JP2019097323A - 電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力変換装置において、高調波成分を抑制する。【解決手段】スイッチング素子Q1〜Q4と、受信した電圧指令値VREF1に基づいてスイッチング素子Q1〜Q4を制御するパルスGT11,GT12を出力するパルス発生部23と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路20と、複数の電力変換回路20に対して、各々異なる電圧指令値VREF1を出力する制御部と、複数の電力変換回路20に係る複数のパルスGT11,GT12の重なる時間が短くなるように、複数のパルスGT11,GT12の出力タイミングを調整するタイミング調整部234と、を設けた。【選択図】図2
Description
本発明は、電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法に関する。
直流電力を交流電力に変換するインバータには、種々の回路方式が知られている。特に、高電圧に対応する多相交流電圧を出力するインバータには、多相直列多重インバータ方式がよく用いられる。これは、1組の単相ブリッジ回路で構成されるインバータまたはコンバータ(以下、セルコンバータと呼ぶ)を直列に複数台接続して単相直列多重インバータを構成し、この単相直列多重インバータを、相数だけ設けたものである。
直列多重インバータの出力波形を制御するために、それぞれのセルコンバータ内のスイッチング素子には、ONまたはOFFを指示するゲートパルス信号が入力される。そして、ゲートパルス信号の生成には、一般的にはPWM(Pulse Width Modulation)方式が採用される。
直列多重インバータの出力波形を制御するために、それぞれのセルコンバータ内のスイッチング素子には、ONまたはOFFを指示するゲートパルス信号が入力される。そして、ゲートパルス信号の生成には、一般的にはPWM(Pulse Width Modulation)方式が採用される。
PWM方式のゲートパルス信号を生成する手法としては、出力波形の基本波電圧に対応した電圧指令信号と、三角波等のキャリア信号とのレベルを比較し、その大小関係を表す方形波を用いる手法が知られている。電圧指令信号およびキャリア信号の構成には、PS(Phase Shift)方式、PD(Phase Disposition) 方式、VCD(Voltage Command Distribution)方式等、様々な方式が知られている。例えば、下記特許文献1には、PS方式による回路構成等が示されている。
ところで、直列多重インバータから入出力される電圧および電流には、高調波成分が重畳する。そして、各セルコンバータにおけるキャリア信号の位相関係によっては、高調波成分が大きくなることがある。高調波成分が大きくなると、例えば誘導電動機等、直列多重インバータに接続される負荷装置の絶縁劣化を招く場合もある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、高調波成分を抑制できる電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法を提供することを目的とする。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、高調波成分を抑制できる電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路と、複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する制御部と、複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、を有することを特徴とする。
本発明によれば、高調波成分を抑制できる。
[第1実施形態]
〈第1実施形態の構成〉
(全体構成)
図1は、本発明の第1実施形態による電力変換装置1100のブロック図である。
電力変換装置1100は、1次側電源系統31および2次側電源系統32に接続されている。1次側および2次側電源系統31,32は誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、1次側および2次側電源系統31,32としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。1次側電源系統31の電圧を1次側系統電圧VS1とし、2次側電源系統32の電圧を2次側系統電圧VS2とする。1次側および2次側系統電圧VS1,VS2は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置1100は、1次側および2次側電源系統31,32の間で双方向または一方向に電力を伝送する。
〈第1実施形態の構成〉
(全体構成)
図1は、本発明の第1実施形態による電力変換装置1100のブロック図である。
電力変換装置1100は、1次側電源系統31および2次側電源系統32に接続されている。1次側および2次側電源系統31,32は誘導性のインピーダンス、またはフィルタリアクトルを内包するものとする。また、1次側および2次側電源系統31,32としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。1次側電源系統31の電圧を1次側系統電圧VS1とし、2次側電源系統32の電圧を2次側系統電圧VS2とする。1次側および2次側系統電圧VS1,VS2は、振幅および周波数が相互に独立しており、電力変換装置1100は、1次側および2次側電源系統31,32の間で双方向または一方向に電力を伝送する。
電力変換装置1100は、電力変換部101と、1次側制御装置110(制御部、電力変換用制御装置)と、2次側制御装置120(制御部、電力変換用制御装置)と、電流検出器112,122と、を備えている。また、電力変換部101は、P台(Pは2以上の自然数)のコンバータセル20−1〜20−P(電力変換回路、第1〜第3の電力変換回路)を有している。以下、コンバータセル20−1〜20−Pを「コンバータセル20」と総称することがある。コンバータセル20−1〜20−Pの1次側端子は、直列接続され、1次側系統電圧VS1に接続されている。同様に、コンバータセル20−1〜20−Pの2次側端子も直列接続され、2次側系統電圧VS2に接続されている。
電流検出器112,122は、1次側および2次側電源系統31,32から流入する電流IS1,IS2をそれぞれ計測する。1次側制御装置110は、1次側系統電圧VS1と電流IS1とに基づいて、各コンバータセル20−1〜20−Pの1次側電圧を各々指令する1次側指令値VREF1−1〜VREF1−P(電圧指令値、以下、「1次側指令値VREF1」と総称することがある)を出力する。同様に、2次側制御装置120は、2次側系統電圧VS2と電流IS2とに基づいて、各コンバータセル20−1〜20−Pの2次側電圧を各々指令する2次側指令値VREF2−1〜VREF2−P(電圧指令値、以下、「2次側指令値VREF2」と総称することがある)を出力する。
各コンバータセル20−1〜20−Pは、1次側ゲートパルス発生部23−1〜23−P(パルス発生部、以下、「1次側ゲートパルス発生部23」と総称することがある)と、2次側ゲートパルス発生部24−1〜24−P(パルス発生部、以下、「2次側ゲートパルス発生部24」と総称することがある)と、を有している。1次側ゲートパルス発生部23−1〜23−Pは、鋸歯状波を発生させる鋸歯状波発生部(図示略)を内部に有しており、1次側指令値VREF1−1〜VREF1−Pと鋸歯状波とを比較することによって1次側用のゲートパルス信号を発生する。同様に、2次側ゲートパルス発生部24−1〜24−Pも、鋸歯状波を発生させる鋸歯状波発生部(図示略)を内部に有しており、2次側指令値VREF2−1〜VREF2−Pと鋸歯状波とを比較することによって2次側用のゲートパルス信号を発生する。
(コンバータセル20)
図2は、コンバータセル20のブロック図である。
コンバータセル20は、一対の1次側端子25,26と、一対の2次側端子27,28と、交直変換器11〜14と、高周波トランス15と、コンデンサ17,18と、1次側および2次側ゲートパルス発生部23,24と、を有している。
交直変換器11は、Hブリッジ状に接続された4個のスイッチング素子Q1〜Q4と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたFWD(Free Wheeling Diode,符号なし)とを有している。
図2は、コンバータセル20のブロック図である。
コンバータセル20は、一対の1次側端子25,26と、一対の2次側端子27,28と、交直変換器11〜14と、高周波トランス15と、コンデンサ17,18と、1次側および2次側ゲートパルス発生部23,24と、を有している。
交直変換器11は、Hブリッジ状に接続された4個のスイッチング素子Q1〜Q4と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたFWD(Free Wheeling Diode,符号なし)とを有している。
また、交直変換器14は、Hブリッジ状に接続された4個のスイッチング素子Q5〜Q8と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたFWDとを有している。同様に、交直変換器12,13は、Hブリッジ状に接続された4個のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に逆並列に接続されたFWDとを有している(共に符号なし)。なお、本実施形態において、これらスイッチング素子は、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)である。
コンデンサ17の両端の間に現れる電圧を1次側DCリンク電圧Vdc1と呼び、1次側端子25,26の間に現れる電圧を1次側AC端子間電圧V1と呼ぶ。そして、交直変換器11は、1次側AC端子間電圧V1と1次側DCリンク電圧Vdc1とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。
高周波トランス15は、1次巻線15aと、2次巻線15bとを有し、1次巻線15aと2次巻線15bとの間で、所定の周波数で電力を伝送する。交直変換器12および13が高周波トランス15との間で入出力する電流は、高周波である。ここで、高周波とは、例えば100Hz以上の周波数であるが、1kHz以上の周波数を採用することが好ましく、10kHz以上の周波数を採用することがより好ましい。交直変換器12は、1次側DCリンク電圧Vdc1と、1次巻線15aに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。
また、コンデンサ18の両端の間に現れる電圧を2次側DCリンク電圧Vdc2と呼び、2次側端子27,28の間に現れる電圧を2次側AC端子間電圧V2と呼ぶ。交直変換器13は、2次側DCリンク電圧Vdc2と、2次巻線15bに現れる電圧とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。そして、交直変換器14は、2次側AC端子間電圧V2と、2次側DCリンク電圧Vdc2とを双方向または一方向に変換しつつ電力を伝送する。なお、以下の説明において、交直変換器11,12および1次側ゲートパルス発生部23を総称して「1次側回路21」と呼ぶことがある。また、交直変換器13,14および2次側ゲートパルス発生部24を総称して「2次側回路22」と呼ぶことがある。
(1次側ゲートパルス発生部23)
1次側ゲートパルス発生部23は、キャリア信号発生器231と、比較器232,233と、タイミング信号発生器234と、を有している。キャリア信号発生器231は、2系統のキャリア信号P11,P12を出力する。ここで、キャリア信号P11,P12は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器231は、リセット信号RST1を受信すると、キャリア信号P11,P12のレベルおよび位相を初期値(例えば0)にリセットする。
1次側ゲートパルス発生部23は、キャリア信号発生器231と、比較器232,233と、タイミング信号発生器234と、を有している。キャリア信号発生器231は、2系統のキャリア信号P11,P12を出力する。ここで、キャリア信号P11,P12は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器231は、リセット信号RST1を受信すると、キャリア信号P11,P12のレベルおよび位相を初期値(例えば0)にリセットする。
比較器232は、1次側指令値VREF1とキャリア信号P11とを比較する。そして、1次側指令値VREF1がキャリア信号P11を超えていれば“1”になり、1次側指令値VREF1がキャリア信号P11以下であれば“0”になるゲート信号GT11(パルス)を発生する。また、比較器233は、1次側指令値VREF1とキャリア信号P12とを比較する。そして、1次側指令値VREF1がキャリア信号P12未満であれば“1”になり、1次側指令値VREF1がキャリア信号P12以上であれば“0”になるゲート信号GT12(パルス)を発生する。
ここで、ゲート信号GT11は、交直変換器11のスイッチング素子Q1,Q4に供給され、これらのオン/オフ状態を制御する。すなわち、ゲート信号GT11が“1”であればスイッチング素子Q1,Q4はオン状態になり、ゲート信号GT11が“0”であれば、スイッチング素子Q1,Q4はオフ状態になる。同様に、ゲート信号GT12は、交直変換器11のスイッチング素子Q2,Q3に供給され、これらのオン/オフ状態を制御する。タイミング信号発生器234は、ゲート信号GT11,GT12のうち何れか一方の値が“1”から“0”に立ち下がると、そのタイミングで立下りタイミング信号TMG1を出力する。
(2次側ゲートパルス発生部24)
また、2次側ゲートパルス発生部24は、1次側ゲートパルス発生部23と同様に、キャリア信号発生器241と、比較器242,243と、タイミング信号発生器244と、を有している。キャリア信号発生器241は、2系統のキャリア信号P21,P22(パルス)を出力する。ここで、キャリア信号P21,P22は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器241は、リセット信号RST2を受信すると、キャリア信号P21,P22のレベルおよび位相を初期値(例えば0)にリセットする。
また、2次側ゲートパルス発生部24は、1次側ゲートパルス発生部23と同様に、キャリア信号発生器241と、比較器242,243と、タイミング信号発生器244と、を有している。キャリア信号発生器241は、2系統のキャリア信号P21,P22(パルス)を出力する。ここで、キャリア信号P21,P22は共に鋸歯状波であり、信号レベルの絶対値が同一であって極性が異なる信号である。また、キャリア信号発生器241は、リセット信号RST2を受信すると、キャリア信号P21,P22のレベルおよび位相を初期値(例えば0)にリセットする。
比較器242は、2次側指令値VREF2とキャリア信号P21とを比較する。そして、2次側指令値VREF2がキャリア信号P21を超えていれば“1”になり、2次側指令値VREF2がキャリア信号P21以下であれば“0”になるゲート信号GT21を発生する。また、比較器243は、2次側指令値VREF2とキャリア信号P22とを比較する。そして、2次側指令値VREF2がキャリア信号P22未満であれば“1”になり、2次側指令値VREF2がキャリア信号P22以上であれば“0”になるゲート信号GT22を発生する。
ここで、ゲート信号GT21は、交直変換器14のスイッチング素子Q5,Q8に供給され、これらのオン/オフ状態を制御する。すなわち、ゲート信号GT21が“1”であればスイッチング素子Q5,Q8はオン状態になり、ゲート信号GT21が“0”であれば、スイッチング素子Q5,Q8はオフ状態になる。同様に、ゲート信号GT22は、交直変換器14のスイッチング素子Q6,Q7に供給され、これらのオン/オフ状態を制御する。タイミング信号発生器244は、ゲート信号GT21,GT22のうち何れか一方の値が“1”から“0”に立ち下がると、そのタイミングで立下りタイミング信号TMG2を出力する。
以上述べた、コンバータセル20内の各部および各信号の符号について、何れのコンバータセル20−1〜20−Pのものであるか区別する場合は、各部の符号の後に「−1」〜「−P」等の文字列を付す。
以上述べた、コンバータセル20内の各部および各信号の符号について、何れのコンバータセル20−1〜20−Pのものであるか区別する場合は、各部の符号の後に「−1」〜「−P」等の文字列を付す。
(コンバータセル20−1〜20−Pの接続関係)
図1に戻り、コンバータセル20−1〜20−Pの1次側ゲートパルス発生部23−1〜23−Pは順次接続されている。これは、コンバータセル20−k(1≦k≦P−1)の1次側ゲートパルス発生部23−kから出力される立下りタイミング信号TMG1が、コンバータセル20−(k+1)の1次側ゲートパルス発生部23−(k+1)にリセット信号RST1として入力される、という意味である。
同様に、コンバータセル20−1〜20−Pの2次側ゲートパルス発生部24−1〜24−Pも順次接続されている。これは、コンバータセル20−k(1≦k≦P−1)の2次側ゲートパルス発生部24−kから出力される立下りタイミング信号TMG2が、コンバータセル20−(k+1)の2次側ゲートパルス発生部24−(k+1)にリセット信号RST2として入力される、という意味である。
図1に戻り、コンバータセル20−1〜20−Pの1次側ゲートパルス発生部23−1〜23−Pは順次接続されている。これは、コンバータセル20−k(1≦k≦P−1)の1次側ゲートパルス発生部23−kから出力される立下りタイミング信号TMG1が、コンバータセル20−(k+1)の1次側ゲートパルス発生部23−(k+1)にリセット信号RST1として入力される、という意味である。
同様に、コンバータセル20−1〜20−Pの2次側ゲートパルス発生部24−1〜24−Pも順次接続されている。これは、コンバータセル20−k(1≦k≦P−1)の2次側ゲートパルス発生部24−kから出力される立下りタイミング信号TMG2が、コンバータセル20−(k+1)の2次側ゲートパルス発生部24−(k+1)にリセット信号RST2として入力される、という意味である。
図1の例において、リセット信号RST1,RST2は、何れもコンバータセル20−1を起点とし、20−1→20−2→…→20−Pの順に伝送されている。しかし、リセット信号RST1の起点となるコンバータセルおよびリセット信号RST2の起点となるコンバータセルは、独立して任意に定めることができる。また、リセット信号RST1,RST2を伝送する順序も任意に定めることができる。
〈第1実施形態の動作〉
次に、図3を参照し、本実施形態の動作を説明する。なお、図3は、本実施形態における各部の波形図である。但し、図3において、コンバータセル20の直列接続数Pは、「3」であることとしている。また、各コンバータセル20の1次側DCリンク電圧Vdc1は相互に等しいものとする。
図3において時刻t1以前には、コンバータセル20−2(図1参照)における1次側指令値VREF1−2がキャリア信号P11−2を超えているため、1次側AC端子間電圧V1−2は、1次側DCリンク電圧Vdc1に等しくなっている。
次に、図3を参照し、本実施形態の動作を説明する。なお、図3は、本実施形態における各部の波形図である。但し、図3において、コンバータセル20の直列接続数Pは、「3」であることとしている。また、各コンバータセル20の1次側DCリンク電圧Vdc1は相互に等しいものとする。
図3において時刻t1以前には、コンバータセル20−2(図1参照)における1次側指令値VREF1−2がキャリア信号P11−2を超えているため、1次側AC端子間電圧V1−2は、1次側DCリンク電圧Vdc1に等しくなっている。
そして、時刻t1において、1次側指令値VREF1−2のレベルがキャリア信号P11−2以下になったため、1次側AC端子間電圧V1−2は「0」に立ち下がっている。すると、コンバータセル20−2におけるタイミング信号発生器234(図2参照)は、この時刻t1において立下りタイミング信号TMG1−2を出力する。この立下りタイミング信号TMG1−2は、コンバータセル20−3のキャリア信号発生器231に対して、リセット信号RST1−3として供給される。これにより、時刻t1において、キャリア信号P11−3のレベルおよび位相は、初期値にリセットされている。
その結果、時刻t1においてキャリア信号P11−3は1次側指令値VREF1−3以下になったため、1次側AC端子間電圧V1−3は、1次側DCリンク電圧Vdc1に立上っている。その後、時刻t2において、1次側指令値VREF1−3がキャリア信号P11−3以下になったため、1次側AC端子間電圧V1−3は、「0」に立下っている。
その後、時刻t3において、コンバータセル20−1における1次側指令値VREF1−1はキャリア信号P11−1以下になったため、該時刻t3において1次側AC端子間電圧V1−1は「0」に立下っている。このタイミングでコンバータセル20−1のタイミング信号発生器234(図2参照)は、立下りタイミング信号TMG1−1を出力する。この立下りタイミング信号TMG1−1は、コンバータセル20−2のキャリア信号発生器231に対して、リセット信号RST1−2として供給される。これにより、時刻t3において、キャリア信号P11−2のレベルおよび位相は、初期値にリセットされている。
その結果、時刻t3においてキャリア信号P11−2は1次側指令値VREF1−2以下になったため、1次側AC端子間電圧V1−2は、1次側DCリンク電圧Vdc1に立上っている。その後、時刻t4において、キャリア信号P11−1が立下り、1次側指令値VREF1−1以下になったため、1次側AC端子間電圧V1−1は、1次側DCリンク電圧Vdc1にまで立上っている。その後、時刻t5においては、上述した時刻t1のタイミングと同様に、キャリア信号P11−2は1次側指令値VREF1−2を超えている。従って、キャリア信号P11−3は、キャリア信号P11−3のレベルおよび位相は、時刻t1のタイミングと同様に、初期値にリセットされている。
図3に示す1次側系統電圧VS1は、1次側電源系統31(図1参照)が開放状態であったと仮定したときの電圧であり、1次側AC端子間電圧V1−1,V1−2,V1−3の合計値に等しい。そして、図示の範囲において、1次側系統電圧VS1のレベルは、「2×Vdc1」または「Vdc1」のうち、何れかになっている。
図4は、本実施形態における他の波形図であり、1次側指令値VREF1−1〜VREF1−3の1周期相当の期間に渡る各部の波形図である。制御上の理由により、図4に示すように、1次側指令値VREF1−1〜VREF1−3の波形は、正弦波ではなく、高調波成分を含んだ波形になっている。図示のように、キャリア信号P11−1,P12−1は、周期が一定の鋸歯状波になっている。
一方、キャリア信号P11−2,P12−2は、キャリア信号P11−1が1次側指令値VREF1−1を超えるタイミング、またはキャリア信号P12−1が1次側指令値VREF1−1未満になるタイミングでリセットされている。同様に、キャリア信号P11−3,P12−3は、キャリア信号P11−2が1次側指令値VREF1−2を超えるタイミング、またはキャリア信号P12−2が1次側指令値VREF1−2未満になるタイミングでリセットされている。
図4に示す1次側系統電圧VS1は、図3の場合と同様に、1次側電源系統31(図1参照)が開放状態であったと仮定したときの電圧である。1次側系統電圧VS1のレベルは、「2×Vdc1」、「Vdc1」、「0」、「−Vdc1」、「−2×Vdc1」の5つの値を取り得る。但し、1次側系統電圧VS1の波形の、ほとんどの区間では、これら5つの値のうち2つの値が交互に現れている。以上、主として1次側についての本実施形態の動作を説明したが、2次側系統電圧VS2のレベルについても、1次側系統電圧VS1のレベルと同様に、5つの値のうち2つの値が交互に現れる。
このように、本実施形態によれば、各コンバータセル20−1〜20−(P−1)内のタイミング信号発生器234(タイミング調整部)は、他のコンバータセル20−2〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT11,GT12の重なる時間が短くなるように、立下りタイミング信号TMG1−1〜TMG1−(P−1)をリセット信号RST1−2〜RST1−Pとして出力することができる。また、各コンバータセル20−1〜20−(P−1)内のタイミング信号発生器244(タイミング調整部)は、他のコンバータセル20−2〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT21,GT22の重なる時間が短くなるように、立下りタイミング信号TMG2−1〜TMG2−(P−1)をリセット信号RST2−2〜RST2−Pとして出力することができる。
〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例について説明する。
本比較例の構成は、第1実施形態のもの(図1、図2参照)とほぼ同様である。但し、本比較例においては、各コンバータセル20は、他のコンバータセル20に対して立下りタイミング信号TMG1,TMG2(図2参照)を出力せず、リセット信号RST1,RST2も受信しない点が異なっている。さらに、本比較例においては、キャリア信号P11,P12,P21,P22として、略二等辺三角形状の三角波が適用される。
次に、本実施形態の効果を明らかにするため、比較例について説明する。
本比較例の構成は、第1実施形態のもの(図1、図2参照)とほぼ同様である。但し、本比較例においては、各コンバータセル20は、他のコンバータセル20に対して立下りタイミング信号TMG1,TMG2(図2参照)を出力せず、リセット信号RST1,RST2も受信しない点が異なっている。さらに、本比較例においては、キャリア信号P11,P12,P21,P22として、略二等辺三角形状の三角波が適用される。
図5は、本比較例における各部の波形図である。図5においても、コンバータセル20の直列接続数Pは「3」とし、各コンバータセル20の1次側DCリンク電圧Vdc1は等しいものとする。
図5においてキャリア信号P11−1,P11−2,P11−3は、同一の波形を有しているが、相互に非同期である。従って、これらの位相関係はランダムに決定されると考えることができる。そして、上述した第1実施形態のものと同様に、1次側指令値VREF1−2とキャリア信号P11−2との大小関係に応じて、1次側AC端子間電圧V1−1は、「Vdc1」または「0」になる。
図5においてキャリア信号P11−1,P11−2,P11−3は、同一の波形を有しているが、相互に非同期である。従って、これらの位相関係はランダムに決定されると考えることができる。そして、上述した第1実施形態のものと同様に、1次側指令値VREF1−2とキャリア信号P11−2との大小関係に応じて、1次側AC端子間電圧V1−1は、「Vdc1」または「0」になる。
同様に、1次側指令値VREF1−2とキャリア信号P11−2との大小関係に応じて、1次側AC端子間電圧V1−2は、「Vdc1」または「0」になり、1次側指令値VREF1−3とキャリア信号P11−3との大小関係に応じて、1次側AC端子間電圧V1−3は、「Vdc1」または「0」になる。1次側系統電圧VS1は、1次側電源系統31(図1参照)が開放状態であったと仮定したときの電圧であり、1次側AC端子間電圧V1−1,V1−2,V1−3の合計値に等しい。そして、図示の範囲において、1次側系統電圧VS1のレベルは、「2×Vdc1」、「Vdc1」または「0」のうち、何れかになっている。
図6は、本比較例における他の波形図であり、1次側指令値VREF1−1〜VREF1−3の1周期相当の期間に渡る各部の波形図である。図6に示す1次側系統電圧VS1は、図5の場合と同様に、1次側電源系統31(図1参照)が開放状態であったと仮定したときの電圧である。1次側系統電圧VS1のレベルは、「2×Vdc1」、「Vdc1」、「0」、「−Vdc1」、「−2×Vdc1」の5つの値を取り得る。但し、本比較例においては、これら5つの値のうち3つの値が現れている区間が頻発している。従って、本比較例は、第1実施形態のもの(図4参照)と比較すると、1次側系統電圧VS1に含まれる高調波成分が大きくなることが解る。
〈第1実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態の電力変換装置(1100)は、スイッチング素子(Q1〜Q4)と、受信した電圧指令値(VREF1)に基づいてスイッチング素子(Q1〜Q4)を制御するパルス(GT11,GT12)を出力するパルス発生部(23)と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路(20−1〜20−P)と、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)に対して、各々異なる電圧指令値(VREF1)を出力する制御部(110)と、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)に係る複数のパルス(GT11,GT12)の重なる時間が短くなるように、複数のパルス(GT11,GT12)の出力タイミングを調整するタイミング調整部(234)と、を有する。
これにより、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)が相互に非同期である場合と比較して、複数のパルス(GT11,GT12)の重なる時間を短くでき、高調波成分を抑制できる。
以上のように、本実施形態の電力変換装置(1100)は、スイッチング素子(Q1〜Q4)と、受信した電圧指令値(VREF1)に基づいてスイッチング素子(Q1〜Q4)を制御するパルス(GT11,GT12)を出力するパルス発生部(23)と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路(20−1〜20−P)と、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)に対して、各々異なる電圧指令値(VREF1)を出力する制御部(110)と、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)に係る複数のパルス(GT11,GT12)の重なる時間が短くなるように、複数のパルス(GT11,GT12)の出力タイミングを調整するタイミング調整部(234)と、を有する。
これにより、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)が相互に非同期である場合と比較して、複数のパルス(GT11,GT12)の重なる時間を短くでき、高調波成分を抑制できる。
また、パルス発生部(23)は、三角波のキャリア信号(P11,P12)を発生するキャリア信号発生器(231)と、キャリア信号(P11,P12)と電圧指令値(VREF1)との大小関係を比較する比較器(232,233)と、を有し、比較器(232,233)における比較結果に基づいてパルス(GT11,GT12)を出力する。これにより、複数のパルス(GT11,GT12)の出力タイミングの調整が容易になる。
また、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)は、第1の電力変換回路(20−1)と、第2の電力変換回路(20−2)と、第3の電力変換回路(20−3)と、を含み、第1の電力変換回路(20−1)におけるタイミング調整部(234)は、第1の電力変換回路(20−1)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第2の電力変換回路(20−2)におけるキャリア信号発生器(231)をリセットし、第2の電力変換回路(20−2)におけるタイミング調整部(234)は、第2の電力変換回路(20−2)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第3の電力変換回路(20−3)におけるキャリア信号発生器(231)をリセットする。
これにより、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)は、他の電力変換回路を連鎖的にリセットしてゆくことができる。
これにより、複数の電力変換回路(20−1〜20−P)は、他の電力変換回路を連鎖的にリセットしてゆくことができる。
[第2実施形態]
〈第2実施形態の構成および動作〉
図7は、本発明の第2実施形態による電力変換装置1200のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図6の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1200は、1次側および2次側電源系統31,32の間に接続され、電力変換部101と、電流検出器112,122と、を備える点で第1実施形態の電力変換装置1100(図1参照)と同様である。但し、本実施形態においては、第1実施形態における1次側および2次側制御装置110,120に代えて、1次側および2次側制御装置150,160(制御部、電力変換用制御装置)が設けられている点で異なる。
〈第2実施形態の構成および動作〉
図7は、本発明の第2実施形態による電力変換装置1200のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図6の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1200は、1次側および2次側電源系統31,32の間に接続され、電力変換部101と、電流検出器112,122と、を備える点で第1実施形態の電力変換装置1100(図1参照)と同様である。但し、本実施形態においては、第1実施形態における1次側および2次側制御装置110,120に代えて、1次側および2次側制御装置150,160(制御部、電力変換用制御装置)が設けられている点で異なる。
1次側制御装置150は、タイミング調整部155を有している。タイミング調整部155は、1次側ゲートパルス発生部23−2〜23−Pに対して、リセット信号RST1−2〜RST1−Pを出力する。ここで、リセット信号RST1−2〜RST1−Pの出力タイミングは、第1実施形態のものと同様(図3参照)である。すなわち、あるコンバータセル20−k(但し、1≦k≦P−1)におけるゲート信号GT11,GT12の出力タイミングに基づいて、他のコンバータセル20−(1+k)におけるキャリア信号発生器231をリセットするリセット信号RST1−(1+k)を出力する。
上述した第1実施形態においては、複数の1次側ゲートパルス発生部23−1〜23−(P−1)がリセット信号RST1−2〜RST1−Pを連鎖的に順次出力したため、直列接続数Pが大きくなると、タイムラグによって、これらリセット信号の出力タイミングの誤差が大きくなる場合がある。本実施形態においては、タイミング調整部155が1次側制御装置150を介して、1次側ゲートパルス発生部23−2〜23−Pにリセット信号RST1−2〜RST1−Pをまとめて供給するため、直列接続数Pが大きい場合であっても、これらリセット信号の出力タイミングの誤差を小さくすることができる。
図7の例において、リセット信号が供給されたないコンバータセルは20−1であるが、タイミング調整部155,165からリセット信号が供給されないコンバータセルは任意に選択することができる。また、リセット信号RST1−2〜RST1−Pは、より一般的には、「あるコンバータセル20−r(但し、1≦r≦P−1)におけるゲート信号GT11,GT12の出力タイミングに基づいて、他のコンバータセル20−s(2≦r≦P,s≠r)におけるキャリア信号発生器231をリセットする」と考えることができる。ここで、リセット対象となるコンバータセル20−sおよびそのリセットタイミングの基礎になるコンバータセル20−rを選択してゆく順番も、任意に定めることができる。
〈第2実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態の電力変換装置(1200)によれば、タイミング調整部(155,156)は、第1の電力変換回路(20−1)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第2の電力変換回路(20−2)におけるキャリア信号発生器(231,241)をリセットし、第2の電力変換回路(20−2)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第3の電力変換回路(20−3)におけるキャリア信号発生器(231,241)をリセットする。
これにより、タイムラグの影響を抑制し、正確なリセットタイミングを実現することができる。
以上のように、本実施形態の電力変換装置(1200)によれば、タイミング調整部(155,156)は、第1の電力変換回路(20−1)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第2の電力変換回路(20−2)におけるキャリア信号発生器(231,241)をリセットし、第2の電力変換回路(20−2)におけるパルス(GT11,GT12)の出力タイミングに基づいて第3の電力変換回路(20−3)におけるキャリア信号発生器(231,241)をリセットする。
これにより、タイムラグの影響を抑制し、正確なリセットタイミングを実現することができる。
[第3実施形態]
図8は、本発明の第3実施形態による電力変換装置1300のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図7の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1300は、1次側および2次側電源系統31,32の間に接続され、電力変換部101と、電流検出器112,122と、1次側および2次側制御装置150,160と、を備える点で第2実施形態の電力変換装置1200(図7参照)と同様である。但し、本実施形態においては、コンバータセル20−1〜20−Pの2次側端子の接続順序が第2実施形態のものとは異なっている。
図8は、本発明の第3実施形態による電力変換装置1300のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図7の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1300は、1次側および2次側電源系統31,32の間に接続され、電力変換部101と、電流検出器112,122と、1次側および2次側制御装置150,160と、を備える点で第2実施形態の電力変換装置1200(図7参照)と同様である。但し、本実施形態においては、コンバータセル20−1〜20−Pの2次側端子の接続順序が第2実施形態のものとは異なっている。
第2実施形態(図7)において、コンバータセル20−Pの1次側および2次側端子は、共に接地されていた。従って、1次側対地電圧および2次側対地電圧の最も高いコンバータセルは、共にコンバータセル20−1になる。上述のように、コンバータセル20−1は高周波トランス15(図2参照)を有している。その1次巻線15aと2次巻線15bとの電位差の最大値は、約|VS1|+|VS2|になる。従って、高周波トランス15として、耐圧が約|VS1|+|VS2|以上のものを選択する必要が生じる。
一方、本実施形態(図8)の1次側においてはコンバータセル20−Pの1次側端子が接地され、2次側においては、コンバータセル20−1の2次側端子が接地されている。従って、各コンバータセル20−k(1≦k≦P)の1次巻線15aと2次巻線15bとの電位差は、(P−k+1)|VS1|/P+k|VS2|/Pにほぼ等しくなる。
本実施形態によれば、第2実施形態と同様に、1次側制御装置150は、コンバータセル20−1〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT11,GT12の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST1−2〜RST1−Pを発生させることができる。また、2次側制御装置160は、コンバータセル20−1〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT21,GT22の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST2−2〜RST2−Pを発生させることができる。
従って、本実施形態は、第1および第2実施形態と同様の効果を奏する。
さらに、本実施形態によれば、第2実施形態のものと比較して、高周波トランス15の1次巻線15aと2次巻線15bとの電位差を低く抑えることができる。これにより、第2実施形態のものと比較して、高周波トランス15の耐圧を低めることができるため、コンバータセル20を一層安価に構成することができる。
さらに、本実施形態によれば、第2実施形態のものと比較して、高周波トランス15の1次巻線15aと2次巻線15bとの電位差を低く抑えることができる。これにより、第2実施形態のものと比較して、高周波トランス15の耐圧を低めることができるため、コンバータセル20を一層安価に構成することができる。
[第4実施形態]
図9は、本発明の第4実施形態による電力変換装置1400のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図8の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1400は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。ここで、1次側系統60は、中性線60Nと、R相、S相、T相電圧が現れるR相線60R、S相線60S、T相線60Tと、を有している。また、2次側系統70は、中性線70Nと、U相、V相、W相電圧が現れるU相線70U、V相線70V、W相線70Wと、を有している。
図9は、本発明の第4実施形態による電力変換装置1400のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図8の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1400は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。ここで、1次側系統60は、中性線60Nと、R相、S相、T相電圧が現れるR相線60R、S相線60S、T相線60Tと、を有している。また、2次側系統70は、中性線70Nと、U相、V相、W相電圧が現れるU相線70U、V相線70V、W相線70Wと、を有している。
また、1次側系統60と2次側系統70とは、電圧振幅、周波数および位相が相互に独立している。そして、R相、S相、T相電圧は、1次側周波数において相互に「2π/3」の位相差を有し、U相、V相、W相電圧は、2次側周波数において相互に「2π/3」の位相差を有する。1次側および2次側系統60,70としては、例えば商用電源系統、太陽光発電システム、モータ等、様々な発電設備や受電設備を採用することができる。
図示のように、本実施形態における電力変換部101は、P台のコンバータセル20−1〜20−Pを有している。電力変換部101および各コンバータセル20の構成は第1実施形態のもの(図1〜2参照)と同様である。また、コンバータセル20−1〜20−Pの1次側端子25,26(図2参照)は、1次側のR相線60Rと中性線60Nとの間に順次直列に接続されている。また、2次側端子27,28(図2参照)は、2次側のU相線70Uと中性線70Nとの間に順次直列に接続されている。1次側S相、T相および2次側V相、W相については図示を省略するが、1次側R相と同様に電力変換部101が接続されている。
1次側制御装置130(制御部、電力変換用制御装置)は、第2実施形態の1次側制御装置150の構成を3相分備えたものと同様である。また、2次側制御装置140(制御部、電力変換用制御装置)は、第2実施形態の2次側制御装置160の構成を3相分備えたものと同様である。
従って、本実施形態の1次側制御装置130は、R相、S相、T相のコンバータセル20−1〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT11,GT12の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST1−2〜RST1−Pを発生させることができる。また、2次側制御装置140は、R相、S相、T相のコンバータセル20−1〜20−Pに対して、複数のゲート信号GT21,GT22の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST2−2〜RST2−Pを発生させることができる。このように、本実施形態によれば、3相システムにおいても、第1および第2実施形態と同様の効果を奏することができる。
[第5実施形態]
図10は、本発明の第5実施形態による電力変換装置1500のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図9の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1500は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。また、電力変換装置1500は、3台の電力変換部101(但し、1台のみ図示する)と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有する点において、第4実施形態のもの(図9参照)と同様である。
図10は、本発明の第5実施形態による電力変換装置1500のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図9の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1500は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。また、電力変換装置1500は、3台の電力変換部101(但し、1台のみ図示する)と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有する点において、第4実施形態のもの(図9参照)と同様である。
また、1次側の中性線60Nにコンバータセル20−Pが接続されている点についても、第4実施形態と同様である。但し、本実施形態においては、2次側の中性線70Nには、コンバータセル20−1が接続されている。1次側S相、T相および2次側V相およびW相については図示を省略するが、R相およびU相と同様に、コンバータセル20−Pが1次側の中性線60Nに接続され、コンバータセル20−1が2次側の中性線70Nに接続されている。
中性線60N,70Nの電位が接地電位であると仮定すると、上述した第3実施形態(図8参照)と同様に、各コンバータセル20−k(1≦k≦P)の1次巻線15aと2次巻線15bとの電位差は、(P−k+1)|VS1|/P+k|VS2|/Pにほぼ等しくなる。従って、本実施形態によれば、第4実施形態と同様に、3相システムにおいても、第1および第2実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、本実施形態によれば、第3実施形態と同様に、高周波トランス15の耐圧を低めることができるため、コンバータセル20を一層安価に構成することができる。
[第6実施形態]
〈第6実施形態の構成〉
図11は、本発明の第6実施形態による電力変換装置1600のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図10の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1600は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものであり、図示のように、18台のコンバータセル20−1〜20−18を有している。各コンバータセル20の構成は、第1実施形態のもの(図2参照)と同様であり、1次側回路21と、2次側回路22と、高周波トランス15とを有している。
〈第6実施形態の構成〉
図11は、本発明の第6実施形態による電力変換装置1600のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図10の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
電力変換装置1600は、何れも3相交流系統である1次側系統60と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものであり、図示のように、18台のコンバータセル20−1〜20−18を有している。各コンバータセル20の構成は、第1実施形態のもの(図2参照)と同様であり、1次側回路21と、2次側回路22と、高周波トランス15とを有している。
図11において、コンバータセル20−1の1次側端子25,26および2次側端子27,28は図示するが、他のコンバータセル20−2〜20−18のものについては、図示を省略する。コンバータセル20−1〜20−6の1次側端子25,26は、R相線60Rと中性線60Nとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル20−7〜20−12の1次側端子25,26は、T相線60Tと中性線60Nとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル20−13〜20−18の1次側端子25,26は、S相線60Sと中性線60Nとの間に、順次直列に接続されている。
図11において、2次側回路22のうち、U相線70Uと中性線70Nとの間に接続されているものにはドット網掛けを付している。すなわち、U相線70Uと中性線70Nとの間には、コンバータセル20−17,20−18と、20−3,20−4と、20−7,20−8と、が直列に接続されている。
また、2次側回路22のうち、V相線70Vと中性線70Nとの間に接続されているものにはハッチングを付している。すなわち、V相線70Vと中性線70Nとの間には、コンバータセル20−11,20−12と、20−15,20−16と、20−1,20−2と、が直列に接続されている。
また、2次側回路22のうち、W相線70Wと中性線70Nとの間に接続されているものは白ヌキになっている。すなわち、W相線70Wと中性線70Nとの間には、コンバータセル20−5,20−6と、20−9,20−10と、コンバータセル20−13,20−14と、が直列に接続されている。このように、電力変換装置1600は、1次側系統60と2次側系統70とをY−Y結線にて接続するものである。
〈第6実施形態の動作〉
次に、再び図2を参照し、コンバータセル20−1の動作を説明する。
図2に示すコンバータセル20が図11におけるコンバータセル20−1であった場合、1次側AC端子間電圧V1は、1次側のR相電圧を分圧した電圧になり、2次側AC端子間電圧V2は、2次側のV相電圧を分圧した電圧になる。電力潮流が1次側から2次側に向かって流れているとすると、1次側AC端子間電圧V1は、交直変換器11によって整流され、コンデンサ17によって平滑化される。すなわち、コンデンサ17の両端には、平滑化された1次側DCリンク電圧Vdc1が現れる。
次に、再び図2を参照し、コンバータセル20−1の動作を説明する。
図2に示すコンバータセル20が図11におけるコンバータセル20−1であった場合、1次側AC端子間電圧V1は、1次側のR相電圧を分圧した電圧になり、2次側AC端子間電圧V2は、2次側のV相電圧を分圧した電圧になる。電力潮流が1次側から2次側に向かって流れているとすると、1次側AC端子間電圧V1は、交直変換器11によって整流され、コンデンサ17によって平滑化される。すなわち、コンデンサ17の両端には、平滑化された1次側DCリンク電圧Vdc1が現れる。
しかし、1次側DCリンク電圧Vdc1は完全な直流ではなく、1次側周波数の脈流成分、すなわちR相電圧に同期する脈流成分を有している。交直変換器12は、1次側DCリンク電圧Vdc1を高周波で変調し、変調波は高周波トランス15を介して交直変換器13にて整流される。コンデンサ18は、整流された電力によって充電され、その両端には2次側DCリンク電圧Vdc2が現れる。この2次側DCリンク電圧Vdc2も、1次側周波数の脈流成分、すなわちR相電圧に同期する脈流成分を有している。交直変換器14は、脈流成分を含む2次側DCリンク電圧Vdc2をスイッチングし、2次側周波数で交番する2次側AC端子間電圧V2を出力する。
これにより、2次側AC端子間電圧V2は、1次側周波数で脈動する変動成分を含むことになる。そして、コンデンサ17,18の容量が小さいほど、この変動成分が大きくなる。コンデンサ17,18の容量を大きくすると、この変動成分を抑制できるが、これによってコンバータセル20が大型化し、高価になるという問題が生じる。
図11に戻り、V相に係るコンバータセル、すなわち2次側回路22にハッチングを付したコンバータセル20−1,20−2,20−11,20−12,20−15,20−16の各2次側端子27,28に現れる2次側電圧は、何れも1次側周波数で脈動する変動成分を含んでいる。ここで、コンバータセル20−1,20−2の2次側電圧に現れる変動成分は、1次側R相電圧に同期する。また、コンバータセル20−11,20−12の2次側電圧に現れる変動成分は、1次側T相電圧に同期する。また、コンバータセル20−15,20−16の2次側電圧に現れる変動成分は、1次側S相電圧に同期する。
これらR相電圧、S相電圧、T相電圧に同期する個々の変動成分は、略同一形状の波形であり、相互に「2π/3」の位相差を有する。これらV相に係る6台のコンバータセルが直列接続されると、V相電圧においてR相電圧、S相電圧、T相電圧に同期する個々の変動成分は相殺され、そのレベルは抑制される。これにより、個々のコンバータセルにおける2次側電圧の電圧変動率と比較して、V相電圧の電圧変動率を低くすることができる。以上V相電圧について説明したが、U相電圧およびW相電圧についても同様に、個々のコンバータセルよりも電圧変動率を低くすることができる。また、1次側のR相電圧、S相電圧およびT相電圧についても同様に、電圧変動率を低くすることができる。
本実施形態においても、1次側制御装置130および2次側制御装置140の動作は、第4および第5実施形態のものと同様である。すなわち、1次側制御装置130は、R相、S相、T相のコンバータセル20に対して、複数のゲート信号GT11,GT12の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST1を発生させる。また、2次側制御装置140は、R相、S相、T相のコンバータセル20に対して、複数のゲート信号GT21,GT22の重なる時間が短くなるように、リセット信号RST2を発生させる。
〈第6実施形態の効果〉
上述した第4および第5実施形態(図9〜図10)の構成によれば、1次側のR相に係るコンバータセル20−1〜20−Pは、全てが2次側のU相に係るコンバータセルになる。従って、個々のコンバータセルにおける2次側電圧の電圧変動率と、U相電圧の電圧変動率とは同等の値になる。V相電圧およびW相電圧についても同様である。従って、第4および第5実施形態においては、電圧変動率を抑制しようとすると、コンデンサ17,18(図2参照)の容量は比較的大きくなる。
上述した第4および第5実施形態(図9〜図10)の構成によれば、1次側のR相に係るコンバータセル20−1〜20−Pは、全てが2次側のU相に係るコンバータセルになる。従って、個々のコンバータセルにおける2次側電圧の電圧変動率と、U相電圧の電圧変動率とは同等の値になる。V相電圧およびW相電圧についても同様である。従って、第4および第5実施形態においては、電圧変動率を抑制しようとすると、コンデンサ17,18(図2参照)の容量は比較的大きくなる。
これに対して、本実施形態によれば、コンデンサ17,18の容量が小さい場合であっても、1次側電圧および2次側電圧の電圧変動率を抑制できるため、コンデンサ17,18として容量の小さなものを適用することができ、小型かつ安価な電力変換装置100を実現できる。
ここで、各コンバータセル20の1次側および2次側電位について検討する。まず、中性線60Nの電位を1次側基準電位と呼び、中性線70Nの電位を2次側基準電位と呼ぶ。1次側および2次側基準電位は、例えば接地電位であるが、必ずしも接地電位でなくてもよい。以下、各コンバータセル20の1次側および2次側電位について検討するが、これらは、何れも1次側および2次側基準電位を基準とした電位である。
図1において、各コンバータセル20の、1次側基準電位(中性線60Nの電位)に対する1次側回路21の電位(絶対値)を「1次側電位」と呼ぶ。また、2次側基準電位(中性線70Nの電位)に対する2次側回路22の電位(絶対値)を「2次側電位」と呼ぶ。1次側電位は、中性線60Nから離れるほど(R相線60R、S相線60S、T相線60Tに近づくほど)高くなる。同様に、2次側電位は、中性線70Nから離れるほど(U相線70U、V相線70V、W相線70Wに近づくほど)高くなる。
例えば、2次側回路22にハッチングを付したV相に係るコンバータセルについて、検討すると、これらの1次側電位は、20−12,20−11,20−16,20−15,20−2,20−1の順に高くなる。また、これらの2次側電位は、20−1,20−2,20−16,20−15,20−11,20−12の順に高くなる。このように、1次側電位の高いコンバータセル20ほど2次側電圧は低くなる傾向を有している。これは、U相およびW相に係るコンバータセル20についても同様である。従って、本実施形態によれば、第3および第5実施形態と同様に、高周波トランス15として、耐圧の低いものを適用できるため、コンバータセル20を一層安価に構成することができる。
[第7実施形態]
図12は、本発明の第7実施形態による電力変換装置1700のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図11の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置1700は、第6実施形態のもの(図11参照)と同様に、18台のコンバータセル20−1〜20−18と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有している。各コンバータセル20の構成は第1実施形態のもの(図2参照)と同様である。電力変換装置1700は、何れも3相交流系統である1次側系統62と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。
図12は、本発明の第7実施形態による電力変換装置1700のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図11の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置1700は、第6実施形態のもの(図11参照)と同様に、18台のコンバータセル20−1〜20−18と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有している。各コンバータセル20の構成は第1実施形態のもの(図2参照)と同様である。電力変換装置1700は、何れも3相交流系統である1次側系統62と、2次側系統70との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。
ここで、1次側系統62は、R相、S相、T相電圧が現れるR相線62R、S相線62S、およびT相線62Tを有している。また、2次側系統70の構成は、第1実施形態のものと同様である。コンバータセル20−1〜20−6の1次側端子25,26(図2参照)は、R相線62RとT相線62Tとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル20−7〜20−12の1次側端子25,26は、T相線62TとS相線62Sとの間に、順次直列に接続されている。同様に、コンバータセル20−13〜20−18の1次側端子25,26は、S相線62SとR相線62Rとの間に、順次直列に接続されている。
また、各コンバータセル20の2次側端子27,28と、2次側系統70との接続関係は、第1実施形態のものと同様である。このように、電力変換装置1700は、1次側系統62と2次側系統70とをΔ−Y結線にて接続するものである。本実施形態によれば、第6実施形態と同様の効果を奏するとともに、中性線の無い、3相3線式の1次側系統62にも適用できる点で適用範囲を広げることができる。
なお、上述した例では、1次側をY結線とし、2次側をΔ結線にしたが、1次側をΔ結線とし、2次側をY結線にしてもよい。
なお、上述した例では、1次側をY結線とし、2次側をΔ結線にしたが、1次側をΔ結線とし、2次側をY結線にしてもよい。
[第8実施形態]
図13は、本発明の第8実施形態による電力変換装置1800のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図12の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置1800は、第7実施形態のもの(図12参照)と同様に、18台のコンバータセル20−1〜20−18と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有している。各コンバータセル20の構成は第1実施形態のもの(図2参照)と同様である。電力変換装置1800は、何れも3相交流系統である1次側系統62と、2次側系統72との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。
図13は、本発明の第8実施形態による電力変換装置1800のブロック図である。なお、以下の説明において、図1〜図12の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。電力変換装置1800は、第7実施形態のもの(図12参照)と同様に、18台のコンバータセル20−1〜20−18と、1次側制御装置130と、2次側制御装置140と、を有している。各コンバータセル20の構成は第1実施形態のもの(図2参照)と同様である。電力変換装置1800は、何れも3相交流系統である1次側系統62と、2次側系統72との間で、双方向または一方向の電力変換を行うものである。
ここで、1次側系統62の構成は第7実施形態(図12参照)のものと同様である。また、コンバータセル20−1〜20−18の1次側端子25,26と、1次側系統62との接続関係も、第7実施形態のものと同様である。一方、2次側系統72は、U相、V相、W相電圧が現れるU相線72U、V相線72VおよびW相線72Wを有している。
ここで、2次側回路22にハッチングを付したコンバータセル20−1,20−2,20−16,20−15,20−11,20−12の各2次側端子27,28は、U相線72UとV相線72Vとの間に順次直列に接続されている。また、2次側回路22が白ヌキであるコンバータセル20−13,20−14,20−10,20−9,20−5,20−6の各2次側端子27,28は、V相線72VとW相線72Wとの間に順次直列に接続されている。また、2次側回路22にドット網掛けを付したコンバータセル20−7,20−8,20−4,20−3,20−17,20−18の各2次側端子27,28は、W相線72WとU相線72Uとの間に順次直列に接続されている。
このように、電力変換装置1800は、1次側系統62と2次側系統72をΔ−Δ結線にて接続するものである。本実施形態によれば、第6および第7実施形態と同様の効果を奏するとともに、1次側系統62および2次側系統72が共に中性線の無い、3相3線式の系統であっても適用できる点で、適用範囲をさらに広げることができる。
[変形例]
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
(1)図14は、コンバータセル20の変形例のブロック図である。図2に示した交直変換器11〜14は、双方向に電力を変換できるようにスイッチング素子を用いたHブリッジを適用したが、一方向に電力を変換できればよい場合は、交直変換器11〜14の一部において、整流素子を用いたHブリッジを適用してもよい。図14に示す構成は、その一例として、図2における交直変換器13を、4個の整流素子(符号なし)を適用した交直変換器13aに置換したものである。本変形例においても、高周波トランス15のトランス電位差は、上記各実施形態と同様になるため、電力変換装置を小型かつ安価に構成することができる。交直変換器13aにおける4個の整流素子は、半導体ダイオードであってもよく、真空管式の水銀整流器等であってもよい。また、半導体を適用する場合に、その材質はSi、SiC、GaN等、任意のものを適用できる。
(2)上記各実施形態におけるコンバータセル20は、1次側および2次側が共に交流系統である場合を想定している。しかし、1次側または2次側のうち一方が直流系統であってもよい。その一例として、図15は、変形例によるコンバータセル20Aのブロック図である。本変形例では、2次側が直流系統であることとしている。本変形例のコンバータセル20Aは、上記各実施形態のコンバータセル20(図2参照)と比較すると、交直変換器14および2次側ゲートパルス発生部24が設けられておらず、コンデンサ18の端子電圧である2次側DCリンク電圧Vdc2が、そのまま2次側端子27,28を介して出力される。
また、本変形例においても、1次側ゲートパルス発生部23には、上記各実施形態のものと同様に、キャリア信号発生器231が設けられており、キャリア信号発生器231はリセット信号RST1によってリセットされる。従って、1次側において、上記各実施形態のものと同様の1次側制御装置110,130,150を設けることにより、上記各実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、本変形例では、1次側を交流系統とし、2次側を直流系統とした例を示したが、1次側を直流系統とし、2次側を交流系統としてもよいことは言うまでもない。
(3)また、上記各実施形態において、交直変換器12,13と高周波トランス15との間にコンデンサを挿入してもよい。図16(a)は、交直変換器12と1次巻線15aとの間にコンデンサ51を挿入するとともに、交直変換器13と2次巻線15bとの間にコンデンサ52を挿入した例を示す。また、図16(b)は、交直変換器12と1次巻線15aとの間にコンデンサ51を挿入した例であり、図16(c)は、交直変換器13と2次巻線15bとの間にコンデンサ52を挿入した例である。また、上記各実施形態に適用される高周波トランス15は、意図的に漏れインダクタンスを発生させるように設計したものを用いてもよい。
P11,P12 キャリア信号
Q1〜Q4 スイッチング素子
VREF1,VREF2 1次側指令値(電圧指令値)
GT11,GT12,GT21,GT22 ゲート信号(パルス)
20−1 コンバータセル(第1の電力変換回路)
20−2 コンバータセル(第2の電力変換回路)
20−3 コンバータセル(第3の電力変換回路)
20−1〜20−P コンバータセル(電力変換回路)
23 1次側ゲートパルス発生部(パルス発生部)
24 2次側ゲートパルス発生部(パルス発生部)
110,130,150 1次側制御装置(制御部、電力変換用制御装置)
120,140,160 2次側制御装置(制御部、電力変換用制御装置)
155,165 タイミング調整部
231 キャリア信号発生器
232,233 比較器
234 タイミング信号発生器(タイミング調整部)
241 キャリア信号発生器
242,243 比較器
244 タイミング信号発生器(タイミング調整部)
1100〜1800 電力変換装置
Q1〜Q4 スイッチング素子
VREF1,VREF2 1次側指令値(電圧指令値)
GT11,GT12,GT21,GT22 ゲート信号(パルス)
20−1 コンバータセル(第1の電力変換回路)
20−2 コンバータセル(第2の電力変換回路)
20−3 コンバータセル(第3の電力変換回路)
20−1〜20−P コンバータセル(電力変換回路)
23 1次側ゲートパルス発生部(パルス発生部)
24 2次側ゲートパルス発生部(パルス発生部)
110,130,150 1次側制御装置(制御部、電力変換用制御装置)
120,140,160 2次側制御装置(制御部、電力変換用制御装置)
155,165 タイミング調整部
231 キャリア信号発生器
232,233 比較器
234 タイミング信号発生器(タイミング調整部)
241 キャリア信号発生器
242,243 比較器
244 タイミング信号発生器(タイミング調整部)
1100〜1800 電力変換装置
Claims (6)
- スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路と、
複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する制御部と、
複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。 - 前記パルス発生部は、
三角波のキャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
前記キャリア信号と前記電圧指令値との大小関係を比較する比較器と、
を有し、前記比較器における比較結果に基づいて前記パルスを出力する
ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 複数の前記電力変換回路は、第1の電力変換回路と、第2の電力変換回路と、第3の電力変換回路と、を含み、
前記第1の電力変換回路における前記タイミング調整部は、前記第1の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第2の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットし、
前記第2の電力変換回路における前記タイミング調整部は、前記第2の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第3の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットする
ことを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。 - 複数の前記電力変換回路は、第1の電力変換回路と、第2の電力変換回路と、第3の電力変換回路と、を含み、
前記タイミング調整部は、前記第1の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第2の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットし、前記第2の電力変換回路における前記パルスの出力タイミングに基づいて前記第3の電力変換回路における前記キャリア信号発生器をリセットする
ことを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。 - スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路を制御するために、複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する電圧指令値発生部と、
複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整するタイミング調整部と、
を有することを特徴とする電力変換用制御装置。 - スイッチング素子と、受信した電圧指令値に基づいて前記スイッチング素子を制御するパルスを出力するパルス発生部と、を各々が含む、直列接続された複数の電力変換回路を制御する制御方法であって、
複数の前記電力変換回路に対して、各々異なる前記電圧指令値を出力する過程と、
複数の前記電力変換回路に係る複数の前記パルスの重なる時間が短くなるように、複数の前記パルスの出力タイミングを調整する過程と、
を有することを特徴とする電力変換回路の制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017225443A JP2019097323A (ja) | 2017-11-24 | 2017-11-24 | 電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法 |
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JP2017225443A Pending JP2019097323A (ja) | 2017-11-24 | 2017-11-24 | 電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法 |
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JP (1) | JP2019097323A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2021215281A1 (ja) * | 2020-04-22 | 2021-10-28 | 株式会社日立製作所 | 電力変換ユニットおよび電力変換装置 |
-
2017
- 2017-11-24 JP JP2017225443A patent/JP2019097323A/ja active Pending
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WO2021215281A1 (ja) * | 2020-04-22 | 2021-10-28 | 株式会社日立製作所 | 電力変換ユニットおよび電力変換装置 |
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