω_０ｔ＝２πの１周期での平均損失を考えると、上記式（２１）の交流成分はキャンセルされて、次式（２２）となる。

上記式（２０）に対して上記式（２２）は半分の値であることがわかる。

即ち、損失が半減することが示された。

上述したことを、図６を用いて改めて整理して説明する。

図６は、図２に示すコンバータセル２０−ｋが多段に接続されているイメージを示す図であり、特に１次側に注目して示している。

図６に示すＵ１相の相電圧（相-中性点電圧）は、本発明の適用前においては破線で示す正弦波、即ち、Ｖ_ｍａｘｓｉｎω_０ｔである。

このときのコンバータセル２０−ｋ内のコンデンサ電流は、２ω_０成分の正弦波であり、コンデンサ損失は４ω_０成分の正弦波である。本発明の適用前のものは、何れも破線で示している。

これに対し、本発明の実施例１による相電圧は、上記式（１６）に示す波形となり、各コンバータセル２０−ｋのコンデンサ電流、コンデンサ損失もこれに従う。すると、コンデンサ損失の平均値は本発明適用前に比べて、半減していることが判る。

このように、コンデンサ損失を半減する効果があることが示される。

なお、図６に示した例は力率１、即ち力率角ψ＝０［ｒａｄ］のときの波形例である。本手法は任意の力率角ψで成り立ち、その様子を図７に示す。図７は、力率角ψ＝０［ｒａｄ］、ψ＝π／４［ｒａｄ］、ψ＝π／２［ｒａｄ］における、それぞれの相電圧、相電流、コンデンサ電流及びコンデンサ損失の波形例を示している。

以上のように、本発明の実施例１においては、相電圧にコンデンサ損失和を最小とする損失最小関数a（ｔ）を相電圧に加算し、その相電圧となるように、交直変換器１１を制御するように構成したので、有効電力を制御する制御対象に対して、電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができ、かつ、コンデンサの損失を低減し、その結果、コンデンサの容量あるいは体積を低減し、安価に構成できる電力変換装置を実現することができる。

なお、上記式（１３）〜（１５）のコンバータセル電圧または式（１６）〜（１８）の相電圧に示した補償電圧の振幅、位相で、本発明の効果を最大限に発揮することができるが、必ずしもこの振幅、位相でなくとも有効であるため、ここに記述した値に限定されることはない。

つまり、上記条件１〜３の全てを満足するのではなく、条件１のみ満足するものあっても有効である。また、条件１と条件２とを満足するもの、条件１と条件３とを満足するもののそれぞれであっても有効である。

また、１次側ＡＣ端子間電圧（交流電圧）を、交流中性点電圧の対地電位とし、上記補償電圧は、交流中性点電圧の対地電位に、振幅が相電圧基本波振幅の１／２近傍であり、３Ｎ次高調波を含む電圧を加算したものとすることができる。

また、以上では１次側の各種電圧、電流に注目して議論を進めたが、２次側についても同様な議論ができ、有効である。ここでは紙面の都合で割愛する。

（実施例２）
（実施例２の構成）
次に、実施例２について説明する。

図８は、実施例２における電力変換装置１０１のブロック図である。

図８において、電力変換装置１０１は、実施例１の電力変換装置１と同様に、Ｎ台のコンバータセル２０−１〜２０−Ｎを有している。そして、各コンバータセル２０−ｋの内部構成も実施例１のもの（図２参照）と同様である。但し、実施例２においては、１次側端子２５、２６の接続方法が実施例１のものとは異なっている。すなわち、実施例２においては、１次側基準端子３３は、コンバータセル２０−Ｎの１次側端子２６に接続され、１次側電源系統３１の高圧側の端子３５はコンバータセル２０−１の１次側端子２５に接続されている。

図９は、実施例２の電力変換装置１０１を組み合わせて三相交流システムにとして構成したブロック図である。

図９において、実施例１（図３参照）と同様に、１次側三相電源系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子をＵ１、Ｖ１、Ｗ１とし、２次側三相電源系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子をＵ２、Ｖ２、Ｗ２とし、これらの中性点をＮ１、Ｎ２とする。

本実施例２において、１次側の端子Ｕ１と中性点Ｎ１との間には、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの１次側端子２５、２６（図８参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の端子Ｕ２と中性点Ｎ２との間には、２次側端子２７、２８（図８参照）が順次直列に接続されている。

Ｖ相、Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置１０１が接続されている。

他の構成は、実施例１と同様であり、図５に示した中央演算装置８０、ゲートドライバ８１等を用いて、相電圧にコンデンサ損失和を最小とする損失最小関数a（ｔ）を相電圧に加算し、その相電圧となるように、交直変換器１１を制御するように構成するところは共通である。

実施例２についても、実施例１と同様に、１次側、２次側の各種電圧、電流に対しての関係、並びに式（１３)〜（１９)に基づく制御方法が有効である。

よって、実施例２も実施例２と同様な効果を得ることができる。

（実施例３）
次に、実施例３による電力変換装置について説明する。

図１０は、実施例３による電力変換装置３００のブロック図である。

図１０において、電力変換装置３００は、Ｎ台（Ｎは２以上の自然数）のコンバータセル４０−１〜４０−Ｎを有している。コンバータセル４０−ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｎ）は、交直変換器１２、１３、１４と、コンデンサ１７、１８と、１次側端子４５、４６と、２次側端子２７、２８と、を有している。

本実施例３のコンバータセル４０−ｋには、実施例１における交直変換器１１（図２参照）に対応するものは設けられておらず、コンデンサ１７の両端は、１次側系統の端子４５、４６に接続されている。上記以外のコンバータセル４０−ｋの構成は、実施例１のもの（図２参照）と同様である。すなわち、コンバータセル４０−ｋは、１次側端子４５、４６における直流と、２次側端子２７、２８における交流との間で双方向または一方向に電力を変換しつつ伝送する。

コンバータセル４０−１〜４０−Ｎの１次側端子４５、４６は順次直列に接続され、これら直列回路に１次側直流電源系統６１（１次側電源系統）が接続されている。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｎの２次側端子２７、２８は、順次直列に接続され、これら直列回路に２次側電源系統３２が接続されている。１次側直流電源系統６１としては、例えば蓄電池等の直流発電設備、あるいは各種直流負荷を採用することができる。

１次側直流電源系統６１の正極端子および負極端子のうち、接地電位に近い側を１次側基準端子６３と呼び、他方を端子６５と呼ぶ。図１０に示した例では、１次側直流電源系統６１の負極端子が１次側基準端子６３になっている。また、実施例１（図１参照）と同様に、２次側電源系統３２の一対の端子のうち、接地電位に近い側の端子を２次側基準端子３４と呼び、他方を端子３６と呼ぶ。

そして、１次側基準端子６３は、コンバータセル４０−１の１次側端子４５に接続され、２次側基準端子３４は、コンバータセル４０−Ｎの２次側端子２８に接続されている。

図１１は、実施例３の電力変換装置３００を組み合わせて三相交流システムにとして構成したブロック図である。

図１１において、実施例３は、実施例１及び実施例２と異なり、１次側は直流電源に繋がっており、端子をＰ１、Ｎ１とし、２次側三相電源系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子をＵ２、Ｖ２、Ｗ２とし、これらの中性点をＮ２とする（ここでのＮ１は実施例１、実施例２の中性点とは異なることに要注意）。

本実施例３において、１次側の端子Ｐ１と端子Ｎ１との間には、コンバータセル４０−１〜４０−Ｎの１次側端子４５、４６（図１０参照）が順次直列に接続されている。また、２次側の端子Ｕ２と中性点Ｎ２との間には、２次側端子２７、２８（図１０参照）が順次直列に接続されている。

Ｖ相、Ｗ相については図示を省略するが、Ｕ相と同様に電力変換装置３００が接続されている。

実施例１及び実施例２は、１次側の電源に対して、損失を低減する例であるが、実施例３における１次側の電源は直流量であるため、実施例３は、２次側の電源に対して損失を低減する例である。

よって、実施例３は、２次側の各種電圧、電流に対しての関係、並びに上記式（１３）〜（１８）に基づく、制御方法が有効であり、図５に示した中央演算装置８０は、ゲートドライバ８１は、２次側の交直変換装置１３におけるスイッチング素子のゲート制御信号に供給される。

実施例３についても、実施例１、２と同様な効果を得ることができる。

（実施例４）
次に、実施例４による電力変換装置１１０の構成を説明する。

図１２は、電力変換装置１１０の結線図である。図１２に示すように、電力変換装置１１０は、１８台のコンバータセル２０−１〜２０−１８を有している。そして、コンバータセル２０−１は、１次側回路２１と、２次側回路２２と、高周波トランス１５と、を有している。コンバータセル２０−２〜２０−１８の構成も、コンバータセル２０−１のものと同様である。以下、コンバータセル２０−１〜２０−１８を総称して「コンバータセル２０」と表記することがある。

電力変換装置１１０は、何れも３相交流系統である１次側系統６０と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。ここで、１次側系統６０は、中性線６０Ｎと、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧が現れるＲ相線６０Ｒ１、Ｓ相線６０Ｓ１、Ｔ相線６０Ｔ１と、を有している。また、２次側系統７０は、中性線７０Ｎと、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧が現れるＵ相線７０Ｕ２、Ｖ相線７０Ｖ２、Ｗ相線７０Ｗ２と、を有している。

また、１次側系統６０と２次側系統７０とは、電圧振幅、周波数および位相が相互に独立している。そして、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧は、１次側周波数において相互に（２π／３）の位相差を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧は、２次側周波数において相互に（２π／３）の位相差を有する。１次側系統６０、２次側系統７０としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。

コンバータセル２０−１の１次側端子２５、２６および２次側端子２７、２８は図示するが、他のコンバータセル２０−２〜２０−１８のものについては、図示を省略する。コンバータセル２０−１〜２０−６の１次側端子２５、２６は、三相交流電圧のＲ相線６０Ｒ１と中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−７〜２０−１２の１次側端子２５、２６は、三相交流電圧のＴ相線６０Ｔ１と中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−１３〜２０−１８の１次側端子２５、２６は、三相交流電圧のＳ相線６０Ｓ１と中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。

図１２において、２次側回路２２のうち、Ｕ相線７０Ｕ２と中性線７０Ｎとの間に接続されているものにはドット網掛けを付している。すなわち、三相交流電圧のＵ相線７０Ｕ２と中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−１７、２０−１８（第９の電力変換セル）と、２０−３、２０−４（第２の電力変換セル）と、２０−７、２０−８（第４の電力変換セル）と、が直列に接続されている。

また、２次側回路２２のうち、三相交流電圧のＶ相線７０Ｖ２と中性線７０Ｎとの間に接続されているものにはハッチングを付している。すなわち、Ｖ相線７０Ｖ２と中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−１１、２０−１２（第６の電力変換セル）と、２０−１５、２０−１６（第８の電力変換セル）と、２０−１、２０−２（第１の電力変換セル）と、が直列に接続されている。

また、２次側回路２２のうち、三相交流電圧のＷ相線７０Ｗ２と中性線７０Ｎとの間に接続されているものは白ヌキになっている。すなわち、Ｗ相線７０Ｗ２と中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−５、２０−６（第３の電力変換セル）と、２０−９、２０−１０（第５の電力変換セル）と、コンバータセル２０−１３、２０−１４（第７の電力変換セル）と、が直列に接続されている。このように、電力変換装置１１０は、１次側系統６０と２次側系統７０とをＹ−Ｙ結線（Ｙ−Ｙ接続）にて接続するものである。

これらに対しても同様に実施例１、実施例２と同様に１次側、２次側の各種電圧、電流に対しての関係、並びに式（１３）〜（１８）の制御方法が有効である。

実施例４も実施例１と同様な効果を得ることができる。

（実施例５）
次に、実施例５による電力変換装置の構成を説明する。

図１３は、電力変換装置１２０の結線図である。電力変換装置１２０は、実施例４のもの（図１２参照）と同様に、１８台のコンバータセル２０−１〜２０−１８を有している。各コンバータセル２０−１〜２０−１８の構成は実施例１のもの（図２参照）と同様である。電力変換装置１２０は、何れも３相交流系統である１次側系統６２と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。

ここで、１次側系統６２は、図１２の例と同様に、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧が現れるＲ相線６２Ｒ１、Ｓ相線６２Ｓ１、およびＴ相線６２Ｔ１を有している。また、２次側系統７０の構成は、実施例１のものと同様である。コンバータセル２０−１〜２０−６の１次側端子２５、２６（図２参照）は、Ｒ相線６２Ｒ１とＴ相線６２Ｔ１との間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−７〜２０−１２の１次側端子は、Ｔ相線６２Ｔ１とＳ相線６２Ｓ１との間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−１３〜２０−１８の１次側端子２５、２６は、Ｓ相線６２Ｓ１とＲ相線６２Ｒ１との間に、順次直列に接続されている。

また、各コンバータセル２０の２次側端子２７、２８と、２次側系統７０との接続関係は、実施例１のものと同様である。このように、電力変換装置１２０は、１次側系統６２と２次側系統７０とをΔ−Ｙ結線（デルタ−Ｙ接続）にて接続するものである。本実施例５によれば、実施例４と同様の効果を奏するとともに、中性線の無い、３相３線式の１次側系統６２にも適用できる点で適用範囲を広げることができる。

なお、上述した例では、１次側をＹ結線とし、２次側をΔ結線にしたが、１次側をΔ結線とし、２次側をＹ結線にしてもよい。

これらに対しても同様に実施例３と同様に２次側の各種電圧、電流に対しての関係、並びに式（１３）〜（１８）の制御方法が有効である。

実施例５も実施例１と同様な効果を得ることができる。

なお、１次側の電源は直流量であるため、本発明の適用外である。

（実施例６）
次に、実施例６による電力変換装置１３０の構成を説明する。

図１７は、電力変換装置１３０の結線図である。電力変換装置１３０は、実施例４のもの（図１２参照）と同様に、１５台のコンバータセルを有している。各コンバータセル２０の構成は図１８に示した例と同様である。電力変換装置１３０は、何れも３相交流系統である１次側系統５７と、２次側系統５９との間で、一方向の電力変換を行うものである。コンバータセルは多重トランス５８に接続された交直変換器２３ａと、交直変換器１４（第４の交直変換器、２次側変換器）から構成され、交直変換器２３ａは３相ダイオードブリッジを備えている。

実施例６についても、実施例３と同様に、２次側の各種電圧、電流に対しての関係、並びに式（１３）〜(１８)の制御方法が有効である。

実施例６も実施例１と同様な効果を得ることができる。

なお、１次側の電源は多重トランス型であるため、本発明の適用外である。

（変形例）
本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施例は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施例に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施例においては、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４としてＭＯＳＦＥＴを適用した例を説明したが、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn-Off Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、あるいはサイラトロン等の真空管式の素子を適用してもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。

（２）また、上記各実施例における交直変換器１１〜１４は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたＨブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器１１〜１４の一部において、整流素子を用いたＨブリッジを適用してもよい。整流素子Ｄ_１〜Ｄ_４を適用したＨブリッジの回路図の一例を図１５に示す。

図１６は、コンバータセル２０の変形例のブロック図である。図２に示した交直変換器１１〜１４は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたＨブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器１１〜１４の一部において、整流素子を用いたＨブリッジを適用してもよい。図１５に示す構成は、その一例として、図２における交直変換器１３を、４個の整流素子を適用した交直変換器に置換したものである。

本変形例においても、高周波トランス１５（図２参照）のトランス電位差Ｖ_ｔｒは、上記各実施例と同様になるため、電力変換装置を小型かつ安価に構成するができる。整流素子Ｄ_１〜Ｄ_４は、半導体ダイオードであってもよく、真空管式の水銀整流器等であってもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。

（３）また、上記各実施例において、交直変換器１２、１３と高周波トランス１５との間にコンデンサを挿入してもよい。図１６の（ａ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入するとともに、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例を示す。

また、図１６の（ｂ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入した例であり、図１６の（ｃ）は、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例である。

また、上記各実施例に適用される高周波トランス１５は、意図的に漏れインダクタンスを発生させるように設計したものを用いてもよい。

１、１０１、１１０、１２０、１３０、３００、・・・電力変換装置、１１・・・交直変換器（第１の交直変換器、１次側変換器）、１２・・・交直変換器（第２の交直変換器、１次側変換器）、１３・・・交直変換器（第３の交直変換器、２次側変換器）、１４・・・交直変換器（第４の交直変換器、２次側変換器）、１５・・・高周波トランス（トランス）、１５ａ・・・１次巻線、１５ｂ・・・２次巻線、２０・・・コンバータセル（電力変換セル）、２０−１〜２０−Ｎ・・・コンバータセル、２０−１、２０−２・・・コンバータセル（第１の電力変換セル）、２０−３、２０−４・・・コンバータセル（第２の電力変換セル）、２０−５、２０−６・・・コンバータセル（第３の電力変換セル）、２０−７、２０−８・・・コンバータセル（第４の電力変換セル）、２０−９、２０−１０・・・コンバータセル（第５の電力変換セル）、２０−１１、２０−１２・・・コンバータセル（第６の電力変換セル）、２０−１３、２０−１４・・・コンバータセル（第７の電力変換セル）、２０−１５、２０−１６・・・コンバータセル（第８の電力変換セル、２０−１７、１０−１８・・・コンバータセル（第９の電力変換セル）、２１・・・１次側回路、２２・・・２次側回路、２５、２６・・・１次側端子、２７、２８・・・２次側端子、３１・・・１次側電源系統、３２・・・２次側電源系統、４０−１〜４０−Ｎ・・・コンバータセル、４５、４６・・・１次側端子、６１・・・１次側直流電源系統（１次側電源系統）、６０、６２・・・１次側系統、７０・・・２次側系統、Ｖ_ｄｃ１・・・１次側ＤＣリンク電圧（１次側直流電圧）、Ｖ_ｄｃ２・・・２次側ＤＣリンク電圧（２次側直流電圧）

Claims

互いに接続され、１次側系統電圧を２次側系統電圧に変換する複数の電力変換セルと、
上記複数の電力変換セルのそれぞれに接続されるコンデンサと、
Ｎを自然数としたとき、上記複数の電力変換セルのそれぞれの交流電圧に、この交流電圧の３Ｎ次高調波電圧を加算し、上記交流電圧と３Ｎ次高調波電圧とを加算した電圧を出力するように、上記電力変換セルを駆動する電力変換セル駆動部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記３Ｎ次高調波電圧の振幅は、上記交流電圧の基本波の振幅の１／２近傍であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記３Ｎ次高調波電圧の位相遅れは、上記交流電圧の基本波の力率角の２倍近傍であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記交流電圧は、交流中性点電圧の対地電位であり、この対地電位に、３次高調波を含み、かつ、その振幅が相電圧基本波振幅の１／２近傍の電圧を加算した電圧を出力するように、上記電力変換セルを駆動することを特徴とする電力変換装置。
請求項１から４のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記１次側系統電圧及び２次側系統電圧は交流電圧であり、上記複数の電力変換セルのそれぞれは、
上記１次側系統電圧である交流電圧を直流電圧に変換する第１の交直変換器と、上記第１の交直変換器により変換された直流電圧を交流電圧に変換する第２の交直変換器と、上記第２の交直変換器により変換された交流電圧を直流電圧に変換する第３の交直変換器と、上記第３の交直変換器により変換された直流電圧を交流電圧に変換し、２次側電源系統に供給する第４の交直変換器と、上記第２の交直変換器と上記第３の交直変換器との間に接続される高周波トランスと、を有し、
上記コンデンサは、上記第１の交直変換器と上記第２の交直変換器との間に接続される第１のコンデンサと、上記第３の交直変換器と上記第４の交直変換器との間に接続される第２のコンデンサとを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１から４のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記１次側系統電圧は直流電圧であり、上記２次側系統電圧は交流電圧であり、上記複数の電力変換セルのそれぞれは、
上記１次側系統電圧である直流電圧を交流電圧に変換する第２の交直変換器と、上記第２の交直変換器により変換された交流電圧を直流電圧に変換する第３の交直変換器と、上記第３の交直変換器により変換された直流電圧を交流電圧に変換し、２次側電源系統に供給する第４の交直変換器と、上記第２の交直変換器と上記第３の交直変換器との間に接続される高周波トランスと、を有し、
上記コンデンサは、上記１次側系統電圧が供給され、かつ、上記第２の交直変換器に接続される第１のコンデンサと、上記第３の交直変換器と上記第４の交直変換器との間に接続される第２のコンデンサとを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１から４のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記１次側系統電圧及び上記２次側系統電圧は三相交流電圧であり、上記複数の電力変換セルは、上記三相交流電圧の相毎に配置され、Ｙ接続された１次側回路とＹ接続された２次側回路とを有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１から４のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
上記１次側系統電圧及び上記２次側系統電圧は三相交流電圧であり、上記複数の電力変換セルは、上記三相交流電圧の相毎に配置され、デルタ接続された１次側回路とＹ接続された２次側回路とを有することを特徴とする電力変換装置。