JP2019097323A - 電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、高調波成分を抑制する。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、受信した電圧指令値ＶＲＥＦ１に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するパルスＧＴ１１，ＧＴ１２を出力するパルス発生部２３と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路２０と、複数の電力変換回路２０に対して、各々異なる電圧指令値ＶＲＥＦ１を出力する制御部と、複数の電力変換回路２０に係る複数のパルスＧＴ１１，ＧＴ１２の重なる時間が短くなるように、複数のパルスＧＴ１１，ＧＴ１２の出力タイミングを調整するタイミング調整部２３４と、を設けた。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法に関する。

直流電力を交流電力に変換するインバータには、種々の回路方式が知られている。特に、高電圧に対応する多相交流電圧を出力するインバータには、多相直列多重インバータ方式がよく用いられる。これは、１組の単相ブリッジ回路で構成されるインバータまたはコンバータ（以下、セルコンバータと呼ぶ）を直列に複数台接続して単相直列多重インバータを構成し、この単相直列多重インバータを、相数だけ設けたものである。
直列多重インバータの出力波形を制御するために、それぞれのセルコンバータ内のスイッチング素子には、ＯＮまたはＯＦＦを指示するゲートパルス信号が入力される。そして、ゲートパルス信号の生成には、一般的にはＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式が採用される。

ＰＷＭ方式のゲートパルス信号を生成する手法としては、出力波形の基本波電圧に対応した電圧指令信号と、三角波等のキャリア信号とのレベルを比較し、その大小関係を表す方形波を用いる手法が知られている。電圧指令信号およびキャリア信号の構成には、ＰＳ（Phase Shift）方式、ＰＤ（Phase Disposition） 方式、ＶＣＤ（Voltage Command Distribution）方式等、様々な方式が知られている。例えば、下記特許文献１には、ＰＳ方式による回路構成等が示されている。

米国特許第７８４３２４２号明細書

ところで、直列多重インバータから入出力される電圧および電流には、高調波成分が重畳する。そして、各セルコンバータにおけるキャリア信号の位相関係によっては、高調波成分が大きくなることがある。高調波成分が大きくなると、例えば誘導電動機等、直列多重インバータに接続される負荷装置の絶縁劣化を招く場合もある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、高調波成分を抑制できる電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路と、複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する制御部と、複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、高調波成分を抑制できる。

本発明の第１実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第１実施形態におけるコンバータセルのブロック図である。 第１実施形態における各部の波形図である。 第１実施形態における各部の他の波形図である。 比較例における各部の波形図である。 比較例における各部の他の波形図である。 第２実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第３実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第４実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第５実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第６実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第７実施形態による電力変換装置のブロック図である。 第８実施形態による電力変換装置のブロック図である。 コンバータセルの変形例のブロック図である。 コンバータセルの他の変形例のブロック図である。 （ａ）〜（ｃ）は、他の変形例に適用される高周波トランス周辺の回路図である。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
（全体構成）
図１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置１１００のブロック図である。
電力変換装置１１００は、１次側電源系統３１および２次側電源系統３２に接続されている。１次側および２次側電源系統３１，３２は誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、１次側および２次側電源系統３１，３２としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。１次側電源系統３１の電圧を１次側系統電圧ＶＳ１とし、２次側電源系統３２の電圧を２次側系統電圧ＶＳ２とする。１次側および２次側系統電圧ＶＳ１，ＶＳ２は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置１１００は、１次側および２次側電源系統３１，３２の間で双方向または一方向に電力を伝送する。

電力変換装置１１００は、電力変換部１０１と、１次側制御装置１１０（制御部、電力変換用制御装置）と、２次側制御装置１２０（制御部、電力変換用制御装置）と、電流検出器１１２，１２２と、を備えている。また、電力変換部１０１は、Ｐ台（Ｐは２以上の自然数）のコンバータセル２０−１〜２０−Ｐ（電力変換回路、第１〜第３の電力変換回路）を有している。以下、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐを「コンバータセル２０」と総称することがある。コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの１次側端子は、直列接続され、１次側系統電圧ＶＳ１に接続されている。同様に、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの２次側端子も直列接続され、２次側系統電圧ＶＳ２に接続されている。

電流検出器１１２，１２２は、１次側および２次側電源系統３１，３２から流入する電流ＩＳ１，ＩＳ２をそれぞれ計測する。１次側制御装置１１０は、１次側系統電圧ＶＳ１と電流ＩＳ１とに基づいて、各コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの１次側電圧を各々指令する１次側指令値ＶＲＥＦ１−１〜ＶＲＥＦ１−Ｐ（電圧指令値、以下、「１次側指令値ＶＲＥＦ１」と総称することがある）を出力する。同様に、２次側制御装置１２０は、２次側系統電圧ＶＳ２と電流ＩＳ２とに基づいて、各コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの２次側電圧を各々指令する２次側指令値ＶＲＥＦ２−１〜ＶＲＥＦ２−Ｐ（電圧指令値、以下、「２次側指令値ＶＲＥＦ２」と総称することがある）を出力する。

各コンバータセル２０−１〜２０−Ｐは、１次側ゲートパルス発生部２３−１〜２３−Ｐ（パルス発生部、以下、「１次側ゲートパルス発生部２３」と総称することがある）と、２次側ゲートパルス発生部２４−１〜２４−Ｐ（パルス発生部、以下、「２次側ゲートパルス発生部２４」と総称することがある）と、を有している。１次側ゲートパルス発生部２３−１〜２３−Ｐは、鋸歯状波を発生させる鋸歯状波発生部（図示略）を内部に有しており、１次側指令値ＶＲＥＦ１−１〜ＶＲＥＦ１−Ｐと鋸歯状波とを比較することによって１次側用のゲートパルス信号を発生する。同様に、２次側ゲートパルス発生部２４−１〜２４−Ｐも、鋸歯状波を発生させる鋸歯状波発生部（図示略）を内部に有しており、２次側指令値ＶＲＥＦ２−１〜ＶＲＥＦ２−Ｐと鋸歯状波とを比較することによって２次側用のゲートパルス信号を発生する。

（コンバータセル２０）
図２は、コンバータセル２０のブロック図である。
コンバータセル２０は、一対の１次側端子２５，２６と、一対の２次側端子２７，２８と、交直変換器１１〜１４と、高周波トランス１５と、コンデンサ１７，１８と、１次側および２次側ゲートパルス発生部２３，２４と、を有している。
交直変換器１１は、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤ（Free Wheeling Diode，符号なし）とを有している。

また、交直変換器１４は、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤとを有している。同様に、交直変換器１２，１３は、Ｈブリッジ状に接続された４個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたＦＷＤとを有している（共に符号なし）。なお、本実施形態において、これらスイッチング素子は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。

コンデンサ１７の両端の間に現れる電圧を１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1と呼び、１次側端子２５，２６の間に現れる電圧を１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１と呼ぶ。そして、交直変換器１１は、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１と１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

高周波トランス１５は、１次巻線１５ａと、２次巻線１５ｂとを有し、１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。交直変換器１２および１３が高周波トランス１５との間で入出力する電流は、高周波である。ここで、高周波とは、例えば１００Ｈｚ以上の周波数であるが、１ｋＨｚ以上の周波数を採用することが好ましく、１０ｋＨｚ以上の周波数を採用することがより好ましい。交直変換器１２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1と、１次巻線１５ａに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。

また、コンデンサ１８の両端の間に現れる電圧を２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2と呼び、２次側端子２７，２８の間に現れる電圧を２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ２と呼ぶ。交直変換器１３は、２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2と、２次巻線１５ｂに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。そして、交直変換器１４は、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ２と、２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。なお、以下の説明において、交直変換器１１，１２および１次側ゲートパルス発生部２３を総称して「１次側回路２１」と呼ぶことがある。また、交直変換器１３，１４および２次側ゲートパルス発生部２４を総称して「２次側回路２２」と呼ぶことがある。

（１次側ゲートパルス発生部２３）
１次側ゲートパルス発生部２３は、キャリア信号発生器２３１と、比較器２３２，２３３と、タイミング信号発生器２３４と、を有している。キャリア信号発生器２３１は、２系統のキャリア信号Ｐ１１，Ｐ１２を出力する。ここで、キャリア信号Ｐ１１，Ｐ１２は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器２３１は、リセット信号ＲＳＴ１を受信すると、キャリア信号Ｐ１１，Ｐ１２のレベルおよび位相を初期値（例えば０）にリセットする。

比較器２３２は、１次側指令値ＶＲＥＦ１とキャリア信号Ｐ１１とを比較する。そして、１次側指令値ＶＲＥＦ１がキャリア信号Ｐ１１を超えていれば“１”になり、１次側指令値ＶＲＥＦ１がキャリア信号Ｐ１１以下であれば“０”になるゲート信号ＧＴ１１（パルス）を発生する。また、比較器２３３は、１次側指令値ＶＲＥＦ１とキャリア信号Ｐ１２とを比較する。そして、１次側指令値ＶＲＥＦ１がキャリア信号Ｐ１２未満であれば“１”になり、１次側指令値ＶＲＥＦ１がキャリア信号Ｐ１２以上であれば“０”になるゲート信号ＧＴ１２（パルス）を発生する。

ここで、ゲート信号ＧＴ１１は、交直変換器１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に供給され、これらのオン／オフ状態を制御する。すなわち、ゲート信号ＧＴ１１が“１”であればスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオン状態になり、ゲート信号ＧＴ１１が“０”であれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフ状態になる。同様に、ゲート信号ＧＴ１２は、交直変換器１１のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に供給され、これらのオン／オフ状態を制御する。タイミング信号発生器２３４は、ゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２のうち何れか一方の値が“１”から“０”に立ち下がると、そのタイミングで立下りタイミング信号ＴＭＧ１を出力する。

（２次側ゲートパルス発生部２４）
また、２次側ゲートパルス発生部２４は、１次側ゲートパルス発生部２３と同様に、キャリア信号発生器２４１と、比較器２４２，２４３と、タイミング信号発生器２４４と、を有している。キャリア信号発生器２４１は、２系統のキャリア信号Ｐ２１，Ｐ２２（パルス）を出力する。ここで、キャリア信号Ｐ２１，Ｐ２２は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器２４１は、リセット信号ＲＳＴ２を受信すると、キャリア信号Ｐ２１，Ｐ２２のレベルおよび位相を初期値（例えば０）にリセットする。

比較器２４２は、２次側指令値ＶＲＥＦ２とキャリア信号Ｐ２１とを比較する。そして、２次側指令値ＶＲＥＦ２がキャリア信号Ｐ２１を超えていれば“１”になり、２次側指令値ＶＲＥＦ２がキャリア信号Ｐ２１以下であれば“０”になるゲート信号ＧＴ２１を発生する。また、比較器２４３は、２次側指令値ＶＲＥＦ２とキャリア信号Ｐ２２とを比較する。そして、２次側指令値ＶＲＥＦ２がキャリア信号Ｐ２２未満であれば“１”になり、２次側指令値ＶＲＥＦ２がキャリア信号Ｐ２２以上であれば“０”になるゲート信号ＧＴ２２を発生する。

ここで、ゲート信号ＧＴ２１は、交直変換器１４のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８に供給され、これらのオン／オフ状態を制御する。すなわち、ゲート信号ＧＴ２１が“１”であればスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８はオン状態になり、ゲート信号ＧＴ２１が“０”であれば、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８はオフ状態になる。同様に、ゲート信号ＧＴ２２は、交直変換器１４のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７に供給され、これらのオン／オフ状態を制御する。タイミング信号発生器２４４は、ゲート信号ＧＴ２１，ＧＴ２２のうち何れか一方の値が“１”から“０”に立ち下がると、そのタイミングで立下りタイミング信号ＴＭＧ２を出力する。
以上述べた、コンバータセル２０内の各部および各信号の符号について、何れのコンバータセル２０−１〜２０−Ｐのものであるか区別する場合は、各部の符号の後に「−１」〜「−Ｐ」等の文字列を付す。

（コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの接続関係）
図１に戻り、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの１次側ゲートパルス発生部２３−１〜２３−Ｐは順次接続されている。これは、コンバータセル２０−ｋ（１≦ｋ≦Ｐ−１）の１次側ゲートパルス発生部２３−ｋから出力される立下りタイミング信号ＴＭＧ１が、コンバータセル２０−（ｋ＋１）の１次側ゲートパルス発生部２３−（ｋ＋１）にリセット信号ＲＳＴ１として入力される、という意味である。
同様に、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの２次側ゲートパルス発生部２４−１〜２４−Ｐも順次接続されている。これは、コンバータセル２０−ｋ（１≦ｋ≦Ｐ−１）の２次側ゲートパルス発生部２４−ｋから出力される立下りタイミング信号ＴＭＧ２が、コンバータセル２０−（ｋ＋１）の２次側ゲートパルス発生部２４−（ｋ＋１）にリセット信号ＲＳＴ２として入力される、という意味である。

図１の例において、リセット信号ＲＳＴ１，ＲＳＴ２は、何れもコンバータセル２０−１を起点とし、２０−１→２０−２→…→２０−Ｐの順に伝送されている。しかし、リセット信号ＲＳＴ１の起点となるコンバータセルおよびリセット信号ＲＳＴ２の起点となるコンバータセルは、独立して任意に定めることができる。また、リセット信号ＲＳＴ１，ＲＳＴ２を伝送する順序も任意に定めることができる。

〈第１実施形態の動作〉
次に、図３を参照し、本実施形態の動作を説明する。なお、図３は、本実施形態における各部の波形図である。但し、図３において、コンバータセル２０の直列接続数Ｐは、「３」であることとしている。また、各コンバータセル２０の１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1は相互に等しいものとする。
図３において時刻ｔ1以前には、コンバータセル２０−２（図１参照）における１次側指令値ＶＲＥＦ１−２がキャリア信号Ｐ１１−２を超えているため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1に等しくなっている。

そして、時刻ｔ1において、１次側指令値ＶＲＥＦ１−２のレベルがキャリア信号Ｐ１１−２以下になったため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−２は「０」に立ち下がっている。すると、コンバータセル２０−２におけるタイミング信号発生器２３４（図２参照）は、この時刻ｔ1において立下りタイミング信号ＴＭＧ１−２を出力する。この立下りタイミング信号ＴＭＧ１−２は、コンバータセル２０−３のキャリア信号発生器２３１に対して、リセット信号ＲＳＴ１−３として供給される。これにより、時刻ｔ1において、キャリア信号Ｐ１１−３のレベルおよび位相は、初期値にリセットされている。

その結果、時刻ｔ1においてキャリア信号Ｐ１１−３は１次側指令値ＶＲＥＦ１−３以下になったため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−３は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1に立上っている。その後、時刻ｔ2において、１次側指令値ＶＲＥＦ１−３がキャリア信号Ｐ１１−３以下になったため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−３は、「０」に立下っている。

その後、時刻ｔ3において、コンバータセル２０−１における１次側指令値ＶＲＥＦ１−１はキャリア信号Ｐ１１−１以下になったため、該時刻ｔ3において１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−１は「０」に立下っている。このタイミングでコンバータセル２０−１のタイミング信号発生器２３４（図２参照）は、立下りタイミング信号ＴＭＧ１−１を出力する。この立下りタイミング信号ＴＭＧ１−１は、コンバータセル２０−２のキャリア信号発生器２３１に対して、リセット信号ＲＳＴ１−２として供給される。これにより、時刻ｔ3において、キャリア信号Ｐ１１−２のレベルおよび位相は、初期値にリセットされている。

その結果、時刻ｔ3においてキャリア信号Ｐ１１−２は１次側指令値ＶＲＥＦ１−２以下になったため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1に立上っている。その後、時刻ｔ4において、キャリア信号Ｐ１１−１が立下り、１次側指令値ＶＲＥＦ１−１以下になったため、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−１は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1にまで立上っている。その後、時刻ｔ5においては、上述した時刻ｔ1のタイミングと同様に、キャリア信号Ｐ１１−２は１次側指令値ＶＲＥＦ１−２を超えている。従って、キャリア信号Ｐ１１−３は、キャリア信号Ｐ１１−３のレベルおよび位相は、時刻ｔ1のタイミングと同様に、初期値にリセットされている。

図３に示す１次側系統電圧ＶＳ１は、１次側電源系統３１（図１参照）が開放状態であったと仮定したときの電圧であり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−１，Ｖ１−２，Ｖ１−３の合計値に等しい。そして、図示の範囲において、１次側系統電圧ＶＳ１のレベルは、「２×Ｖdc1」または「Ｖdc1」のうち、何れかになっている。

図４は、本実施形態における他の波形図であり、１次側指令値ＶＲＥＦ１−１〜ＶＲＥＦ１−３の１周期相当の期間に渡る各部の波形図である。制御上の理由により、図４に示すように、１次側指令値ＶＲＥＦ１−１〜ＶＲＥＦ１−３の波形は、正弦波ではなく、高調波成分を含んだ波形になっている。図示のように、キャリア信号Ｐ１１−１，Ｐ１２−１は、周期が一定の鋸歯状波になっている。

一方、キャリア信号Ｐ１１−２，Ｐ１２−２は、キャリア信号Ｐ１１−１が１次側指令値ＶＲＥＦ１−１を超えるタイミング、またはキャリア信号Ｐ１２−１が１次側指令値ＶＲＥＦ１−１未満になるタイミングでリセットされている。同様に、キャリア信号Ｐ１１−３，Ｐ１２−３は、キャリア信号Ｐ１１−２が１次側指令値ＶＲＥＦ１−２を超えるタイミング、またはキャリア信号Ｐ１２−２が１次側指令値ＶＲＥＦ１−２未満になるタイミングでリセットされている。

図４に示す１次側系統電圧ＶＳ１は、図３の場合と同様に、１次側電源系統３１（図１参照）が開放状態であったと仮定したときの電圧である。１次側系統電圧ＶＳ１のレベルは、「２×Ｖdc1」、「Ｖdc1」、「０」、「−Ｖdc1」、「−２×Ｖdc1」の５つの値を取り得る。但し、１次側系統電圧ＶＳ１の波形の、ほとんどの区間では、これら５つの値のうち２つの値が交互に現れている。以上、主として１次側についての本実施形態の動作を説明したが、２次側系統電圧ＶＳ２のレベルについても、１次側系統電圧ＶＳ１のレベルと同様に、５つの値のうち２つの値が交互に現れる。

このように、本実施形態によれば、各コンバータセル２０−１〜２０−（Ｐ−１）内のタイミング信号発生器２３４（タイミング調整部）は、他のコンバータセル２０−２〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の重なる時間が短くなるように、立下りタイミング信号ＴＭＧ１−１〜ＴＭＧ１−（Ｐ−１）をリセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐとして出力することができる。また、各コンバータセル２０−１〜２０−（Ｐ−１）内のタイミング信号発生器２４４（タイミング調整部）は、他のコンバータセル２０−２〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ２１，ＧＴ２２の重なる時間が短くなるように、立下りタイミング信号ＴＭＧ２−１〜ＴＭＧ２−（Ｐ−１）をリセット信号ＲＳＴ２−２〜ＲＳＴ２−Ｐとして出力することができる。

〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例について説明する。
本比較例の構成は、第１実施形態のもの（図１、図２参照）とほぼ同様である。但し、本比較例においては、各コンバータセル２０は、他のコンバータセル２０に対して立下りタイミング信号ＴＭＧ１，ＴＭＧ２（図２参照）を出力せず、リセット信号ＲＳＴ１，ＲＳＴ２も受信しない点が異なっている。さらに、本比較例においては、キャリア信号Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ２１，Ｐ２２として、略二等辺三角形状の三角波が適用される。

図５は、本比較例における各部の波形図である。図５においても、コンバータセル２０の直列接続数Ｐは「３」とし、各コンバータセル２０の１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1は等しいものとする。
図５においてキャリア信号Ｐ１１−１，Ｐ１１−２，Ｐ１１−３は、同一の波形を有しているが、相互に非同期である。従って、これらの位相関係はランダムに決定されると考えることができる。そして、上述した第１実施形態のものと同様に、１次側指令値ＶＲＥＦ１−２とキャリア信号Ｐ１１−２との大小関係に応じて、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−１は、「Ｖdc1」または「０」になる。

同様に、１次側指令値ＶＲＥＦ１−２とキャリア信号Ｐ１１−２との大小関係に応じて、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−２は、「Ｖdc1」または「０」になり、１次側指令値ＶＲＥＦ１−３とキャリア信号Ｐ１１−３との大小関係に応じて、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−３は、「Ｖdc1」または「０」になる。１次側系統電圧ＶＳ１は、１次側電源系統３１（図１参照）が開放状態であったと仮定したときの電圧であり、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ１−１，Ｖ１−２，Ｖ１−３の合計値に等しい。そして、図示の範囲において、１次側系統電圧ＶＳ１のレベルは、「２×Ｖdc1」、「Ｖdc1」または「０」のうち、何れかになっている。

図６は、本比較例における他の波形図であり、１次側指令値ＶＲＥＦ１−１〜ＶＲＥＦ１−３の１周期相当の期間に渡る各部の波形図である。図６に示す１次側系統電圧ＶＳ１は、図５の場合と同様に、１次側電源系統３１（図１参照）が開放状態であったと仮定したときの電圧である。１次側系統電圧ＶＳ１のレベルは、「２×Ｖdc1」、「Ｖdc1」、「０」、「−Ｖdc1」、「−２×Ｖdc1」の５つの値を取り得る。但し、本比較例においては、これら５つの値のうち３つの値が現れている区間が頻発している。従って、本比較例は、第１実施形態のもの（図４参照）と比較すると、１次側系統電圧ＶＳ１に含まれる高調波成分が大きくなることが解る。

〈第１実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態の電力変換装置（１１００）は、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）と、受信した電圧指令値（ＶＲＥＦ１）に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を制御するパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）を出力するパルス発生部（２３）と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）と、複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）に対して、各々異なる電圧指令値（ＶＲＥＦ１）を出力する制御部（１１０）と、複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）に係る複数のパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の重なる時間が短くなるように、複数のパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングを調整するタイミング調整部（２３４）と、を有する。
これにより、複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）が相互に非同期である場合と比較して、複数のパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の重なる時間を短くでき、高調波成分を抑制できる。

また、パルス発生部（２３）は、三角波のキャリア信号（Ｐ１１，Ｐ１２）を発生するキャリア信号発生器（２３１）と、キャリア信号（Ｐ１１，Ｐ１２）と電圧指令値（ＶＲＥＦ１）との大小関係を比較する比較器（２３２，２３３）と、を有し、比較器（２３２，２３３）における比較結果に基づいてパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）を出力する。これにより、複数のパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングの調整が容易になる。

また、複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）は、第１の電力変換回路（２０−１）と、第２の電力変換回路（２０−２）と、第３の電力変換回路（２０−３）と、を含み、第１の電力変換回路（２０−１）におけるタイミング調整部（２３４）は、第１の電力変換回路（２０−１）におけるパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングに基づいて第２の電力変換回路（２０−２）におけるキャリア信号発生器（２３１）をリセットし、第２の電力変換回路（２０−２）におけるタイミング調整部（２３４）は、第２の電力変換回路（２０−２）におけるパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングに基づいて第３の電力変換回路（２０−３）におけるキャリア信号発生器（２３１）をリセットする。
これにより、複数の電力変換回路（２０−１〜２０−Ｐ）は、他の電力変換回路を連鎖的にリセットしてゆくことができる。

［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成および動作〉
図７は、本発明の第２実施形態による電力変換装置１２００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図６の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置１２００は、１次側および２次側電源系統３１，３２の間に接続され、電力変換部１０１と、電流検出器１１２，１２２と、を備える点で第１実施形態の電力変換装置１１００（図１参照）と同様である。但し、本実施形態においては、第１実施形態における１次側および２次側制御装置１１０，１２０に代えて、１次側および２次側制御装置１５０，１６０（制御部、電力変換用制御装置）が設けられている点で異なる。

１次側制御装置１５０は、タイミング調整部１５５を有している。タイミング調整部１５５は、１次側ゲートパルス発生部２３−２〜２３−Ｐに対して、リセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐを出力する。ここで、リセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐの出力タイミングは、第１実施形態のものと同様（図３参照）である。すなわち、あるコンバータセル２０−ｋ（但し、１≦ｋ≦Ｐ−１）におけるゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の出力タイミングに基づいて、他のコンバータセル２０−（１＋ｋ）におけるキャリア信号発生器２３１をリセットするリセット信号ＲＳＴ１−（１＋ｋ）を出力する。

上述した第１実施形態においては、複数の１次側ゲートパルス発生部２３−１〜２３−（Ｐ−１）がリセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐを連鎖的に順次出力したため、直列接続数Ｐが大きくなると、タイムラグによって、これらリセット信号の出力タイミングの誤差が大きくなる場合がある。本実施形態においては、タイミング調整部１５５が１次側制御装置１５０を介して、１次側ゲートパルス発生部２３−２〜２３−Ｐにリセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐをまとめて供給するため、直列接続数Ｐが大きい場合であっても、これらリセット信号の出力タイミングの誤差を小さくすることができる。

図７の例において、リセット信号が供給されたないコンバータセルは２０−１であるが、タイミング調整部１５５，１６５からリセット信号が供給されないコンバータセルは任意に選択することができる。また、リセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐは、より一般的には、「あるコンバータセル２０−ｒ（但し、１≦ｒ≦Ｐ−１）におけるゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の出力タイミングに基づいて、他のコンバータセル２０−ｓ（２≦ｒ≦Ｐ，ｓ≠ｒ）におけるキャリア信号発生器２３１をリセットする」と考えることができる。ここで、リセット対象となるコンバータセル２０−ｓおよびそのリセットタイミングの基礎になるコンバータセル２０−ｒを選択してゆく順番も、任意に定めることができる。

〈第２実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態の電力変換装置（１２００）によれば、タイミング調整部（１５５，１５６）は、第１の電力変換回路（２０−１）におけるパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングに基づいて第２の電力変換回路（２０−２）におけるキャリア信号発生器（２３１，２４１）をリセットし、第２の電力変換回路（２０−２）におけるパルス（ＧＴ１１，ＧＴ１２）の出力タイミングに基づいて第３の電力変換回路（２０−３）におけるキャリア信号発生器（２３１，２４１）をリセットする。
これにより、タイムラグの影響を抑制し、正確なリセットタイミングを実現することができる。

［第３実施形態］
図８は、本発明の第３実施形態による電力変換装置１３００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図７の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置１３００は、１次側および２次側電源系統３１，３２の間に接続され、電力変換部１０１と、電流検出器１１２，１２２と、１次側および２次側制御装置１５０，１６０と、を備える点で第２実施形態の電力変換装置１２００（図７参照）と同様である。但し、本実施形態においては、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの２次側端子の接続順序が第２実施形態のものとは異なっている。

第２実施形態（図７）において、コンバータセル２０−Ｐの１次側および２次側端子は、共に接地されていた。従って、１次側対地電圧および２次側対地電圧の最も高いコンバータセルは、共にコンバータセル２０−１になる。上述のように、コンバータセル２０−１は高周波トランス１５（図２参照）を有している。その１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差の最大値は、約｜ＶＳ１｜＋｜ＶＳ２｜になる。従って、高周波トランス１５として、耐圧が約｜ＶＳ１｜＋｜ＶＳ２｜以上のものを選択する必要が生じる。

一方、本実施形態（図８）の１次側においてはコンバータセル２０−Ｐの１次側端子が接地され、２次側においては、コンバータセル２０−１の２次側端子が接地されている。従って、各コンバータセル２０−ｋ（１≦ｋ≦Ｐ）の１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差は、（Ｐ−ｋ＋１）｜ＶＳ１｜／Ｐ＋ｋ｜ＶＳ２｜／Ｐにほぼ等しくなる。

本実施形態によれば、第２実施形態と同様に、１次側制御装置１５０は、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐを発生させることができる。また、２次側制御装置１６０は、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ２１，ＧＴ２２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ２−２〜ＲＳＴ２−Ｐを発生させることができる。

従って、本実施形態は、第１および第２実施形態と同様の効果を奏する。
さらに、本実施形態によれば、第２実施形態のものと比較して、高周波トランス１５の１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差を低く抑えることができる。これにより、第２実施形態のものと比較して、高周波トランス１５の耐圧を低めることができるため、コンバータセル２０を一層安価に構成することができる。

［第４実施形態］
図９は、本発明の第４実施形態による電力変換装置１４００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図８の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置１４００は、何れも３相交流系統である１次側系統６０と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。ここで、１次側系統６０は、中性線６０Ｎと、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧が現れるＲ相線６０Ｒ、Ｓ相線６０Ｓ、Ｔ相線６０Ｔと、を有している。また、２次側系統７０は、中性線７０Ｎと、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧が現れるＵ相線７０Ｕ、Ｖ相線７０Ｖ、Ｗ相線７０Ｗと、を有している。

また、１次側系統６０と２次側系統７０とは、電圧振幅、周波数および位相が相互に独立している。そして、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧は、１次側周波数において相互に「２π／３」の位相差を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧は、２次側周波数において相互に「２π／３」の位相差を有する。１次側および２次側系統６０，７０としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。

図示のように、本実施形態における電力変換部１０１は、Ｐ台のコンバータセル２０−１〜２０−Ｐを有している。電力変換部１０１および各コンバータセル２０の構成は第１実施形態のもの（図１〜２参照）と同様である。また、コンバータセル２０−１〜２０−Ｐの１次側端子２５，２６（図２参照）は、１次側のＲ相線６０Ｒと中性線６０Ｎとの間に順次直列に接続されている。また、２次側端子２７，２８（図２参照）は、２次側のＵ相線７０Ｕと中性線７０Ｎとの間に順次直列に接続されている。１次側Ｓ相、Ｔ相および２次側Ｖ相、Ｗ相については図示を省略するが、１次側Ｒ相と同様に電力変換部１０１が接続されている。

１次側制御装置１３０（制御部、電力変換用制御装置）は、第２実施形態の１次側制御装置１５０の構成を３相分備えたものと同様である。また、２次側制御装置１４０（制御部、電力変換用制御装置）は、第２実施形態の２次側制御装置１６０の構成を３相分備えたものと同様である。

従って、本実施形態の１次側制御装置１３０は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のコンバータセル２０−１〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ１−２〜ＲＳＴ１−Ｐを発生させることができる。また、２次側制御装置１４０は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のコンバータセル２０−１〜２０−Ｐに対して、複数のゲート信号ＧＴ２１，ＧＴ２２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ２−２〜ＲＳＴ２−Ｐを発生させることができる。このように、本実施形態によれば、３相システムにおいても、第１および第２実施形態と同様の効果を奏することができる。

［第５実施形態］
図１０は、本発明の第５実施形態による電力変換装置１５００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図９の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置１５００は、何れも３相交流系統である１次側系統６０と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。また、電力変換装置１５００は、３台の電力変換部１０１（但し、１台のみ図示する）と、１次側制御装置１３０と、２次側制御装置１４０と、を有する点において、第４実施形態のもの（図９参照）と同様である。

また、１次側の中性線６０Ｎにコンバータセル２０−Ｐが接続されている点についても、第４実施形態と同様である。但し、本実施形態においては、２次側の中性線７０Ｎには、コンバータセル２０−１が接続されている。１次側Ｓ相、Ｔ相および２次側Ｖ相およびＷ相については図示を省略するが、Ｒ相およびＵ相と同様に、コンバータセル２０−Ｐが１次側の中性線６０Ｎに接続され、コンバータセル２０−１が２次側の中性線７０Ｎに接続されている。

中性線６０Ｎ，７０Ｎの電位が接地電位であると仮定すると、上述した第３実施形態（図８参照）と同様に、各コンバータセル２０−ｋ（１≦ｋ≦Ｐ）の１次巻線１５ａと２次巻線１５ｂとの電位差は、（Ｐ−ｋ＋１）｜ＶＳ１｜／Ｐ＋ｋ｜ＶＳ２｜／Ｐにほぼ等しくなる。従って、本実施形態によれば、第４実施形態と同様に、３相システムにおいても、第１および第２実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、本実施形態によれば、第３実施形態と同様に、高周波トランス１５の耐圧を低めることができるため、コンバータセル２０を一層安価に構成することができる。

［第６実施形態］
〈第６実施形態の構成〉
図１１は、本発明の第６実施形態による電力変換装置１６００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図１０の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置１６００は、何れも３相交流系統である１次側系統６０と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものであり、図示のように、１８台のコンバータセル２０−１〜２０−１８を有している。各コンバータセル２０の構成は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様であり、１次側回路２１と、２次側回路２２と、高周波トランス１５とを有している。

図１１において、コンバータセル２０−１の１次側端子２５，２６および２次側端子２７，２８は図示するが、他のコンバータセル２０−２〜２０−１８のものについては、図示を省略する。コンバータセル２０−１〜２０−６の１次側端子２５，２６は、Ｒ相線６０Ｒと中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−７〜２０−１２の１次側端子２５，２６は、Ｔ相線６０Ｔと中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−１３〜２０−１８の１次側端子２５，２６は、Ｓ相線６０Ｓと中性線６０Ｎとの間に、順次直列に接続されている。

図１１において、２次側回路２２のうち、Ｕ相線７０Ｕと中性線７０Ｎとの間に接続されているものにはドット網掛けを付している。すなわち、Ｕ相線７０Ｕと中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−１７，２０−１８と、２０−３，２０−４と、２０−７，２０−８と、が直列に接続されている。

また、２次側回路２２のうち、Ｖ相線７０Ｖと中性線７０Ｎとの間に接続されているものにはハッチングを付している。すなわち、Ｖ相線７０Ｖと中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−１１，２０−１２と、２０−１５，２０−１６と、２０−１，２０−２と、が直列に接続されている。

また、２次側回路２２のうち、Ｗ相線７０Ｗと中性線７０Ｎとの間に接続されているものは白ヌキになっている。すなわち、Ｗ相線７０Ｗと中性線７０Ｎとの間には、コンバータセル２０−５，２０−６と、２０−９，２０−１０と、コンバータセル２０−１３，２０−１４と、が直列に接続されている。このように、電力変換装置１６００は、１次側系統６０と２次側系統７０とをＹ−Ｙ結線にて接続するものである。

〈第６実施形態の動作〉
次に、再び図２を参照し、コンバータセル２０−１の動作を説明する。
図２に示すコンバータセル２０が図１１におけるコンバータセル２０−１であった場合、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1は、１次側のＲ相電圧を分圧した電圧になり、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2は、２次側のＶ相電圧を分圧した電圧になる。電力潮流が１次側から２次側に向かって流れているとすると、１次側ＡＣ端子間電圧Ｖ1は、交直変換器１１によって整流され、コンデンサ１７によって平滑化される。すなわち、コンデンサ１７の両端には、平滑化された１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1が現れる。

しかし、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1は完全な直流ではなく、１次側周波数の脈流成分、すなわちＲ相電圧に同期する脈流成分を有している。交直変換器１２は、１次側ＤＣリンク電圧Ｖdc1を高周波で変調し、変調波は高周波トランス１５を介して交直変換器１３にて整流される。コンデンサ１８は、整流された電力によって充電され、その両端には２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2が現れる。この２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2も、１次側周波数の脈流成分、すなわちＲ相電圧に同期する脈流成分を有している。交直変換器１４は、脈流成分を含む２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2をスイッチングし、２次側周波数で交番する２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2を出力する。

これにより、２次側ＡＣ端子間電圧Ｖ2は、１次側周波数で脈動する変動成分を含むことになる。そして、コンデンサ１７，１８の容量が小さいほど、この変動成分が大きくなる。コンデンサ１７，１８の容量を大きくすると、この変動成分を抑制できるが、これによってコンバータセル２０が大型化し、高価になるという問題が生じる。

図１１に戻り、Ｖ相に係るコンバータセル、すなわち２次側回路２２にハッチングを付したコンバータセル２０−１，２０−２，２０−１１，２０−１２，２０−１５，２０−１６の各２次側端子２７，２８に現れる２次側電圧は、何れも１次側周波数で脈動する変動成分を含んでいる。ここで、コンバータセル２０−１，２０−２の２次側電圧に現れる変動成分は、１次側Ｒ相電圧に同期する。また、コンバータセル２０−１１，２０−１２の２次側電圧に現れる変動成分は、１次側Ｔ相電圧に同期する。また、コンバータセル２０−１５，２０−１６の２次側電圧に現れる変動成分は、１次側Ｓ相電圧に同期する。

これらＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧に同期する個々の変動成分は、略同一形状の波形であり、相互に「２π／３」の位相差を有する。これらＶ相に係る６台のコンバータセルが直列接続されると、Ｖ相電圧においてＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧に同期する個々の変動成分は相殺され、そのレベルは抑制される。これにより、個々のコンバータセルにおける２次側電圧の電圧変動率と比較して、Ｖ相電圧の電圧変動率を低くすることができる。以上Ｖ相電圧について説明したが、Ｕ相電圧およびＷ相電圧についても同様に、個々のコンバータセルよりも電圧変動率を低くすることができる。また、１次側のＲ相電圧、Ｓ相電圧およびＴ相電圧についても同様に、電圧変動率を低くすることができる。

本実施形態においても、１次側制御装置１３０および２次側制御装置１４０の動作は、第４および第５実施形態のものと同様である。すなわち、１次側制御装置１３０は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のコンバータセル２０に対して、複数のゲート信号ＧＴ１１，ＧＴ１２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ１を発生させる。また、２次側制御装置１４０は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のコンバータセル２０に対して、複数のゲート信号ＧＴ２１，ＧＴ２２の重なる時間が短くなるように、リセット信号ＲＳＴ２を発生させる。

〈第６実施形態の効果〉
上述した第４および第５実施形態（図９〜図１０）の構成によれば、１次側のＲ相に係るコンバータセル２０−１〜２０−Ｐは、全てが２次側のＵ相に係るコンバータセルになる。従って、個々のコンバータセルにおける２次側電圧の電圧変動率と、Ｕ相電圧の電圧変動率とは同等の値になる。Ｖ相電圧およびＷ相電圧についても同様である。従って、第４および第５実施形態においては、電圧変動率を抑制しようとすると、コンデンサ１７，１８（図２参照）の容量は比較的大きくなる。

これに対して、本実施形態によれば、コンデンサ１７，１８の容量が小さい場合であっても、１次側電圧および２次側電圧の電圧変動率を抑制できるため、コンデンサ１７，１８として容量の小さなものを適用することができ、小型かつ安価な電力変換装置１００を実現できる。

ここで、各コンバータセル２０の１次側および２次側電位について検討する。まず、中性線６０Ｎの電位を１次側基準電位と呼び、中性線７０Ｎの電位を２次側基準電位と呼ぶ。１次側および２次側基準電位は、例えば接地電位であるが、必ずしも接地電位でなくてもよい。以下、各コンバータセル２０の１次側および２次側電位について検討するが、これらは、何れも１次側および２次側基準電位を基準とした電位である。

図１において、各コンバータセル２０の、１次側基準電位（中性線６０Ｎの電位）に対する１次側回路２１の電位（絶対値）を「１次側電位」と呼ぶ。また、２次側基準電位（中性線７０Ｎの電位）に対する２次側回路２２の電位（絶対値）を「２次側電位」と呼ぶ。１次側電位は、中性線６０Ｎから離れるほど（Ｒ相線６０Ｒ、Ｓ相線６０Ｓ、Ｔ相線６０Ｔに近づくほど）高くなる。同様に、２次側電位は、中性線７０Ｎから離れるほど（Ｕ相線７０Ｕ、Ｖ相線７０Ｖ、Ｗ相線７０Ｗに近づくほど）高くなる。

例えば、２次側回路２２にハッチングを付したＶ相に係るコンバータセルについて、検討すると、これらの１次側電位は、２０−１２，２０−１１，２０−１６，２０−１５，２０−２，２０−１の順に高くなる。また、これらの２次側電位は、２０−１，２０−２，２０−１６，２０−１５，２０−１１，２０−１２の順に高くなる。このように、１次側電位の高いコンバータセル２０ほど２次側電圧は低くなる傾向を有している。これは、Ｕ相およびＷ相に係るコンバータセル２０についても同様である。従って、本実施形態によれば、第３および第５実施形態と同様に、高周波トランス１５として、耐圧の低いものを適用できるため、コンバータセル２０を一層安価に構成することができる。

［第７実施形態］
図１２は、本発明の第７実施形態による電力変換装置１７００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図１１の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置１７００は、第６実施形態のもの（図１１参照）と同様に、１８台のコンバータセル２０−１〜２０−１８と、１次側制御装置１３０と、２次側制御装置１４０と、を有している。各コンバータセル２０の構成は第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。電力変換装置１７００は、何れも３相交流系統である１次側系統６２と、２次側系統７０との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。

ここで、１次側系統６２は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相電圧が現れるＲ相線６２Ｒ、Ｓ相線６２Ｓ、およびＴ相線６２Ｔを有している。また、２次側系統７０の構成は、第１実施形態のものと同様である。コンバータセル２０−１〜２０−６の１次側端子２５，２６（図２参照）は、Ｒ相線６２ＲとＴ相線６２Ｔとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−７〜２０−１２の１次側端子２５，２６は、Ｔ相線６２ＴとＳ相線６２Ｓとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル２０−１３〜２０−１８の１次側端子２５，２６は、Ｓ相線６２ＳとＲ相線６２Ｒとの間に、順次直列に接続されている。

また、各コンバータセル２０の２次側端子２７，２８と、２次側系統７０との接続関係は、第１実施形態のものと同様である。このように、電力変換装置１７００は、１次側系統６２と２次側系統７０とをΔ−Ｙ結線にて接続するものである。本実施形態によれば、第６実施形態と同様の効果を奏するとともに、中性線の無い、３相３線式の１次側系統６２にも適用できる点で適用範囲を広げることができる。
なお、上述した例では、１次側をＹ結線とし、２次側をΔ結線にしたが、１次側をΔ結線とし、２次側をＹ結線にしてもよい。

［第８実施形態］
図１３は、本発明の第８実施形態による電力変換装置１８００のブロック図である。なお、以下の説明において、図１〜図１２の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置１８００は、第７実施形態のもの（図１２参照）と同様に、１８台のコンバータセル２０−１〜２０−１８と、１次側制御装置１３０と、２次側制御装置１４０と、を有している。各コンバータセル２０の構成は第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。電力変換装置１８００は、何れも３相交流系統である１次側系統６２と、２次側系統７２との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。

ここで、１次側系統６２の構成は第７実施形態（図１２参照）のものと同様である。また、コンバータセル２０−１〜２０−１８の１次側端子２５，２６と、１次側系統６２との接続関係も、第７実施形態のものと同様である。一方、２次側系統７２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧が現れるＵ相線７２Ｕ、Ｖ相線７２ＶおよびＷ相線７２Ｗを有している。

ここで、２次側回路２２にハッチングを付したコンバータセル２０−１，２０−２，２０−１６，２０−１５，２０−１１，２０−１２の各２次側端子２７，２８は、Ｕ相線７２ＵとＶ相線７２Ｖとの間に順次直列に接続されている。また、２次側回路２２が白ヌキであるコンバータセル２０−１３，２０−１４，２０−１０，２０−９，２０−５，２０−６の各２次側端子２７，２８は、Ｖ相線７２ＶとＷ相線７２Ｗとの間に順次直列に接続されている。また、２次側回路２２にドット網掛けを付したコンバータセル２０−７，２０−８，２０−４，２０−３，２０−１７，２０−１８の各２次側端子２７，２８は、Ｗ相線７２ＷとＵ相線７２Ｕとの間に順次直列に接続されている。

このように、電力変換装置１８００は、１次側系統６２と２次側系統７２をΔ−Δ結線にて接続するものである。本実施形態によれば、第６および第７実施形態と同様の効果を奏するとともに、１次側系統６２および２次側系統７２が共に中性線の無い、３相３線式の系統であっても適用できる点で、適用範囲をさらに広げることができる。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）図１４は、コンバータセル２０の変形例のブロック図である。図２に示した交直変換器１１〜１４は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたＨブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器１１〜１４の一部において、整流素子を用いたＨブリッジを適用してもよい。図１４に示す構成は、その一例として、図２における交直変換器１３を、４個の整流素子（符号なし）を適用した交直変換器１３ａに置換したものである。本変形例においても、高周波トランス１５のトランス電位差は、上記各実施形態と同様になるため、電力変換装置を小型かつ安価に構成することができる。交直変換器１３ａにおける４個の整流素子は、半導体ダイオードであってもよく、真空管式の水銀整流器等であってもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ等、任意のものを適用できる。

（２）上記各実施形態におけるコンバータセル２０は、１次側および２次側が共に交流系統である場合を想定している。しかし、１次側または２次側のうち一方が直流系統であってもよい。その一例として、図１５は、変形例によるコンバータセル２０Ａのブロック図である。本変形例では、２次側が直流系統であることとしている。本変形例のコンバータセル２０Ａは、上記各実施形態のコンバータセル２０（図２参照）と比較すると、交直変換器１４および２次側ゲートパルス発生部２４が設けられておらず、コンデンサ１８の端子電圧である２次側ＤＣリンク電圧Ｖdc2が、そのまま２次側端子２７，２８を介して出力される。

また、本変形例においても、１次側ゲートパルス発生部２３には、上記各実施形態のものと同様に、キャリア信号発生器２３１が設けられており、キャリア信号発生器２３１はリセット信号ＲＳＴ１によってリセットされる。従って、１次側において、上記各実施形態のものと同様の１次側制御装置１１０，１３０，１５０を設けることにより、上記各実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、本変形例では、１次側を交流系統とし、２次側を直流系統とした例を示したが、１次側を直流系統とし、２次側を交流系統としてもよいことは言うまでもない。

（３）また、上記各実施形態において、交直変換器１２，１３と高周波トランス１５との間にコンデンサを挿入してもよい。図１６（ａ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入するとともに、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例を示す。また、図１６（ｂ）は、交直変換器１２と１次巻線１５ａとの間にコンデンサ５１を挿入した例であり、図１６（ｃ）は、交直変換器１３と２次巻線１５ｂとの間にコンデンサ５２を挿入した例である。また、上記各実施形態に適用される高周波トランス１５は、意図的に漏れインダクタンスを発生させるように設計したものを用いてもよい。

Ｐ１１，Ｐ１２ キャリア信号
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２ １次側指令値（電圧指令値）
ＧＴ１１，ＧＴ１２，ＧＴ２１，ＧＴ２２ ゲート信号（パルス）
２０−１ コンバータセル（第１の電力変換回路）
２０−２ コンバータセル（第２の電力変換回路）
２０−３ コンバータセル（第３の電力変換回路）
２０−１〜２０−Ｐ コンバータセル（電力変換回路）
２３ １次側ゲートパルス発生部（パルス発生部）
２４ ２次側ゲートパルス発生部（パルス発生部）
１１０，１３０，１５０ １次側制御装置（制御部、電力変換用制御装置）
１２０，１４０，１６０ ２次側制御装置（制御部、電力変換用制御装置）
１５５，１６５ タイミング調整部
２３１ キャリア信号発生器
２３２，２３３ 比較器
２３４ タイミング信号発生器（タイミング調整部）
２４１ キャリア信号発生器
２４２，２４３ 比較器
２４４ タイミング信号発生器（タイミング調整部）
１１００〜１８００ 電力変換装置

Claims (6)

1. スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路と、
   複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する制御部と、
   複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記パルス発生部は、
   三角波のキャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
   前記キャリア信号と前記電圧指令値との大小関係を比較する比較器と、
   を有し、前記比較器における比較結果に基づいて前記パルスを出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 複数の前記電力変換回路は、第１の電力変換回路と、第２の電力変換回路と、第３の電力変換回路と、を含み、
   前記第１の電力変換回路における前記タイミング調整部は、前記第１の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第２の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットし、
   前記第２の電力変換回路における前記タイミング調整部は、前記第２の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第３の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットする
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 複数の前記電力変換回路は、第１の電力変換回路と、第２の電力変換回路と、第３の電力変換回路と、を含み、
   前記タイミング調整部は、前記第１の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第２の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットし、前記第２の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第３の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットする
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路を制御するために、複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する電圧指令値発生部と、
   複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、
   を有することを特徴とする電力変換用制御装置。
6. スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路を制御する制御方法であって、
   複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する過程と、
   複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整する過程と、
   を有することを特徴とする電力変換回路の制御方法。

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