JP3129971B2 - トランスレス型三相コンバータ装置 - Google Patents
トランスレス型三相コンバータ装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電源から
各線間毎に接続された交流−直流変換回路を介して定電
圧の直流出力を得るトランスレス型三相コンバータ装
置、特に、三相交流入力の電流波形の歪みを防止できる
トランスレス型三相コンバータ装置に関するものであ
る。
各線間毎に接続された交流−直流変換回路を介して定電
圧の直流出力を得るトランスレス型三相コンバータ装
置、特に、三相交流入力の電流波形の歪みを防止できる
トランスレス型三相コンバータ装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】三相交流入力から定電圧の直流出力を得
る三相コンバータ装置は、従来より電子機器及び電気機
器の分野で広く使用されている。例えば、図３に示す従
来の三相コンバータ装置は、三相交流電源のＲ相、Ｓ
相、Ｔ相にそれぞれ接続されかつその各々がデルタ（三
角）結線された巻線比が１：１の絶縁用トランス１９〜
２１の１次巻線１９a〜２１aと、Ｒ〜Ｔ相の絶縁用トラ
ンス１９〜２１の２次巻線１９b〜２１bにそれぞれ接続
されかつその各々の出力端子が並列に接続された交流−
直流変換回路２２〜２４と、Ｒ〜Ｔ相の交流−直流変換
回路２２〜２４の出力端子２５、２６間に接続された平
滑コンデンサ１０とを備えている。また、１次巻線４５
a、４６a、４７aの各々がスター（星形）結線されかつ
三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧ＶR、ＶS、
ＶTをそれぞれ２次巻線４５b、４６b、４７bにて検出す
る相電圧検出用トランス４５〜４７が三相交流電源のＲ
相、Ｓ相、Ｔ相に接続されている。Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ
−Ｒ）相間の交流−直流変換回路２２（２３、２４）
は、全波整流回路としての整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の整流出力ラインに接続された昇圧用リアク
トル７（８、９）と、昇圧用リアクトル７（８、９）を
介して整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の整流出力
側を短絡するスイッチング素子としてのパワートランジ
スタ１（２、３）と、パワートランジスタ１（２、３）
の一方の出力ラインに接続された出力整流素子としての
出力ダイオード３０（３１、３２）とを備えた昇圧チョ
ッパ型コンバータから成る。交流−直流変換回路２２
（２３、２４）内の整流ブリッジ回路２７（２８、２
９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、９）との
間には、昇圧用リアクトル７（８、９）に流れる電流Ｉ
L7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する電流検出器３３（３
４、３５）が設けられている。更に、出力端子２５、２
６と各交流−直流変換回路２２〜２４との間には、出力
端子２５、２６間の直流出力電圧ＶOUTに応じて各交流
−直流変換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜
３のベース端子（制御端子）へそれぞれオン・オフ制御
信号ＶB1〜ＶB3を付与する制御回路３６〜３８が設けら
れている。
る三相コンバータ装置は、従来より電子機器及び電気機
器の分野で広く使用されている。例えば、図３に示す従
来の三相コンバータ装置は、三相交流電源のＲ相、Ｓ
相、Ｔ相にそれぞれ接続されかつその各々がデルタ（三
角）結線された巻線比が１：１の絶縁用トランス１９〜
２１の１次巻線１９a〜２１aと、Ｒ〜Ｔ相の絶縁用トラ
ンス１９〜２１の２次巻線１９b〜２１bにそれぞれ接続
されかつその各々の出力端子が並列に接続された交流−
直流変換回路２２〜２４と、Ｒ〜Ｔ相の交流−直流変換
回路２２〜２４の出力端子２５、２６間に接続された平
滑コンデンサ１０とを備えている。また、１次巻線４５
a、４６a、４７aの各々がスター（星形）結線されかつ
三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧ＶR、ＶS、
ＶTをそれぞれ２次巻線４５b、４６b、４７bにて検出す
る相電圧検出用トランス４５〜４７が三相交流電源のＲ
相、Ｓ相、Ｔ相に接続されている。Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ
−Ｒ）相間の交流−直流変換回路２２（２３、２４）
は、全波整流回路としての整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の整流出力ラインに接続された昇圧用リアク
トル７（８、９）と、昇圧用リアクトル７（８、９）を
介して整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の整流出力
側を短絡するスイッチング素子としてのパワートランジ
スタ１（２、３）と、パワートランジスタ１（２、３）
の一方の出力ラインに接続された出力整流素子としての
出力ダイオード３０（３１、３２）とを備えた昇圧チョ
ッパ型コンバータから成る。交流−直流変換回路２２
（２３、２４）内の整流ブリッジ回路２７（２８、２
９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、９）との
間には、昇圧用リアクトル７（８、９）に流れる電流Ｉ
L7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する電流検出器３３（３
４、３５）が設けられている。更に、出力端子２５、２
６と各交流−直流変換回路２２〜２４との間には、出力
端子２５、２６間の直流出力電圧ＶOUTに応じて各交流
−直流変換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜
３のベース端子（制御端子）へそれぞれオン・オフ制御
信号ＶB1〜ＶB3を付与する制御回路３６〜３８が設けら
れている。
【０００３】図４に示すように、Ｒ−Ｓ相間の交流−直
流変換回路２２における制御回路３６は、基準電源３９
の基準電圧ＶREFと平滑コンデンサ１０の両端の直流出
力電圧ＶOUTとの偏差に応じて電圧制御信号Ｅ0を出力す
る誤差増幅器４０と、三相交流電源のＲ−Ｓ相間におけ
る線間電圧ＶRSの位相角が３０度から９０度までの期間
のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相が遅れた交流電
圧、即ちＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４
５bにおける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回
路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ
1を出力しかつ線間電圧ＶRSの位相角が９０度から１５
０度までの期間のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相
が進んだ交流電圧、即ちＳ相の相電圧検出用トランス４
６の２次巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて
交流−直流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流Ｉ
RSの目標値信号Ｅ2を出力する目標値切替回路４１と、
各目標値信号Ｅ1、Ｅ2と電圧制御信号Ｅ0との積を演算
し相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力する積算器
４２と、相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3と電流検出器３
３により検出される電流信号ＩL7Rとを比較してパワー
トランジスタ１のベース端子に付与するオン・オフ制御
信号ＶB1をベース駆動回路４４を通して出力する比較器
４３とから構成されている。Ｓ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ相間
の交流−直流変換回路２３、２４における制御回路３
７、３８の内部構成については、図４に示すＲ−Ｓ相間
の制御回路３６の内部構成と全く同一であるので説明は
省略する。
流変換回路２２における制御回路３６は、基準電源３９
の基準電圧ＶREFと平滑コンデンサ１０の両端の直流出
力電圧ＶOUTとの偏差に応じて電圧制御信号Ｅ0を出力す
る誤差増幅器４０と、三相交流電源のＲ−Ｓ相間におけ
る線間電圧ＶRSの位相角が３０度から９０度までの期間
のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相が遅れた交流電
圧、即ちＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４
５bにおける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回
路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ
1を出力しかつ線間電圧ＶRSの位相角が９０度から１５
０度までの期間のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相
が進んだ交流電圧、即ちＳ相の相電圧検出用トランス４
６の２次巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて
交流−直流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流Ｉ
RSの目標値信号Ｅ2を出力する目標値切替回路４１と、
各目標値信号Ｅ1、Ｅ2と電圧制御信号Ｅ0との積を演算
し相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力する積算器
４２と、相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3と電流検出器３
３により検出される電流信号ＩL7Rとを比較してパワー
トランジスタ１のベース端子に付与するオン・オフ制御
信号ＶB1をベース駆動回路４４を通して出力する比較器
４３とから構成されている。Ｓ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ相間
の交流−直流変換回路２３、２４における制御回路３
７、３８の内部構成については、図４に示すＲ−Ｓ相間
の制御回路３６の内部構成と全く同一であるので説明は
省略する。
【０００４】次に、図３に示す三相コンバータ装置の動
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間に接続
された絶縁用トランス１９の１次巻線１９aに図５(Ａ)
に示す線間電圧ＶRSが印加されると、絶縁用トランス１
９の２次巻線１９bに１次側と同様の単相交流電圧が誘
起される。この単相交流電圧はＲ相の交流−直流変換回
路２２内の整流ブリッジ回路２７により全波整流され、
昇圧用リアクトル７に全波整流電圧が印加される。これ
により、昇圧用リアクトル７に電流ＩL7Rが流れ、この
電流ＩL7Rは電流検出器３３により検出されて電流検出
信号ＩdRとして制御回路３６に入力される。昇圧用リア
クトル７に流れる電流ＩL7Rはパワートランジスタ１の
オン・オフ動作により断続され、出力ダイオード３０を
通して平滑コンデンサ１０の両端の出力端子２５、２６
に定電圧の直流出力電圧ＶOUTが発生する。
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間に接続
された絶縁用トランス１９の１次巻線１９aに図５(Ａ)
に示す線間電圧ＶRSが印加されると、絶縁用トランス１
９の２次巻線１９bに１次側と同様の単相交流電圧が誘
起される。この単相交流電圧はＲ相の交流−直流変換回
路２２内の整流ブリッジ回路２７により全波整流され、
昇圧用リアクトル７に全波整流電圧が印加される。これ
により、昇圧用リアクトル７に電流ＩL7Rが流れ、この
電流ＩL7Rは電流検出器３３により検出されて電流検出
信号ＩdRとして制御回路３６に入力される。昇圧用リア
クトル７に流れる電流ＩL7Rはパワートランジスタ１の
オン・オフ動作により断続され、出力ダイオード３０を
通して平滑コンデンサ１０の両端の出力端子２５、２６
に定電圧の直流出力電圧ＶOUTが発生する。
【０００５】直流出力電圧ＶOUTは制御回路３６内の誤
差増幅器４０により基準電源３９の基準電圧ＶREFと比
較され、直流出力電圧ＶOUTと基準電圧ＶREFとの偏差に
応じて誤差増幅器４０より電圧制御信号Ｅ0が出力され
る。一方、図６に示すように、Ｒ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ
RSの半周期１８０度の期間において、線間電圧ＶRSの位
相角が３０度から９０度までの期間のときは、破線に示
すＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bに
おける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２
２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1が
目標値切替回路４１より出力される。同様に、線間電圧
ＶRSの位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
は、破線に示すＳ相の相電圧検出用トランス４６の２次
巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて交流−直
流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標
値信号Ｅ2が目標値切替回路４１より出力される。目標
値切替回路４１からの各目標値信号Ｅ1、Ｅ2は誤差増幅
器４０からの電圧制御信号Ｅ0と共に積算器４２に入力
されてそれらの積が演算され、線間電圧ＶRSの位相に同
期する相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力され
る。この電流基準信号Ｅ3は比較器４３により電流検出
器３３において検出される電流検出信号ＩdRと比較さ
れ、電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さいと
きは比較器４３の出力が高レベルとなり、電流検出信号
ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きいときは比較器４３の
出力が低レベルとなる。これにより、比較器４３からベ
ース駆動回路４４を通してパワートランジスタ１のベー
ス端子にオン・オフ制御信号ＶB1が付与される。
差増幅器４０により基準電源３９の基準電圧ＶREFと比
較され、直流出力電圧ＶOUTと基準電圧ＶREFとの偏差に
応じて誤差増幅器４０より電圧制御信号Ｅ0が出力され
る。一方、図６に示すように、Ｒ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ
RSの半周期１８０度の期間において、線間電圧ＶRSの位
相角が３０度から９０度までの期間のときは、破線に示
すＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bに
おける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２
２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1が
目標値切替回路４１より出力される。同様に、線間電圧
ＶRSの位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
は、破線に示すＳ相の相電圧検出用トランス４６の２次
巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて交流−直
流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標
値信号Ｅ2が目標値切替回路４１より出力される。目標
値切替回路４１からの各目標値信号Ｅ1、Ｅ2は誤差増幅
器４０からの電圧制御信号Ｅ0と共に積算器４２に入力
されてそれらの積が演算され、線間電圧ＶRSの位相に同
期する相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力され
る。この電流基準信号Ｅ3は比較器４３により電流検出
器３３において検出される電流検出信号ＩdRと比較さ
れ、電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さいと
きは比較器４３の出力が高レベルとなり、電流検出信号
ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きいときは比較器４３の
出力が低レベルとなる。これにより、比較器４３からベ
ース駆動回路４４を通してパワートランジスタ１のベー
ス端子にオン・オフ制御信号ＶB1が付与される。
【０００６】オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとな
り、パワートランジスタ１がオン状態になると、直流出
力側が短絡されて昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rが増加し、これに伴って電流検出信号ＩdRも増加す
る。電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きくな
ると、オン・オフ制御信号ＶB1が低レベルとなると共に
パワートランジスタ１がオフ状態となり、昇圧用リアク
トル７に流れる電流ＩL7Rが直流出力側、即ち出力ダイ
オード３０及び平滑コンデンサ１０に流れて電流検出信
号ＩdRが減少する。電流検出信号ＩdRが減少して電流検
出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さくなると、再び
オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとなり、パワートラ
ンジスタ１が再びオン状態になる。前記の動作が比較器
４３で形成される電流制御の遅れ要素で決定される数ｋ
Ｈzのスイッチング周波数で繰り返されることにより、
線間電圧ＶRSの半周期１８０度の期間のうち位相角が３
０度から１５０度までの期間のみパワートランジスタ１
がオン・オフ動作される。これらの動作が線間電圧ＶRS
の半周期１８０度の期間毎に繰り返されることにより、
昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rが図７に示すよ
うに数ｋＨzのスイッチング周波数で脈動して三相交流
電源の線間電圧ＶRSの位相に同期する。図５(Ａ)の破線
は昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの平均値を示
したものである。したがって、Ｒ相の交流−直流変換回
路２２の交流入力側には図５(Ｄ)に示すように三相交流
入力のＲ−Ｓ相間の線間電圧ＶRSの位相に同期する相電
流ＩRSが流れる。
り、パワートランジスタ１がオン状態になると、直流出
力側が短絡されて昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rが増加し、これに伴って電流検出信号ＩdRも増加す
る。電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きくな
ると、オン・オフ制御信号ＶB1が低レベルとなると共に
パワートランジスタ１がオフ状態となり、昇圧用リアク
トル７に流れる電流ＩL7Rが直流出力側、即ち出力ダイ
オード３０及び平滑コンデンサ１０に流れて電流検出信
号ＩdRが減少する。電流検出信号ＩdRが減少して電流検
出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さくなると、再び
オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとなり、パワートラ
ンジスタ１が再びオン状態になる。前記の動作が比較器
４３で形成される電流制御の遅れ要素で決定される数ｋ
Ｈzのスイッチング周波数で繰り返されることにより、
線間電圧ＶRSの半周期１８０度の期間のうち位相角が３
０度から１５０度までの期間のみパワートランジスタ１
がオン・オフ動作される。これらの動作が線間電圧ＶRS
の半周期１８０度の期間毎に繰り返されることにより、
昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rが図７に示すよ
うに数ｋＨzのスイッチング周波数で脈動して三相交流
電源の線間電圧ＶRSの位相に同期する。図５(Ａ)の破線
は昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの平均値を示
したものである。したがって、Ｒ相の交流−直流変換回
路２２の交流入力側には図５(Ｄ)に示すように三相交流
入力のＲ−Ｓ相間の線間電圧ＶRSの位相に同期する相電
流ＩRSが流れる。
【０００７】上述と同様の動作が三相交流電源のＳ−Ｔ
相間及びＴ−Ｒ相間についても１２０度の位相差で行わ
れ、Ｓ−Ｔ相間の絶縁用トランス２０の１次巻線２０a
に印加される三相交流入力の線間電圧ＶST及びＴ−Ｒ相
間の絶縁用トランス２１の１次巻線２１aに印加される
三相交流入力の線間電圧ＶTRがそれぞれ図５(Ｂ)及び
(Ｃ)に示すような変化をするとき、Ｓ−Ｔ相間の交流−
直流変換回路２３の交流入力側及びＴ−Ｒ相間の交流−
直流変換回路２４の交流入力側には、それぞれ図５(Ｅ)
及び(Ｆ)に示すように各々の線間電圧ＶST及びＶTRの位
相に同期する相電流ＩST及びＩTRが流れる。
相間及びＴ−Ｒ相間についても１２０度の位相差で行わ
れ、Ｓ−Ｔ相間の絶縁用トランス２０の１次巻線２０a
に印加される三相交流入力の線間電圧ＶST及びＴ−Ｒ相
間の絶縁用トランス２１の１次巻線２１aに印加される
三相交流入力の線間電圧ＶTRがそれぞれ図５(Ｂ)及び
(Ｃ)に示すような変化をするとき、Ｓ−Ｔ相間の交流−
直流変換回路２３の交流入力側及びＴ−Ｒ相間の交流−
直流変換回路２４の交流入力側には、それぞれ図５(Ｅ)
及び(Ｆ)に示すように各々の線間電圧ＶST及びＶTRの位
相に同期する相電流ＩST及びＩTRが流れる。
【０００８】三相交流入力のＲ相、Ｓ相及びＴ相に流れ
る各線電流ＩR、ＩS及びＩTは、図５(Ｄ)〜(Ｆ)に示す
各相電流ＩRS、ＩST及びＩTRをそれぞれ合成したものと
なるから、三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における
線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ図５(Ｇ)〜(Ｉ)に示
すように正弦波状に変化する電流波形となる。また、図
５(Ｇ)〜(Ｉ)に示す三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相
における線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における相電圧ＶR、ＶS及びＶ
Tと略同相であるから、入力力率は１となる。
る各線電流ＩR、ＩS及びＩTは、図５(Ｄ)〜(Ｆ)に示す
各相電流ＩRS、ＩST及びＩTRをそれぞれ合成したものと
なるから、三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における
線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ図５(Ｇ)〜(Ｉ)に示
すように正弦波状に変化する電流波形となる。また、図
５(Ｇ)〜(Ｉ)に示す三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相
における線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における相電圧ＶR、ＶS及びＶ
Tと略同相であるから、入力力率は１となる。
【０００９】以上のように、図３に示す三相コンバータ
装置では、三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶ
TRの各半周期１８０度の期間のうち、位相角が３０度か
ら１５０度までの期間のみ各線間の交流−直流変換回路
２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３をオン・オフ
動作させるので、少ないスイッチング回数で各パワート
ランジスタ１〜３を１２０度の位相差で制御して入力力
率を１にすることができる。このため、各パワートラン
ジスタ１〜３におけるスイッチング損失を低減でき、装
置全体としての電力損失を低減することができる利点が
ある。
装置では、三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶ
TRの各半周期１８０度の期間のうち、位相角が３０度か
ら１５０度までの期間のみ各線間の交流−直流変換回路
２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３をオン・オフ
動作させるので、少ないスイッチング回数で各パワート
ランジスタ１〜３を１２０度の位相差で制御して入力力
率を１にすることができる。このため、各パワートラン
ジスタ１〜３におけるスイッチング損失を低減でき、装
置全体としての電力損失を低減することができる利点が
ある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図３に示す
従来の三相コンバータ装置において、小形・軽量化を図
るために絶縁用トランス１９〜２１を省略して図８に示
すトランスレス型三相コンバータとした場合、例えば図
９(Ｅ)に示すように三相交流電源のＲ相における線電流
ＩR、即ち入力電流ＩRが正の半周期間ｔ0であるとき
は、昇圧用リアクトル７、９に流れる電流により、それ
ぞれＲ相からＳ相及びＲ相からＴ相に流れる帰還電流が
制御される。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ
0における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、
図９(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル７、９に流れ
る電流ＩL7R、ＩL9Tをそれぞれ合成した正弦波状の波形
となる。
従来の三相コンバータ装置において、小形・軽量化を図
るために絶縁用トランス１９〜２１を省略して図８に示
すトランスレス型三相コンバータとした場合、例えば図
９(Ｅ)に示すように三相交流電源のＲ相における線電流
ＩR、即ち入力電流ＩRが正の半周期間ｔ0であるとき
は、昇圧用リアクトル７、９に流れる電流により、それ
ぞれＲ相からＳ相及びＲ相からＴ相に流れる帰還電流が
制御される。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ
0における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、
図９(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル７、９に流れ
る電流ＩL7R、ＩL9Tをそれぞれ合成した正弦波状の波形
となる。
【００１１】次に、三相交流電源のＲ相における入力電
流ＩRが負の半周期間ｔ1〜ｔ5であるときの図８に示す
トランスレス型三相コンバータの動作について説明する
と、期間ｔ1においては、図９(Ａ)に示すようにＳ−Ｒ
相間の線間電圧ＶSRよりもＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTの
方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワートランジ
スタ３がオフ状態であるので、三相交流電源のＳ相−整
流ダイオード２８a−昇圧用リアクトル８−パワートラ
ンジスタ２−整流ダイオード２９b−三相交流電源のＴ
相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７c−昇
圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流ダイオ
ード２９b−三相交流電源のＴ相の経路で帰還電流が流
れる。このため、三相交流電源のＲ相には帰還電流が流
れず、図９(Ｅ)に示すように期間ｔ1における三相交流
電源のＲ相の入力電流ＩRは０となる。
流ＩRが負の半周期間ｔ1〜ｔ5であるときの図８に示す
トランスレス型三相コンバータの動作について説明する
と、期間ｔ1においては、図９(Ａ)に示すようにＳ−Ｒ
相間の線間電圧ＶSRよりもＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTの
方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワートランジ
スタ３がオフ状態であるので、三相交流電源のＳ相−整
流ダイオード２８a−昇圧用リアクトル８−パワートラ
ンジスタ２−整流ダイオード２９b−三相交流電源のＴ
相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７c−昇
圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流ダイオ
ード２９b−三相交流電源のＴ相の経路で帰還電流が流
れる。このため、三相交流電源のＲ相には帰還電流が流
れず、図９(Ｅ)に示すように期間ｔ1における三相交流
電源のＲ相の入力電流ＩRは０となる。
【００１２】期間ｔ2においては、図９(Ａ)に示すよう
にＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTよりもＳ−Ｒ相間の線間電
圧ＶSRの方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワー
トランジスタ３がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｓ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７−パ
ワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２
８a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間
ｔ2における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図９
(Ｂ)及び(Ｃ)に示す昇圧用リアクトル７、８に流れる電
流ＩL7R、ＩL8Sの合成値の反転値となる。
にＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTよりもＳ−Ｒ相間の線間電
圧ＶSRの方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワー
トランジスタ３がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｓ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７−パ
ワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２
８a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間
ｔ2における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図９
(Ｂ)及び(Ｃ)に示す昇圧用リアクトル７、８に流れる電
流ＩL7R、ＩL8Sの合成値の反転値となる。
【００１３】期間ｔ3においては、図９(Ｃ)に示すよう
に交流−直流変換回路２３の昇圧リアクトル８に流れる
電流ＩL8Sが０でかつパワートランジスタ２がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７
c−昇圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流
ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相及び三相交流電
源のＴ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９
−パワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このため、
図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ3における三相交流電源
のＲ相の入力電流ＩRは図９(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用
リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9Tの合成値の
反転値となる。
に交流−直流変換回路２３の昇圧リアクトル８に流れる
電流ＩL8Sが０でかつパワートランジスタ２がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７
c−昇圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流
ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相及び三相交流電
源のＴ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９
−パワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このため、
図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ3における三相交流電源
のＲ相の入力電流ＩRは図９(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用
リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9Tの合成値の
反転値となる。
【００１４】期間ｔ4においては、図９(Ａ)に示すよう
にＴ−Ｓ相間の線間電圧ＶTSよりもＴ−Ｒ相間の線間電
圧ＶTRの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９−パ
ワートランジスタ３−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
８c−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間
ｔ4における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図９
(Ｃ)及び(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル８、９に流れる電
流ＩL8S、ＩL9Tの合成値の反転値となる。
にＴ−Ｓ相間の線間電圧ＶTSよりもＴ−Ｒ相間の線間電
圧ＶTRの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９−パ
ワートランジスタ３−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
８c−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、図９(Ｅ)に示すように、期間
ｔ4における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図９
(Ｃ)及び(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル８、９に流れる電
流ＩL8S、ＩL9Tの合成値の反転値となる。
【００１５】期間ｔ5においては、図９(Ａ)に示すよう
にＴ−Ｒ相間の線間電圧ＶTRよりもＴ−Ｓ相間の線間電
圧ＶTSの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２８ｃ−昇圧用リアクトル８−パ
ワートランジスタ２−整流ダイオード２８ｂ−三相交流
電源のＳ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
９a−昇圧用リアクトル９−パワートランジスタ３−整
流ダイオード２８b−三相交流電源のＳ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、三相交流電源のＲ相には帰還
電流が流れず、図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ5におけ
る三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは０となる。
にＴ−Ｒ相間の線間電圧ＶTRよりもＴ−Ｓ相間の線間電
圧ＶTSの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２８ｃ−昇圧用リアクトル８−パ
ワートランジスタ２−整流ダイオード２８ｂ−三相交流
電源のＳ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
９a−昇圧用リアクトル９−パワートランジスタ３−整
流ダイオード２８b−三相交流電源のＳ相の経路で帰還
電流が流れる。このため、三相交流電源のＲ相には帰還
電流が流れず、図９(Ｅ)に示すように、期間ｔ5におけ
る三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは０となる。
【００１６】以上により、期間ｔ1〜ｔ5における三相交
流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、図９(Ｅ)に示す
ように正弦波状とはならず、矩形に近い電流波形とな
る。また、三相交流電源のＳ相及びＴ相の入力電流
ＩS、ＩTの波形についても１２０度の位相差で図９(Ｅ)
に示す波形と同様の電流波形となる。したがって、図３
に示す三相コンバータ装置において絶縁用トランス１９
〜２１を省略して図８に示すトランスレス型三相コンバ
ータとした場合、換言すれば図８に示すトランスレス型
三相コンバータ装置において各交流−直流変換回路２２
〜２４のパワートランジスタ１〜３のオン・オフ制御期
間を図３の三相コンバータ装置と同様にした場合、三相
交流入力の電流波形が歪み、入力力率が低下したり、高
調波成分を多く含むためノイズが発生する欠点があっ
た。
流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、図９(Ｅ)に示す
ように正弦波状とはならず、矩形に近い電流波形とな
る。また、三相交流電源のＳ相及びＴ相の入力電流
ＩS、ＩTの波形についても１２０度の位相差で図９(Ｅ)
に示す波形と同様の電流波形となる。したがって、図３
に示す三相コンバータ装置において絶縁用トランス１９
〜２１を省略して図８に示すトランスレス型三相コンバ
ータとした場合、換言すれば図８に示すトランスレス型
三相コンバータ装置において各交流−直流変換回路２２
〜２４のパワートランジスタ１〜３のオン・オフ制御期
間を図３の三相コンバータ装置と同様にした場合、三相
交流入力の電流波形が歪み、入力力率が低下したり、高
調波成分を多く含むためノイズが発生する欠点があっ
た。
【００１７】そこで、本発明は三相交流入力の電流波形
の歪みを防止できるトランスレス型三相コンバータ装置
を提供することを目的とする。
の歪みを防止できるトランスレス型三相コンバータ装置
を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明によるトランスレ
ス型三相コンバータ装置は、全波整流回路(27〜29)と、
全波整流回路(27〜29)の出力ライン又は入力ラインに接
続された昇圧用リアクトル(7〜9)と、全波整流回路(27
〜29)の出力側を短絡するスイッチング素子(1〜3)と、
スイッチング素子(1〜3)の一方の出力ラインに接続され
た出力整流素子(30〜32)とをそれぞれ備えた複数の昇圧
型の交流−直流変換回路(22〜24)を三相交流電源の各線
間毎に接続すると共に、交流−直流変換回路(22〜24)の
各出力端子(25, 26)を並列に接続し、交流−直流変換回
路(22〜24)の出力電圧に応じて各交流−直流変換回路(2
2〜24)のスイッチング素子(1〜3)をそれぞれオン・オフ
制御することにより三相交流入力から定電圧の直流出力
を得る。このトランスレス型三相コンバータ装置では、
複数の交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子
(1〜3)の各々の他方の出力ラインに出力整流素子(30〜3
2)と逆極性に帰還電流阻止用整流素子(48〜50)を接続す
る。一の線間の交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチ
ング素子(1〜3)がオン状態のとき、スイッチング素子(1
〜3)を通り他の交流−直流変換回路(22〜24)の全波整流
回路(27〜29)を経由して三相交流電源の他の線間の一相
に流れようとする帰還電流を帰還電流阻止用整流素子(4
8〜50)により阻止する。
ス型三相コンバータ装置は、全波整流回路(27〜29)と、
全波整流回路(27〜29)の出力ライン又は入力ラインに接
続された昇圧用リアクトル(7〜9)と、全波整流回路(27
〜29)の出力側を短絡するスイッチング素子(1〜3)と、
スイッチング素子(1〜3)の一方の出力ラインに接続され
た出力整流素子(30〜32)とをそれぞれ備えた複数の昇圧
型の交流−直流変換回路(22〜24)を三相交流電源の各線
間毎に接続すると共に、交流−直流変換回路(22〜24)の
各出力端子(25, 26)を並列に接続し、交流−直流変換回
路(22〜24)の出力電圧に応じて各交流−直流変換回路(2
2〜24)のスイッチング素子(1〜3)をそれぞれオン・オフ
制御することにより三相交流入力から定電圧の直流出力
を得る。このトランスレス型三相コンバータ装置では、
複数の交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子
(1〜3)の各々の他方の出力ラインに出力整流素子(30〜3
2)と逆極性に帰還電流阻止用整流素子(48〜50)を接続す
る。一の線間の交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチ
ング素子(1〜3)がオン状態のとき、スイッチング素子(1
〜3)を通り他の交流−直流変換回路(22〜24)の全波整流
回路(27〜29)を経由して三相交流電源の他の線間の一相
に流れようとする帰還電流を帰還電流阻止用整流素子(4
8〜50)により阻止する。
【００１９】一の線間の交流−直流変換回路(22〜24)の
スイッチング素子(1〜3)がオン状態のとき、三相交流電
源の一の線間の一相から一の線間の交流−直流変換回路
(22〜24)の昇圧用リアクトル(7〜9)及びスイッチング素
子(1〜3)並びに他の線間の交流−直流変換回路(22〜24)
の全波整流回路(27〜29)を経由して三相交流電源の他の
線間の一相に流れようとする帰還電流は、一の線間の交
流−直流変換回路(22〜24)の帰還電流阻止用整流素子(4
8〜50)により阻止される。このため、一の線間の交流−
直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子(1〜3)がオン
状態のとき、三相交流電源の一の線間の一相から一の線
間の交流−直流変換回路(22〜24)の昇圧用リアクトル(7
〜9)及びスイッチング素子(1〜3)を介して流れる帰還電
流は、一の線間の交流−直流変換回路(22〜24)の全波整
流回路(27〜29)を経由して三相交流電源の一の線間の他
相に流れる。したがって、三相交流入力の電流波形が正
弦波状となり、三相交流入力の電流波形の歪みを防止で
きる。
スイッチング素子(1〜3)がオン状態のとき、三相交流電
源の一の線間の一相から一の線間の交流−直流変換回路
(22〜24)の昇圧用リアクトル(7〜9)及びスイッチング素
子(1〜3)並びに他の線間の交流−直流変換回路(22〜24)
の全波整流回路(27〜29)を経由して三相交流電源の他の
線間の一相に流れようとする帰還電流は、一の線間の交
流−直流変換回路(22〜24)の帰還電流阻止用整流素子(4
8〜50)により阻止される。このため、一の線間の交流−
直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子(1〜3)がオン
状態のとき、三相交流電源の一の線間の一相から一の線
間の交流−直流変換回路(22〜24)の昇圧用リアクトル(7
〜9)及びスイッチング素子(1〜3)を介して流れる帰還電
流は、一の線間の交流−直流変換回路(22〜24)の全波整
流回路(27〜29)を経由して三相交流電源の一の線間の他
相に流れる。したがって、三相交流入力の電流波形が正
弦波状となり、三相交流入力の電流波形の歪みを防止で
きる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランスレス
型三相コンバータ装置の一実施形態を図１及び図２に基
づいて説明する。但し、図１及び図２ではそれぞれ図８
及び図９に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。本実施形態のトランスレス型
三相コンバータ装置は、図１に示すように、図８に示す
トランスレス型三相コンバータ装置における各交流−直
流変換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３と
平滑コンデンサ１０との間の他方の出力ライン、即ち出
力端子２６側の出力ラインにそれぞれ出力ダイオード３
０〜３２と逆極性に帰還電流阻止用整流素子としての帰
還電流阻止用ダイオード４８〜５０を接続したものであ
る。その他の回路構成は、図８のトランスレス型三相コ
ンバータ装置と略同一である。
型三相コンバータ装置の一実施形態を図１及び図２に基
づいて説明する。但し、図１及び図２ではそれぞれ図８
及び図９に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。本実施形態のトランスレス型
三相コンバータ装置は、図１に示すように、図８に示す
トランスレス型三相コンバータ装置における各交流−直
流変換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３と
平滑コンデンサ１０との間の他方の出力ライン、即ち出
力端子２６側の出力ラインにそれぞれ出力ダイオード３
０〜３２と逆極性に帰還電流阻止用整流素子としての帰
還電流阻止用ダイオード４８〜５０を接続したものであ
る。その他の回路構成は、図８のトランスレス型三相コ
ンバータ装置と略同一である。
【００２１】図１に示す構成において、例えば図２(Ｅ)
に示すように三相交流電源のＲ相における入力電流ＩR
が正の半周期間ｔ0であるときは、昇圧用リアクトル
７、９に流れる電流により、それぞれＲ相からＳ相及び
Ｒ相からＴ相に流れる帰還電流が制御される。このた
め、図２(Ｅ)に示すように、期間ｔ0における三相交流
電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は図２(Ｂ)及び(Ｄ)に
示す昇圧用リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9T
をそれぞれ合成した正弦波状の波形となる。
に示すように三相交流電源のＲ相における入力電流ＩR
が正の半周期間ｔ0であるときは、昇圧用リアクトル
７、９に流れる電流により、それぞれＲ相からＳ相及び
Ｒ相からＴ相に流れる帰還電流が制御される。このた
め、図２(Ｅ)に示すように、期間ｔ0における三相交流
電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は図２(Ｂ)及び(Ｄ)に
示す昇圧用リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9T
をそれぞれ合成した正弦波状の波形となる。
【００２２】次に、三相交流電源のＲ相における入力電
流ＩRが負の半周期間ｔ1〜ｔ5であるとき、期間ｔ1にお
いては、図２(Ａ)に示すようにＳ−Ｒ相間の線間電圧Ｖ
SRよりもＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTの方が高くかつ交流
−直流変換回路２４のパワートランジスタ３がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２８
a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整流
ダイオード２８d−三相交流電源のＴ相及び三相交流電
源のＳ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７
−パワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このとき、
パワートランジスタ１、２から整流ダイオード２９bを
経由して三相交流電源のＴ相へ流れようとする帰還電流
は、それぞれ帰還電流阻止用ダイオード４８、４９によ
り阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すように、期間
ｔ1における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図２
(Ｂ)に示す昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの反
転値となる。
流ＩRが負の半周期間ｔ1〜ｔ5であるとき、期間ｔ1にお
いては、図２(Ａ)に示すようにＳ−Ｒ相間の線間電圧Ｖ
SRよりもＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTの方が高くかつ交流
−直流変換回路２４のパワートランジスタ３がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２８
a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整流
ダイオード２８d−三相交流電源のＴ相及び三相交流電
源のＳ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７
−パワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このとき、
パワートランジスタ１、２から整流ダイオード２９bを
経由して三相交流電源のＴ相へ流れようとする帰還電流
は、それぞれ帰還電流阻止用ダイオード４８、４９によ
り阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すように、期間
ｔ1における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩRは図２
(Ｂ)に示す昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの反
転値となる。
【００２３】期間ｔ2においては、図２(Ａ)に示すよう
にＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTよりもＳ−Ｒ相間の線間電
圧ＶSRの方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワー
トランジスタ３がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｓ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７−パ
ワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２
８a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２８d−三相交流電源のＴ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ２から整
流ダイオード２７bを経由して三相交流電源のＲ相へ流
れようとする帰還電流は、帰還電流阻止用ダイオード４
９により阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すよう
に、期間ｔ2における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩR
は図２(Ｂ)に示す昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rの反転値となる。
にＳ−Ｔ相間の線間電圧ＶSTよりもＳ−Ｒ相間の線間電
圧ＶSRの方が高くかつ交流−直流変換回路２４のパワー
トランジスタ３がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｓ相−整流ダイオード２７c−昇圧用リアクトル７−パ
ワートランジスタ１−整流ダイオード２７b−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２
８a−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２８d−三相交流電源のＴ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ２から整
流ダイオード２７bを経由して三相交流電源のＲ相へ流
れようとする帰還電流は、帰還電流阻止用ダイオード４
９により阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すよう
に、期間ｔ2における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩR
は図２(Ｂ)に示す昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rの反転値となる。
【００２４】期間ｔ3においては、図２(Ｃ)に示すよう
に交流−直流変換回路２３の昇圧リアクトル８に流れる
電流ＩL8Sが０でかつパワートランジスタ２がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７
c−昇圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流
ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相及び三相交流電
源のＴ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９
−パワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このため、
図２(Ｅ)に示すように、期間ｔ3における三相交流電源
のＲ相の入力電流ＩRは図２(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用
リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9Tの合成値の
反転値となる。
に交流−直流変換回路２３の昇圧リアクトル８に流れる
電流ＩL8Sが０でかつパワートランジスタ２がオフ状態
であるので、三相交流電源のＳ相−整流ダイオード２７
c−昇圧用リアクトル７−パワートランジスタ１−整流
ダイオード２７b−三相交流電源のＲ相及び三相交流電
源のＴ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９
−パワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相
交流電源のＲ相の経路で帰還電流が流れる。このため、
図２(Ｅ)に示すように、期間ｔ3における三相交流電源
のＲ相の入力電流ＩRは図２(Ｂ)及び(Ｄ)に示す昇圧用
リアクトル７、９に流れる電流ＩL7R、ＩL9Tの合成値の
反転値となる。
【００２５】期間ｔ4においては、図２(Ａ)に示すよう
にＴ−Ｓ相間の線間電圧ＶTSよりもＴ−Ｒ相間の線間電
圧ＶTRの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９−パ
ワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
８c−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２８b−三相交流電源のＳ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ２、３か
ら整流ダイオード２７bを経由して三相交流電源のＲ相
へ流れようとする帰還電流は、それぞれ帰還電流阻止用
ダイオード４９、５０により阻止される。このため、図
２(Ｅ)に示すように、期間ｔ4における三相交流電源の
Ｒ相の入力電流ＩRは図２(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル
９に流れる電流ＩL9Tの反転値となる。
にＴ−Ｓ相間の線間電圧ＶTSよりもＴ−Ｒ相間の線間電
圧ＶTRの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２９a−昇圧用リアクトル９−パ
ワートランジスタ３−整流ダイオード２９d−三相交流
電源のＲ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
８c−昇圧用リアクトル８−パワートランジスタ２−整
流ダイオード２８b−三相交流電源のＳ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ２、３か
ら整流ダイオード２７bを経由して三相交流電源のＲ相
へ流れようとする帰還電流は、それぞれ帰還電流阻止用
ダイオード４９、５０により阻止される。このため、図
２(Ｅ)に示すように、期間ｔ4における三相交流電源の
Ｒ相の入力電流ＩRは図２(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル
９に流れる電流ＩL9Tの反転値となる。
【００２６】期間ｔ5においては、図２(Ａ)に示すよう
にＴ−Ｒ相間の線間電圧ＶTRよりもＴ−Ｓ相間の線間電
圧ＶTSの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２８ｃ−昇圧用リアクトル８−パ
ワートランジスタ２−整流ダイオード２８ｂ−三相交流
電源のＳ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
９a−昇圧用リアクトル９−パワートランジスタ３−整
流ダイオード２９d−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ３から整
流ダイオード２８bを経由して三相交流電源のＳ相へ流
れようとする帰還電流は、帰還電流阻止用ダイオード５
０により阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すよう
に、期間ｔ5における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩR
は図２(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル９に流れる電流Ｉ
L9Tの反転値となる。
にＴ−Ｒ相間の線間電圧ＶTRよりもＴ−Ｓ相間の線間電
圧ＶTSの方が高くかつ交流−直流変換回路２２のパワー
トランジスタ１がオフ状態であるので、三相交流電源の
Ｔ相−整流ダイオード２８ｃ−昇圧用リアクトル８−パ
ワートランジスタ２−整流ダイオード２８ｂ−三相交流
電源のＳ相及び三相交流電源のＴ相−整流ダイオード２
９a−昇圧用リアクトル９−パワートランジスタ３−整
流ダイオード２９d−三相交流電源のＲ相の経路で帰還
電流が流れる。このとき、パワートランジスタ３から整
流ダイオード２８bを経由して三相交流電源のＳ相へ流
れようとする帰還電流は、帰還電流阻止用ダイオード５
０により阻止される。このため、図２(Ｅ)に示すよう
に、期間ｔ5における三相交流電源のＲ相の入力電流ＩR
は図２(Ｄ)に示す昇圧用リアクトル９に流れる電流Ｉ
L9Tの反転値となる。
【００２７】以上により、期間ｔ1〜ｔ5における三相交
流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、図２(Ｅ)に示す
ように正弦波状となる。また、三相交流電源のＳ相及び
Ｔ相の入力電流ＩS、ＩTの波形についても１２０度の位
相差で図２(Ｅ)に示す波形と同様の電流波形となる。し
たがって、本実施形態のトランスレス型三相コンバータ
装置では、三相交流電源のＲ〜Ｔ相の入力電流ＩR、
ＩS、ＩTの波形が正弦波状となるので、三相交流入力の
電流波形の歪みによる入力力率の低下やノイズの発生等
を抑えることができる。
流電源のＲ相の入力電流ＩRの波形は、図２(Ｅ)に示す
ように正弦波状となる。また、三相交流電源のＳ相及び
Ｔ相の入力電流ＩS、ＩTの波形についても１２０度の位
相差で図２(Ｅ)に示す波形と同様の電流波形となる。し
たがって、本実施形態のトランスレス型三相コンバータ
装置では、三相交流電源のＲ〜Ｔ相の入力電流ＩR、
ＩS、ＩTの波形が正弦波状となるので、三相交流入力の
電流波形の歪みによる入力力率の低下やノイズの発生等
を抑えることができる。
【００２８】本発明の実施態様は前記の実施形態に限定
されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施
形態では各交流−直流変換回路２２〜２４内の昇圧用リ
アクトル７〜９をそれぞれ整流ブリッジ回路２７〜２９
の一対の出力ラインの片側に接続する形態を示したが、
整流ブリッジ回路２７〜２９の一対の出力ラインの両
側、或いは整流ブリッジ回路２７〜２９の一対の入力ラ
インの片側又は両側に昇圧用リアクトル７〜９を接続し
てもよい。また、上記の実施形態では電流検出器３３
（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２８、２９）
の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、９）との間に
設けて昇圧用リアクトル７（８、９）に流れる電流Ｉ
L7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する形態を示したが、電流
検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の交流入力側に設けて整流ブリッジ回路２７
（２８、２９）の交流入力側に流れる電流を検出しても
よい。また、上記の実施形態では各交流−直流変換回路
２２〜２４内におけるスイッチング素子としてバイポー
ラ型のパワートランジスタ１〜３を使用する形態を示し
たが、バイポーラ型パワートランジスタの代わりにＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、ＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ
（接合型電界効果トランジスタ）又はサイリスタ等を使
用してもよい。更に、上記の実施形態では三相交流電源
の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各半周期１８０度の
期間のうち、位相角が３０度から１５０度までの期間の
み各線間の交流−直流変換回路２２〜２４内のパワート
ランジスタ１〜３をオン・オフ制御する形態を示した
が、三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各
半周期１８０度の全期間において各線間の交流−直流変
換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３をオン
・オフ制御する通常の制御方式にも適用が可能である。
されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の実施
形態では各交流−直流変換回路２２〜２４内の昇圧用リ
アクトル７〜９をそれぞれ整流ブリッジ回路２７〜２９
の一対の出力ラインの片側に接続する形態を示したが、
整流ブリッジ回路２７〜２９の一対の出力ラインの両
側、或いは整流ブリッジ回路２７〜２９の一対の入力ラ
インの片側又は両側に昇圧用リアクトル７〜９を接続し
てもよい。また、上記の実施形態では電流検出器３３
（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２８、２９）
の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、９）との間に
設けて昇圧用リアクトル７（８、９）に流れる電流Ｉ
L7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する形態を示したが、電流
検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の交流入力側に設けて整流ブリッジ回路２７
（２８、２９）の交流入力側に流れる電流を検出しても
よい。また、上記の実施形態では各交流−直流変換回路
２２〜２４内におけるスイッチング素子としてバイポー
ラ型のパワートランジスタ１〜３を使用する形態を示し
たが、バイポーラ型パワートランジスタの代わりにＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、ＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ
（接合型電界効果トランジスタ）又はサイリスタ等を使
用してもよい。更に、上記の実施形態では三相交流電源
の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各半周期１８０度の
期間のうち、位相角が３０度から１５０度までの期間の
み各線間の交流−直流変換回路２２〜２４内のパワート
ランジスタ１〜３をオン・オフ制御する形態を示した
が、三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各
半周期１８０度の全期間において各線間の交流−直流変
換回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３をオン
・オフ制御する通常の制御方式にも適用が可能である。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、三相交流入力の電流波
形が正弦波状になるので、三相交流入力の電流波形の歪
みを防止してトランスレス型三相コンバータ装置の入力
力率の低下やノイズの発生等を抑えることが可能とな
る。また、絶縁トランス等の大形・大重量でかつ高価な
電気部品を使用せずに三相コンバータ装置の入力力率の
改善やノイズの低減を図ることができる利点がある。
形が正弦波状になるので、三相交流入力の電流波形の歪
みを防止してトランスレス型三相コンバータ装置の入力
力率の低下やノイズの発生等を抑えることが可能とな
る。また、絶縁トランス等の大形・大重量でかつ高価な
電気部品を使用せずに三相コンバータ装置の入力力率の
改善やノイズの低減を図ることができる利点がある。
【図１】 本発明によるトランスレス型三相コンバータ
装置の一実施形態を示す電気回路図
装置の一実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路における各部の電圧及び電流を示
す波形図
す波形図
【図３】 従来の三相コンバータ装置を示す電気回路図
【図４】 図３における各相の制御回路の内部構成を示
す回路ブロック図
す回路ブロック図
【図５】 図３の回路における各部の電圧及び電流を示
す波形図
す波形図
【図６】 三相交流電源の線間電圧ＶRSと各目標値信号
Ｅ1、Ｅ2との位相関係を示す一部拡大波形図
Ｅ1、Ｅ2との位相関係を示す一部拡大波形図
【図７】 三相交流電源の線間電圧ＶRSと整流出力電流
ＩL7Rとオン・オフ制御信号ＶB1との関係を示す波形図
ＩL7Rとオン・オフ制御信号ＶB1との関係を示す波形図
【図８】 従来のトランスレス型三相コンバータ装置を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図９】 図８の回路における各部の電圧及び電流を示
す波形図
す波形図
１〜３．．．パワートランジスタ（スイッチング素
子）、７〜９．．．昇圧用リアクトル、１０．．．平滑
コンデンサ、１９〜２１．．．絶縁用トランス、１９a
〜２１a．．．１次巻線、１９b〜２１b．．．２次巻
線、２２〜２４．．．交流−直流変換回路、２５，２
６．．．出力端子、２７〜２９．．．整流ブリッジ回路
（全波整流回路）、２７a〜２７d，２８a〜２８d，２９
a〜２９d．．．整流ダイオード、３０〜３２．．．出力
ダイオード（出力整流素子）、３３〜３５．．．電流検
出器、３６〜３８．．．制御回路、３９．．．基準電
源、４０．．．誤差増幅器、４１．．．目標値切替回
路、４２．．．積算器、４３．．．比較器、４４．．．
ベース駆動回路、４５〜４７．．．相電圧検出用トラン
ス、４５a〜４７a．．．１次巻線、４５b〜４７b．．．
２次巻線、４８〜５０．．．帰還電流阻止用ダイオード
（帰還電流阻止用整流素子）
子）、７〜９．．．昇圧用リアクトル、１０．．．平滑
コンデンサ、１９〜２１．．．絶縁用トランス、１９a
〜２１a．．．１次巻線、１９b〜２１b．．．２次巻
線、２２〜２４．．．交流−直流変換回路、２５，２
６．．．出力端子、２７〜２９．．．整流ブリッジ回路
（全波整流回路）、２７a〜２７d，２８a〜２８d，２９
a〜２９d．．．整流ダイオード、３０〜３２．．．出力
ダイオード（出力整流素子）、３３〜３５．．．電流検
出器、３６〜３８．．．制御回路、３９．．．基準電
源、４０．．．誤差増幅器、４１．．．目標値切替回
路、４２．．．積算器、４３．．．比較器、４４．．．
ベース駆動回路、４５〜４７．．．相電圧検出用トラン
ス、４５a〜４７a．．．１次巻線、４５b〜４７b．．．
２次巻線、４８〜５０．．．帰還電流阻止用ダイオード
（帰還電流阻止用整流素子）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 H02J 3/18 H02M 7/06 H02M 7/217
Claims (1)
- 【請求項１】 全波整流回路と、該全波整流回路の出力
ライン又は入力ラインに接続された昇圧用リアクトル
と、前記全波整流回路の出力側を短絡するスイッチング
素子と、該スイッチング素子の一方の出力ラインに接続
された出力整流素子とをそれぞれ備えた複数の昇圧型の
交流−直流変換回路を三相交流電源の各線間毎に接続す
ると共に、前記交流−直流変換回路の各出力端子を並列
に接続し、前記交流−直流変換回路の出力電圧に応じて
前記各交流−直流変換回路のスイッチング素子をそれぞ
れオン・オフ制御することにより三相交流入力から定電
圧の直流出力を得るトランスレス型三相コンバータ装置
において、 前記複数の交流−直流変換回路の前記スイッチング素子
の各々の他方の出力ラインに前記出力整流素子と逆極性
に帰還電流阻止用整流素子を接続し、 一の線間の前記交流−直流変換回路のスイッチング素子
がオン状態のとき、該スイッチング素子を通り他の前記
交流−直流変換回路の前記全波整流回路を経由して前記
三相交流電源の他の線間の一相に流れようとする帰還電
流を前記帰還電流阻止用整流素子により阻止することを
特徴とするトランスレス型三相コンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08214724A JP3129971B2 (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | トランスレス型三相コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08214724A JP3129971B2 (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | トランスレス型三相コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066333A JPH1066333A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3129971B2 true JP3129971B2 (ja) | 2001-01-31 |
Family
ID=16660579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08214724A Expired - Fee Related JP3129971B2 (ja) | 1996-08-14 | 1996-08-14 | トランスレス型三相コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3129971B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6724498B1 (en) | 1993-04-19 | 2004-04-20 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Method of correcting halftone dot image data and image processing apparatus with halftone dot image data correction |
| US8208981B2 (en) | 2007-03-30 | 2012-06-26 | Panasonic Corporation | MIMO communication device |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4699659B2 (ja) * | 2000-12-25 | 2011-06-15 | 新電元工業株式会社 | 多相整流装置 |
| JP4797389B2 (ja) * | 2005-01-31 | 2011-10-19 | 富士電機株式会社 | 整流回路 |
| JP4618121B2 (ja) * | 2005-12-26 | 2011-01-26 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換システム |
| JP4069945B2 (ja) * | 2006-01-05 | 2008-04-02 | ダイキン工業株式会社 | 整流回路及び三相整流装置 |
| JP2012010507A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Mitsubishi Electric Corp | 直流電源装置 |
| CN102447409A (zh) * | 2012-01-10 | 2012-05-09 | 南京上科机电工业有限公司 | 一种低谐波整流电路 |
| CN111837327B (zh) * | 2019-02-15 | 2023-12-08 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置、电动机驱动系统及控制方法 |
-
1996
- 1996-08-14 JP JP08214724A patent/JP3129971B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6724498B1 (en) | 1993-04-19 | 2004-04-20 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Method of correcting halftone dot image data and image processing apparatus with halftone dot image data correction |
| US8208981B2 (en) | 2007-03-30 | 2012-06-26 | Panasonic Corporation | MIMO communication device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1066333A (ja) | 1998-03-06 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |