JP3087955B2 - 三相コンバータ装置 - Google Patents
三相コンバータ装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電源から
各線間毎に接続された交流−直流変換回路を介して定電
圧の直流出力を得る三相コンバータ装置、特に、各交流
−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチング回
数を削減することによりスイッチング損失の低減を図っ
た三相コンバータ装置に関するものである。
各線間毎に接続された交流−直流変換回路を介して定電
圧の直流出力を得る三相コンバータ装置、特に、各交流
−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチング回
数を削減することによりスイッチング損失の低減を図っ
た三相コンバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】三相交流入力から定電圧の直流出力を得
る三相コンバータ装置は、従来より電子機器及び電気機
器の分野で広く使用されている。例えば、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置は比較的大容量の電源装置
として従来から広く用いられている。図１２において、
Ｒ、Ｓ、Ｔはそれぞれ三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
を示し、１〜６はスイッチング素子としてのパワートラ
ンジスタ、７〜９は昇圧用リアクトル、１０は平滑コン
デンサ、１３〜１８は転流用ダイオードを示す。
る三相コンバータ装置は、従来より電子機器及び電気機
器の分野で広く使用されている。例えば、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置は比較的大容量の電源装置
として従来から広く用いられている。図１２において、
Ｒ、Ｓ、Ｔはそれぞれ三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
を示し、１〜６はスイッチング素子としてのパワートラ
ンジスタ、７〜９は昇圧用リアクトル、１０は平滑コン
デンサ、１３〜１８は転流用ダイオードを示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２に示
す三相ブリッジコンバータ装置では、６個のパワートラ
ンジスタ１〜６を使用するため、大電力を必要とする電
子機器及び電気機器の電源装置としては効果が大きい
が、小容量又は中容量の電源装置としては大型でかつ高
価なものとなり、不経済的である。特に、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置においては、６個のパワー
トランジスタ１〜６を全導通期間に亘りオン・オフ制御
するため、各パワートランジスタ１〜６におけるスイッ
チング回数が多くなる。したがって、各パワートランジ
スタのオン・オフ動作による電力損失、即ちスイッチン
グ損失が増加し、装置全体として大きな電力損失が発生
する欠点があった。その他に、単相の昇圧、降圧或いは
昇降圧コンバータ等のスイッチング素子を有する交流−
直流変換回路を三相交流電源の各線間に３組使用して三
相コンバータ装置を構成することも考えられるが、この
場合においても３組の交流−直流変換回路内の各スイッ
チング素子を全導通期間に亘りオン・オフ制御するた
め、各スイッチング素子におけるスイッチング回数が多
くなり、スイッチング損失が増加して装置全体として大
きな電力損失が発生する欠点があった。
す三相ブリッジコンバータ装置では、６個のパワートラ
ンジスタ１〜６を使用するため、大電力を必要とする電
子機器及び電気機器の電源装置としては効果が大きい
が、小容量又は中容量の電源装置としては大型でかつ高
価なものとなり、不経済的である。特に、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置においては、６個のパワー
トランジスタ１〜６を全導通期間に亘りオン・オフ制御
するため、各パワートランジスタ１〜６におけるスイッ
チング回数が多くなる。したがって、各パワートランジ
スタのオン・オフ動作による電力損失、即ちスイッチン
グ損失が増加し、装置全体として大きな電力損失が発生
する欠点があった。その他に、単相の昇圧、降圧或いは
昇降圧コンバータ等のスイッチング素子を有する交流−
直流変換回路を三相交流電源の各線間に３組使用して三
相コンバータ装置を構成することも考えられるが、この
場合においても３組の交流−直流変換回路内の各スイッ
チング素子を全導通期間に亘りオン・オフ制御するた
め、各スイッチング素子におけるスイッチング回数が多
くなり、スイッチング損失が増加して装置全体として大
きな電力損失が発生する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明は交流−直流変換回路内の
スイッチング素子のスイッチング回数を削減してスイッ
チング損失を低減できる三相コンバータ装置を提供する
ことを目的とする。
スイッチング素子のスイッチング回数を削減してスイッ
チング損失を低減できる三相コンバータ装置を提供する
ことを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による三相コンバ
ータ装置は、少なくとも１つのスイッチング素子(1〜3)
及びスイッチング素子(1〜3)に接続された整流回路(27
〜29)を有する交流−直流変換回路(22〜24)を三相交流
電源の各線間毎に接続し、各線間毎の交流−直流変換回
路(22〜24)の出力電圧(ＶOUT)に応じてスイッチング素
子(1〜3)の各々をオン・オフ制御することにより三相交
流電源からの三相交流入力を定電圧の直流出力に変換す
る。この三相コンバータ装置では、三相交流電源の各線
間電圧が変化する各半周期１８０度の期間のうち、位相
角９０度を中心に前６０度及び後６０度の各期間を合わ
せた１２０度の制御期間に各交流−直流変換回路(22〜2
4)のスイッチング素子(1〜3)を制御する。１２０度の位
相差で各々同様に三相交流の各相分を制御することによ
り、三相交流電源の各相電流及び三相交流電源の各線間
電圧が略同相となり、各相合成された三相交流電源の各
線電流の波形が正弦波状になる。また、各相合成された
三相交流電源の各線電流は三相交流電源の各相電圧と略
同相であるので、入力力率が１となる。更に、制御期間
のうち、前６０度の位相角期間では各線間電圧より位相
が３０度遅れた目標値信号(Ｅ1)を三相交流入力から形
成するとともに、後６０度の位相角期間では各線間電圧
より位相が３０度進んだ目標値信号(Ｅ2)を三相交流入
力から形成して、目標値信号(Ｅ1,Ｅ2)により電流基準
信号(Ｅ３)を形成する。交流−直流変換回路の交流入力
側又は整流出力側にそれぞれ流れる電流信号(ＩL7R,Ｉ
L8S,ＩL9T)と電流基準信号(Ｅ３)とを比較して、各交流
−直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子(1〜3)の制
御端子にオン・オフ制御信号を出力するため、各線間毎
のスイッチング素子(1〜3)が少ない回数でスイッチング
制御できる。したがって、各スイッチング素子(1〜3)の
スイッチング損失を低減でき、装置全体としての電力損
失を低減することが可能となる。
ータ装置は、少なくとも１つのスイッチング素子(1〜3)
及びスイッチング素子(1〜3)に接続された整流回路(27
〜29)を有する交流−直流変換回路(22〜24)を三相交流
電源の各線間毎に接続し、各線間毎の交流−直流変換回
路(22〜24)の出力電圧(ＶOUT)に応じてスイッチング素
子(1〜3)の各々をオン・オフ制御することにより三相交
流電源からの三相交流入力を定電圧の直流出力に変換す
る。この三相コンバータ装置では、三相交流電源の各線
間電圧が変化する各半周期１８０度の期間のうち、位相
角９０度を中心に前６０度及び後６０度の各期間を合わ
せた１２０度の制御期間に各交流−直流変換回路(22〜2
4)のスイッチング素子(1〜3)を制御する。１２０度の位
相差で各々同様に三相交流の各相分を制御することによ
り、三相交流電源の各相電流及び三相交流電源の各線間
電圧が略同相となり、各相合成された三相交流電源の各
線電流の波形が正弦波状になる。また、各相合成された
三相交流電源の各線電流は三相交流電源の各相電圧と略
同相であるので、入力力率が１となる。更に、制御期間
のうち、前６０度の位相角期間では各線間電圧より位相
が３０度遅れた目標値信号(Ｅ1)を三相交流入力から形
成するとともに、後６０度の位相角期間では各線間電圧
より位相が３０度進んだ目標値信号(Ｅ2)を三相交流入
力から形成して、目標値信号(Ｅ1,Ｅ2)により電流基準
信号(Ｅ３)を形成する。交流−直流変換回路の交流入力
側又は整流出力側にそれぞれ流れる電流信号(ＩL7R,Ｉ
L8S,ＩL9T)と電流基準信号(Ｅ３)とを比較して、各交流
−直流変換回路(22〜24)のスイッチング素子(1〜3)の制
御端子にオン・オフ制御信号を出力するため、各線間毎
のスイッチング素子(1〜3)が少ない回数でスイッチング
制御できる。したがって、各スイッチング素子(1〜3)の
スイッチング損失を低減でき、装置全体としての電力損
失を低減することが可能となる。
【０００６】本発明の実施の形態では、各線間毎の交流
−直流変換回路(22〜24)の出力電圧(ＶOUT)に応じて制
御期間中に各交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチン
グ素子(1〜3)の制御端子へそれぞれオン・オフ制御信号
を付与する制御回路(36〜38)を備えている。制御回路(3
6〜38)は、基準電圧と交流−直流変換回路(22〜24)の出
力電圧(ＶOUT)との偏差に応じて電圧制御信号(Ｅ０)を
出力する電圧制御手段(40)と、三相交流電源の各線間電
圧の位相角が３０度から９０度までの期間のときに各線
間電圧より位相が３０度遅れた目標値信号(Ｅ1)を出力
しかつ各線間電圧の位相角が９０度から１５０度までの
期間のときに各線間電圧より位相が３０度進んだ目標値
信号(Ｅ2)を出力する目標値切替手段(41)と、目標値信
号(Ｅ1,Ｅ2)と電圧制御信号(Ｅ０)との積をそれぞれ演
算して電流基準信号(Ｅ３)を出力する電流基準演算手段
(42)と、電流基準信号(Ｅ３)と交流−直流変換回路(22
〜24)の交流入力側又は整流出力側にそれぞれ流れる電
流信号(ＩL7R,ＩL8S,ＩL9T)とを比較して、スイッチン
グ素子(1〜3)の制御端子に付与するオン・オフ制御信号
を出力する比較手段(43)とを有する。
−直流変換回路(22〜24)の出力電圧(ＶOUT)に応じて制
御期間中に各交流−直流変換回路(22〜24)のスイッチン
グ素子(1〜3)の制御端子へそれぞれオン・オフ制御信号
を付与する制御回路(36〜38)を備えている。制御回路(3
6〜38)は、基準電圧と交流−直流変換回路(22〜24)の出
力電圧(ＶOUT)との偏差に応じて電圧制御信号(Ｅ０)を
出力する電圧制御手段(40)と、三相交流電源の各線間電
圧の位相角が３０度から９０度までの期間のときに各線
間電圧より位相が３０度遅れた目標値信号(Ｅ1)を出力
しかつ各線間電圧の位相角が９０度から１５０度までの
期間のときに各線間電圧より位相が３０度進んだ目標値
信号(Ｅ2)を出力する目標値切替手段(41)と、目標値信
号(Ｅ1,Ｅ2)と電圧制御信号(Ｅ０)との積をそれぞれ演
算して電流基準信号(Ｅ３)を出力する電流基準演算手段
(42)と、電流基準信号(Ｅ３)と交流−直流変換回路(22
〜24)の交流入力側又は整流出力側にそれぞれ流れる電
流信号(ＩL7R,ＩL8S,ＩL9T)とを比較して、スイッチン
グ素子(1〜3)の制御端子に付与するオン・オフ制御信号
を出力する比較手段(43)とを有する。
【０００７】本発明の他の実施の形態では、各線間毎の
交流−直流変換回路(22〜24)は、整流回路(27〜29)の一
対の出力ラインにそれぞれ接続されかつ同時にオン・オ
フ制御される２つのスイッチング素子(1〜3, 54〜56)
と、２つのスイッチング素子(1〜3, 54〜56)の間に接続
される還流用整流素子(48〜50)とを有する降圧チョッパ
型コンバータを構成する。或る１つの線間での交流−直
流変換回路(22〜24)内に設けられた２つのスイッチング
素子(1〜3, 54〜56)がオン状態のとき、他の２つの線間
での各交流−直流変換回路(22〜24)内に設けられた２つ
のスイッチング素子(1〜3, 54〜56)がオフ状態となる。
この場合、三相交流電源の或る線間の一相から或る線間
での交流−直流変換回路(22〜24)及び負荷及び他の線間
での交流−直流変換回路(22〜24)を経由して三相交流電
源の他の線間の一相に流れる帰還電流が阻止されるの
で、三相交流入力の電流波形が正弦波状となり、三相交
流入力の電流波形の歪みを防止できる。また、絶縁トラ
ンス等を用いて三相交流電源と各線間毎の交流−直流変
換回路(22〜24)との間を絶縁する必要がなく、装置全体
を小形・軽量にできる利点がある。更に、各線間毎の降
圧チョッパ型コンバータの各還流用整流素子(48〜50)を
直列に接続してもよい。この場合、各降圧チョッパ型コ
ンバータの各スイッチング素子(1〜3)の何れかがオフ状
態のときに還流用整流素子(48〜50)を介して直流出力側
に流れるフライホイール電流が全て直列接続された各還
流用整流素子(48〜50)を介して直流出力側に共通の経路
で流れるので、直流出力電圧(ＶOUT)の降圧電圧レンジ
（範囲）を広くとることができ、三相交流電源の各相に
おける線電流の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧
(ＶOUT)を０Ｖまで降圧できる利点がある。
交流−直流変換回路(22〜24)は、整流回路(27〜29)の一
対の出力ラインにそれぞれ接続されかつ同時にオン・オ
フ制御される２つのスイッチング素子(1〜3, 54〜56)
と、２つのスイッチング素子(1〜3, 54〜56)の間に接続
される還流用整流素子(48〜50)とを有する降圧チョッパ
型コンバータを構成する。或る１つの線間での交流−直
流変換回路(22〜24)内に設けられた２つのスイッチング
素子(1〜3, 54〜56)がオン状態のとき、他の２つの線間
での各交流−直流変換回路(22〜24)内に設けられた２つ
のスイッチング素子(1〜3, 54〜56)がオフ状態となる。
この場合、三相交流電源の或る線間の一相から或る線間
での交流−直流変換回路(22〜24)及び負荷及び他の線間
での交流−直流変換回路(22〜24)を経由して三相交流電
源の他の線間の一相に流れる帰還電流が阻止されるの
で、三相交流入力の電流波形が正弦波状となり、三相交
流入力の電流波形の歪みを防止できる。また、絶縁トラ
ンス等を用いて三相交流電源と各線間毎の交流−直流変
換回路(22〜24)との間を絶縁する必要がなく、装置全体
を小形・軽量にできる利点がある。更に、各線間毎の降
圧チョッパ型コンバータの各還流用整流素子(48〜50)を
直列に接続してもよい。この場合、各降圧チョッパ型コ
ンバータの各スイッチング素子(1〜3)の何れかがオフ状
態のときに還流用整流素子(48〜50)を介して直流出力側
に流れるフライホイール電流が全て直列接続された各還
流用整流素子(48〜50)を介して直流出力側に共通の経路
で流れるので、直流出力電圧(ＶOUT)の降圧電圧レンジ
（範囲）を広くとることができ、三相交流電源の各相に
おける線電流の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧
(ＶOUT)を０Ｖまで降圧できる利点がある。
【０００８】本発明の更に他の実施の形態では、各線間
毎の交流−直流変換回路(22〜24)は、整流回路(27〜29)
のいずれか一方の出力ラインに接続されるスイッチング
素子(1〜3)と、スイッチング素子(1〜3)と整流回路(27
〜29)のいずれか他方の出力ラインとの間に接続される
還流用整流素子(48〜50)とを有する降圧チョッパ型コン
バータを構成し、各線間毎の降圧チョッパ型コンバータ
の各還流用整流素子(48〜50)を直列に接続する。
毎の交流−直流変換回路(22〜24)は、整流回路(27〜29)
のいずれか一方の出力ラインに接続されるスイッチング
素子(1〜3)と、スイッチング素子(1〜3)と整流回路(27
〜29)のいずれか他方の出力ラインとの間に接続される
還流用整流素子(48〜50)とを有する降圧チョッパ型コン
バータを構成し、各線間毎の降圧チョッパ型コンバータ
の各還流用整流素子(48〜50)を直列に接続する。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明による三相コンバー
タ装置の一実施形態を図１〜図５に基づいて説明する。
但し、図１では図１２に示す箇所と実質的に同一の部分
には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形
態の三相コンバータ装置は、図１に示すように、三相交
流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続されかつその
各々がデルタ（三角）結線された巻線比が１：１の絶縁
用トランス１９〜２１の１次巻線１９a〜２１aと、Ｒ〜
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１の２次巻線１９b〜２
１bにそれぞれ接続されかつその各々の出力端子が並列
に接続された交流−直流変換回路２２〜２４と、Ｒ〜Ｔ
相の交流−直流変換回路２２〜２４の出力端子２５、２
６間に接続された平滑コンデンサ１０とを備えている。
本実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１として各
相の１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラン
スが使用される。また、１次巻線４５a、４６a、４７a
の各々がスター（星形）結線されかつ三相交流電源のＲ
相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧ＶR、ＶS、ＶTをそれぞれ２
次巻線４５b、４６b、４７bにて検出する相電圧検出用
トランス４５〜４７が三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
に接続されている。Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間の交
流−直流変換回路２２（２３、２４）は、整流回路とし
ての整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の整流出力側
に昇圧用リアクトル７（８、９）とスイッチング素子と
してのパワートランジスタ１（２、３）と出力ダイオー
ド３０（３１、３２）とのＴ字形接続回路を接続して構
成された昇圧チョッパ型コンバータから成る。交流−直
流変換回路２２（２３、２４）内の整流ブリッジ回路２
７（２８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７
（８、９）との間には、昇圧用リアクトル７（８、９）
に流れる電流ＩL7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する電流検
出器３３（３４、３５）が設けられている。更に、出力
端子２５、２６と各交流−直流変換回路２２〜２４との
間には、出力端子２５、２６間の直流出力電圧ＶOUTに
応じて各交流−直流変換回路２２〜２４内のパワートラ
ンジスタ１〜３のベース端子（制御端子）へそれぞれオ
ン・オフ制御信号ＶB1〜ＶB3を付与する制御回路３６〜
３８が設けられている。
タ装置の一実施形態を図１〜図５に基づいて説明する。
但し、図１では図１２に示す箇所と実質的に同一の部分
には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形
態の三相コンバータ装置は、図１に示すように、三相交
流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続されかつその
各々がデルタ（三角）結線された巻線比が１：１の絶縁
用トランス１９〜２１の１次巻線１９a〜２１aと、Ｒ〜
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１の２次巻線１９b〜２
１bにそれぞれ接続されかつその各々の出力端子が並列
に接続された交流−直流変換回路２２〜２４と、Ｒ〜Ｔ
相の交流−直流変換回路２２〜２４の出力端子２５、２
６間に接続された平滑コンデンサ１０とを備えている。
本実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１として各
相の１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラン
スが使用される。また、１次巻線４５a、４６a、４７a
の各々がスター（星形）結線されかつ三相交流電源のＲ
相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧ＶR、ＶS、ＶTをそれぞれ２
次巻線４５b、４６b、４７bにて検出する相電圧検出用
トランス４５〜４７が三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
に接続されている。Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間の交
流−直流変換回路２２（２３、２４）は、整流回路とし
ての整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の整流出力側
に昇圧用リアクトル７（８、９）とスイッチング素子と
してのパワートランジスタ１（２、３）と出力ダイオー
ド３０（３１、３２）とのＴ字形接続回路を接続して構
成された昇圧チョッパ型コンバータから成る。交流−直
流変換回路２２（２３、２４）内の整流ブリッジ回路２
７（２８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７
（８、９）との間には、昇圧用リアクトル７（８、９）
に流れる電流ＩL7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する電流検
出器３３（３４、３５）が設けられている。更に、出力
端子２５、２６と各交流−直流変換回路２２〜２４との
間には、出力端子２５、２６間の直流出力電圧ＶOUTに
応じて各交流−直流変換回路２２〜２４内のパワートラ
ンジスタ１〜３のベース端子（制御端子）へそれぞれオ
ン・オフ制御信号ＶB1〜ＶB3を付与する制御回路３６〜
３８が設けられている。
【００１０】図２に示すように、Ｒ−Ｓ相間の交流−直
流変換回路２２に設けられる制御回路３６は、誤差増幅
器４０と、目標値切替回路４１と、積算器４２と、比較
器４３とから構成される。誤差増幅器４０は、基準電源
３９の基準電圧ＶREFと平滑コンデンサ１０の両端の直
流出力電圧ＶOUTとの偏差に応じて電圧制御信号Ｅ0を出
力する電圧制御手段である。目標値切替回路４１は、Ｒ
相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bでの正
の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２２の交流
入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1と、Ｓ相の
相電圧検出用トランス４６の２次巻線４６bでの負の相
電圧−ＶSに基づいて交流−直流変換回路２２の交流入
力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ2とを出力す
る。目標値信号Ｅ1は、三相交流電源のＲ−Ｓ相間にお
ける線間電圧ＶRSの位相角が３０度から９０度までの期
間のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相が遅れた交流
電圧であり、目標値信号Ｅ2は、線間電圧ＶRSの位相角
が９０度から１５０度までの期間のときに線間電圧ＶRS
よりも３０度位相が進んだ交流電圧である。積算器４２
は、各目標値信号Ｅ1、Ｅ2と電圧制御信号Ｅ0との積を
演算し相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力する電
流基準演算手段である。比較器４３は、相電流ＩRSの電
流基準信号Ｅ3と電流検出器３３により検出される電流
信号ＩL7Rとを比較し、ベース駆動回路４４を通してパ
ワートランジスタ１のベース端子にオン・オフ制御信号
ＶB1を出力する比較手段である。Ｓ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ
相間の交流−直流変換回路２３、２４に設けられる制御
回路３７、３８の内部構成は、図２に示すＲ−Ｓ相間の
制御回路３６の内部構成と全く同一であるので、説明を
省略する。なお、本実施形態の各制御回路３６〜３８
は、１個の制御回路として集積化（ＩＣ化）することが
できる。
流変換回路２２に設けられる制御回路３６は、誤差増幅
器４０と、目標値切替回路４１と、積算器４２と、比較
器４３とから構成される。誤差増幅器４０は、基準電源
３９の基準電圧ＶREFと平滑コンデンサ１０の両端の直
流出力電圧ＶOUTとの偏差に応じて電圧制御信号Ｅ0を出
力する電圧制御手段である。目標値切替回路４１は、Ｒ
相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bでの正
の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２２の交流
入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1と、Ｓ相の
相電圧検出用トランス４６の２次巻線４６bでの負の相
電圧−ＶSに基づいて交流−直流変換回路２２の交流入
力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ2とを出力す
る。目標値信号Ｅ1は、三相交流電源のＲ−Ｓ相間にお
ける線間電圧ＶRSの位相角が３０度から９０度までの期
間のときに線間電圧ＶRSよりも３０度位相が遅れた交流
電圧であり、目標値信号Ｅ2は、線間電圧ＶRSの位相角
が９０度から１５０度までの期間のときに線間電圧ＶRS
よりも３０度位相が進んだ交流電圧である。積算器４２
は、各目標値信号Ｅ1、Ｅ2と電圧制御信号Ｅ0との積を
演算し相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力する電
流基準演算手段である。比較器４３は、相電流ＩRSの電
流基準信号Ｅ3と電流検出器３３により検出される電流
信号ＩL7Rとを比較し、ベース駆動回路４４を通してパ
ワートランジスタ１のベース端子にオン・オフ制御信号
ＶB1を出力する比較手段である。Ｓ−Ｔ相間及びＴ−Ｒ
相間の交流−直流変換回路２３、２４に設けられる制御
回路３７、３８の内部構成は、図２に示すＲ−Ｓ相間の
制御回路３６の内部構成と全く同一であるので、説明を
省略する。なお、本実施形態の各制御回路３６〜３８
は、１個の制御回路として集積化（ＩＣ化）することが
できる。
【００１１】次に、図１に示す三相コンバータ装置の動
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間に接続
された絶縁用トランス１９の１次巻線１９aに図３(Ａ)
に示す線間電圧ＶRSが印加されると、絶縁用トランス１
９の２次巻線１９bに１次側と同様の単相交流電圧が誘
起される。この単相交流電圧はＲ相の交流−直流変換回
路２２内の整流ブリッジ回路２７により全波整流され、
昇圧用リアクトル７に全波整流電圧が印加される。これ
により、昇圧用リアクトル７に電流ＩL7Rが流れ、この
電流ＩL7Rは電流検出器３３により検出されて電流検出
信号ＩdRとして制御回路３６に入力される。昇圧用リア
クトル７に流れる電流ＩL7Rはパワートランジスタ１の
オン・オフ動作により断続され、出力ダイオード３０を
通して平滑コンデンサ１０の両端の出力端子２５、２６
に定電圧の直流出力電圧ＶOUTが発生する。
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間に接続
された絶縁用トランス１９の１次巻線１９aに図３(Ａ)
に示す線間電圧ＶRSが印加されると、絶縁用トランス１
９の２次巻線１９bに１次側と同様の単相交流電圧が誘
起される。この単相交流電圧はＲ相の交流−直流変換回
路２２内の整流ブリッジ回路２７により全波整流され、
昇圧用リアクトル７に全波整流電圧が印加される。これ
により、昇圧用リアクトル７に電流ＩL7Rが流れ、この
電流ＩL7Rは電流検出器３３により検出されて電流検出
信号ＩdRとして制御回路３６に入力される。昇圧用リア
クトル７に流れる電流ＩL7Rはパワートランジスタ１の
オン・オフ動作により断続され、出力ダイオード３０を
通して平滑コンデンサ１０の両端の出力端子２５、２６
に定電圧の直流出力電圧ＶOUTが発生する。
【００１２】直流出力電圧ＶOUTは制御回路３６内の誤
差増幅器４０により基準電源３９の基準電圧ＶREFと比
較され、直流出力電圧ＶOUTと基準電圧ＶREFとの偏差に
応じて誤差増幅器４０より電圧制御信号Ｅ0が出力され
る。一方、図４に示すように、Ｒ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ
RSの半周期１８０度の期間において、線間電圧ＶRSの位
相角が３０度から９０度までの期間のときは、破線に示
すＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bに
おける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２
２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1が
目標値切替回路４１より出力される。同様に、線間電圧
ＶRSの位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
は、破線に示すＳ相の相電圧検出用トランス４６の２次
巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて交流−直
流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標
値信号Ｅ2が目標値切替回路４１より出力される。目標
値切替回路４１からの各目標値信号Ｅ1、Ｅ2は誤差増幅
器４０からの電圧制御信号Ｅ0と共に積算器４２に入力
されてそれらの積が演算され、線間電圧ＶRSの位相に同
期する相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力され
る。この電流基準信号Ｅ3は比較器４３により電流検出
器３３において検出される電流検出信号ＩdRと比較さ
れ、電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さいと
きは比較器４３の出力が高レベルとなり、電流検出信号
ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きいときは比較器４３の
出力が低レベルとなる。これにより、比較器４３からベ
ース駆動回路４４を通してパワートランジスタ１のベー
ス端子にオン・オフ制御信号ＶB1が付与される。
差増幅器４０により基準電源３９の基準電圧ＶREFと比
較され、直流出力電圧ＶOUTと基準電圧ＶREFとの偏差に
応じて誤差増幅器４０より電圧制御信号Ｅ0が出力され
る。一方、図４に示すように、Ｒ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ
RSの半周期１８０度の期間において、線間電圧ＶRSの位
相角が３０度から９０度までの期間のときは、破線に示
すＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bに
おける正の相電圧ＶRに基づいて交流−直流変換回路２
２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標値信号Ｅ1が
目標値切替回路４１より出力される。同様に、線間電圧
ＶRSの位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
は、破線に示すＳ相の相電圧検出用トランス４６の２次
巻線４６bにおける負の相電圧−ＶSに基づいて交流−直
流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流ＩRSの目標
値信号Ｅ2が目標値切替回路４１より出力される。目標
値切替回路４１からの各目標値信号Ｅ1、Ｅ2は誤差増幅
器４０からの電圧制御信号Ｅ0と共に積算器４２に入力
されてそれらの積が演算され、線間電圧ＶRSの位相に同
期する相電流ＩRSの電流基準信号Ｅ3として出力され
る。この電流基準信号Ｅ3は比較器４３により電流検出
器３３において検出される電流検出信号ＩdRと比較さ
れ、電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さいと
きは比較器４３の出力が高レベルとなり、電流検出信号
ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きいときは比較器４３の
出力が低レベルとなる。これにより、比較器４３からベ
ース駆動回路４４を通してパワートランジスタ１のベー
ス端子にオン・オフ制御信号ＶB1が付与される。
【００１３】オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとな
り、パワートランジスタ１がオン状態になると、直流出
力側が短絡されて昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rが増加し、これに伴って電流検出信号ＩdRも増加す
る。電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きくな
ると、オン・オフ制御信号ＶB1が低レベルとなると共に
パワートランジスタ１がオフ状態となり、昇圧用リアク
トル７に流れる電流ＩL7Rが直流出力側、即ち出力ダイ
オード３０及び平滑コンデンサ１０に流れて電流検出信
号ＩdRが減少する。電流検出信号ＩdRが減少して電流検
出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さくなると、再び
オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとなり、パワートラ
ンジスタ１が再びオン状態になる。前記の動作が比較器
４３で形成される電流制御の遅れ要素で決定される数ｋ
Ｈzのスイッチング周波数で繰り返されることにより、
線間電圧ＶRSの半周期１８０度の期間のうち位相角が３
０度から１５０度までの期間のみパワートランジスタ１
がオン・オフ動作される。これらの動作が線間電圧ＶRS
の半周期１８０度の期間毎に繰り返されることにより、
昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rが図５に示すよ
うに数ｋＨzのスイッチング周波数で脈動して三相交流
電源の線間電圧ＶRSの位相に同期する。図３(Ａ)の破線
は昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの平均値を示
したものである。したがって、Ｒ相の交流−直流変換回
路２２の交流入力側には図３(Ｄ)に示すように三相交流
入力のＲ−Ｓ相間の線間電圧ＶRSの位相に同期する相電
流ＩRSが流れる。
り、パワートランジスタ１がオン状態になると、直流出
力側が短絡されて昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
L7Rが増加し、これに伴って電流検出信号ＩdRも増加す
る。電流検出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より大きくな
ると、オン・オフ制御信号ＶB1が低レベルとなると共に
パワートランジスタ１がオフ状態となり、昇圧用リアク
トル７に流れる電流ＩL7Rが直流出力側、即ち出力ダイ
オード３０及び平滑コンデンサ１０に流れて電流検出信
号ＩdRが減少する。電流検出信号ＩdRが減少して電流検
出信号ＩdRが電流基準信号Ｅ3より小さくなると、再び
オン・オフ制御信号ＶB1が高レベルとなり、パワートラ
ンジスタ１が再びオン状態になる。前記の動作が比較器
４３で形成される電流制御の遅れ要素で決定される数ｋ
Ｈzのスイッチング周波数で繰り返されることにより、
線間電圧ＶRSの半周期１８０度の期間のうち位相角が３
０度から１５０度までの期間のみパワートランジスタ１
がオン・オフ動作される。これらの動作が線間電圧ＶRS
の半周期１８０度の期間毎に繰り返されることにより、
昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rが図５に示すよ
うに数ｋＨzのスイッチング周波数で脈動して三相交流
電源の線間電圧ＶRSの位相に同期する。図３(Ａ)の破線
は昇圧用リアクトル７に流れる電流ＩL7Rの平均値を示
したものである。したがって、Ｒ相の交流−直流変換回
路２２の交流入力側には図３(Ｄ)に示すように三相交流
入力のＲ−Ｓ相間の線間電圧ＶRSの位相に同期する相電
流ＩRSが流れる。
【００１４】上述と同様の動作が三相交流電源のＳ−Ｔ
相間及びＴ−Ｒ相間についても１２０度の位相差で行わ
れ、Ｓ−Ｔ相間の絶縁用トランス２０の１次巻線２０a
に印加される三相交流入力の線間電圧ＶST及びＴ−Ｒ相
間の絶縁用トランス２１の１次巻線２１aに印加される
三相交流入力の線間電圧ＶTRがそれぞれ図３(Ｂ)及び
(Ｃ)に示すような変化をするとき、Ｓ−Ｔ相間の交流−
直流変換回路２３の交流入力側及びＴ−Ｒ相間の交流−
直流変換回路２４の交流入力側には、それぞれ図３(Ｅ)
及び(Ｆ)に示すように各々の線間電圧ＶST及びＶTRの位
相に同期する相電流ＩST及びＩTRが流れる。
相間及びＴ−Ｒ相間についても１２０度の位相差で行わ
れ、Ｓ−Ｔ相間の絶縁用トランス２０の１次巻線２０a
に印加される三相交流入力の線間電圧ＶST及びＴ−Ｒ相
間の絶縁用トランス２１の１次巻線２１aに印加される
三相交流入力の線間電圧ＶTRがそれぞれ図３(Ｂ)及び
(Ｃ)に示すような変化をするとき、Ｓ−Ｔ相間の交流−
直流変換回路２３の交流入力側及びＴ−Ｒ相間の交流−
直流変換回路２４の交流入力側には、それぞれ図３(Ｅ)
及び(Ｆ)に示すように各々の線間電圧ＶST及びＶTRの位
相に同期する相電流ＩST及びＩTRが流れる。
【００１５】三相交流入力のＲ相、Ｓ相及びＴ相に流れ
る各線電流ＩR、ＩS及びＩTは、図３(Ｄ)〜(Ｆ)に示す
各相電流ＩRS、ＩST及びＩTRをそれぞれ合成したものと
なるから、三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における
線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ図３(Ｇ)〜(Ｉ)に示
すように正弦波状に変化する電流波形となる。また、図
３(Ｇ)〜(Ｉ)に示す三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相
における線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における相電圧ＶR、ＶS及びＶ
Tと略同相であるから、入力力率は１となる。
る各線電流ＩR、ＩS及びＩTは、図３(Ｄ)〜(Ｆ)に示す
各相電流ＩRS、ＩST及びＩTRをそれぞれ合成したものと
なるから、三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における
線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ図３(Ｇ)〜(Ｉ)に示
すように正弦波状に変化する電流波形となる。また、図
３(Ｇ)〜(Ｉ)に示す三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相
における線電流ＩR、ＩS及びＩTはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における相電圧ＶR、ＶS及びＶ
Tと略同相であるから、入力力率は１となる。
【００１６】以上のように、図１に示す実施形態では、
三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各半周
期１８０度の期間のうち、位相角が３０度から１５０度
までの期間のみ各線間の交流−直流変換回路２２〜２４
内のパワートランジスタ１〜３をオン・オフ動作させる
ので、少ないスイッチング回数で各パワートランジスタ
１〜３を１２０度の位相差で制御して入力力率を１にす
ることができる。このため、各パワートランジスタ１〜
３におけるスイッチング損失を低減でき、装置全体とし
ての電力損失を低減することが可能となる。また、各パ
ワートランジスタ１〜３におけるスイッチング回数が少
ないので、各パワートランジスタ１〜３の発熱が小さ
く、各パワートランジスタ１〜３が受ける熱的ストレス
を最小限に抑制することができる利点がある。
三相交流電源の各線間電圧ＶRS、ＶST及びＶTRの各半周
期１８０度の期間のうち、位相角が３０度から１５０度
までの期間のみ各線間の交流−直流変換回路２２〜２４
内のパワートランジスタ１〜３をオン・オフ動作させる
ので、少ないスイッチング回数で各パワートランジスタ
１〜３を１２０度の位相差で制御して入力力率を１にす
ることができる。このため、各パワートランジスタ１〜
３におけるスイッチング損失を低減でき、装置全体とし
ての電力損失を低減することが可能となる。また、各パ
ワートランジスタ１〜３におけるスイッチング回数が少
ないので、各パワートランジスタ１〜３の発熱が小さ
く、各パワートランジスタ１〜３が受ける熱的ストレス
を最小限に抑制することができる利点がある。
【００１７】図１に示す実施形態の三相コンバータ装置
は変更が可能である。例えば、図６に示す実施形態の三
相コンバータ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶
縁用トランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−
Ｓ相間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流
変換回路２２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流
変換回路２２〜２４の出力端子間にそれぞれ平滑コンデ
ンサ１０〜１２を接続して各平滑コンデンサ１０〜１２
の両端から個別の直流出力を得るようにしたものであ
る。各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワー
トランジスタ１〜３のスイッチング動作については、図
１に示す実施形態と略同様であるので説明は省略する。
図６に示す三相コンバータ装置では、各交流−直流変換
回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３を各制御
回路３６〜３８にてそれぞれ個別にオン・オフ制御する
ことにより、電圧値の異なる３種類の直流出力電圧Ｖ
OUT1〜ＶOUT3を得ることができる。更に、各交流−直流
変換回路２２〜２４の直流出力段にそれぞれフライバッ
ク型コンバータ又はフォワード型コンバータ等の出力ト
ランスを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続
し、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの２次側を
各々並列に接続することにより、単一の直流出力とする
ことが可能である。
は変更が可能である。例えば、図６に示す実施形態の三
相コンバータ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶
縁用トランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−
Ｓ相間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流
変換回路２２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流
変換回路２２〜２４の出力端子間にそれぞれ平滑コンデ
ンサ１０〜１２を接続して各平滑コンデンサ１０〜１２
の両端から個別の直流出力を得るようにしたものであ
る。各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワー
トランジスタ１〜３のスイッチング動作については、図
１に示す実施形態と略同様であるので説明は省略する。
図６に示す三相コンバータ装置では、各交流−直流変換
回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３を各制御
回路３６〜３８にてそれぞれ個別にオン・オフ制御する
ことにより、電圧値の異なる３種類の直流出力電圧Ｖ
OUT1〜ＶOUT3を得ることができる。更に、各交流−直流
変換回路２２〜２４の直流出力段にそれぞれフライバッ
ク型コンバータ又はフォワード型コンバータ等の出力ト
ランスを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続
し、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの２次側を
各々並列に接続することにより、単一の直流出力とする
ことが可能である。
【００１８】また、図７に示す実施形態の三相コンバー
タ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流変換回路２
２〜２４内の整流ブリッジ回路２７〜２９を構成する４
個の整流ダイオード２７a〜２７d、２８a〜２８d、２９
a〜２９dのうち、一方の帰還側の整流ダイオード２７
d、２８d、２９dを省略したものである。この場合にお
いても、図６に示す回路と同様に各交流−直流変換回路
２２〜２４を独立して動作させることができる。したが
って、図７に示す回路は三相交流電源の各線間毎に各交
流−直流変換回路２２〜２４を接続したものと等価であ
る。更に、図７に示す三相コンバータ装置では、図１に
示す三相コンバータ装置に比較して部品点数を削減でき
る利点がある。但し、各交流−直流変換回路２２〜２４
内の整流ブリッジ回路２７〜２９における他方の帰還側
の整流ダイオード２７b、２８b、２９bに各相間の帰還
電流が共通して流れるので、各整流ダイオード２７b、
２８b、２９bには電流容量の大きいものが使用される。
タ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流変換回路２
２〜２４内の整流ブリッジ回路２７〜２９を構成する４
個の整流ダイオード２７a〜２７d、２８a〜２８d、２９
a〜２９dのうち、一方の帰還側の整流ダイオード２７
d、２８d、２９dを省略したものである。この場合にお
いても、図６に示す回路と同様に各交流−直流変換回路
２２〜２４を独立して動作させることができる。したが
って、図７に示す回路は三相交流電源の各線間毎に各交
流−直流変換回路２２〜２４を接続したものと等価であ
る。更に、図７に示す三相コンバータ装置では、図１に
示す三相コンバータ装置に比較して部品点数を削減でき
る利点がある。但し、各交流−直流変換回路２２〜２４
内の整流ブリッジ回路２７〜２９における他方の帰還側
の整流ダイオード２７b、２８b、２９bに各相間の帰還
電流が共通して流れるので、各整流ダイオード２７b、
２８b、２９bには電流容量の大きいものが使用される。
【００１９】ところで、図１、図６及び図７に示す各実
施形態の三相コンバータ装置では、各交流−直流変換回
路２２〜２４を昇圧チョッパ型コンバータとして構成し
た形態を示したが、所望の直流出力電圧ＶOUTにより、
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータ又は昇降圧チョッパ型コンバータとして構成する
ことも可能である。例えば、図８に示す実施形態の三相
コンバータ装置は、図１に示す三相コンバータ装置にお
ける整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の正側の整流
出力ラインにパワートランジスタ１（２、３）を接続
し、パワートランジスタ１（２、３）のエミッタ端子と
整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の負側の整流出力
ラインとの間に還流用整流素子としてのフライホイール
ダイオード４８（４９、５０）を接続し、フライホイー
ルダイオード４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０
との間に平滑リアクトル５１（５２、５３）を接続して
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータとして構成したものである。なお、簡略のため図
示は省略するが、図８に示す実施形態は更に図６及び図
７に示す実施形態と同様の変更が可能である。
施形態の三相コンバータ装置では、各交流−直流変換回
路２２〜２４を昇圧チョッパ型コンバータとして構成し
た形態を示したが、所望の直流出力電圧ＶOUTにより、
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータ又は昇降圧チョッパ型コンバータとして構成する
ことも可能である。例えば、図８に示す実施形態の三相
コンバータ装置は、図１に示す三相コンバータ装置にお
ける整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の正側の整流
出力ラインにパワートランジスタ１（２、３）を接続
し、パワートランジスタ１（２、３）のエミッタ端子と
整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の負側の整流出力
ラインとの間に還流用整流素子としてのフライホイール
ダイオード４８（４９、５０）を接続し、フライホイー
ルダイオード４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０
との間に平滑リアクトル５１（５２、５３）を接続して
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータとして構成したものである。なお、簡略のため図
示は省略するが、図８に示す実施形態は更に図６及び図
７に示す実施形態と同様の変更が可能である。
【００２０】また、図９に示す実施形態の三相コンバー
タ装置は、図８に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路２７
（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワートラン
ジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジスタ５
４（５５、５６）を接続し、フライホイールダイオード
４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０との間の帰還
側のラインに平滑リアクトル５１（５２、５３）と対称
に他の平滑リアクトル５７（５８、５９）を接続したも
のである。図９の三相コンバータ装置において、各交流
−直流変換回路２２（２３、２４）内のパワートランジ
スタ１（２、３）と他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）はそれぞれ１組ずつ同時にオン・オフ制御さ
れ、パワートランジスタ１（２、３）及び他のパワート
ランジスタ５４（５５、５６）の何れか１組がオン状態
のときは他の２組はオフ状態となるように制御される。
このため、図９に示す三相コンバータ装置では、例えば
Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換
回路２２（２３、２４）内のパワートランジスタ１
（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５５、５
６）がオン状態のとき、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相
からパワートランジスタ１（２、３）、平滑リアクトル
５１（５２、５３）、出力端子２５、２６に接続される
図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間にお
ける交流−直流変換回路２４（２２、２３）内の整流ブ
リッジ回路２９（２７、２８）の整流ダイオード２９b
（２７b、２８b）を経由して三相交流電源のＴ（Ｒ、
Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止されるので、三相交流入
力の電流波形が正弦波状となり、三相交流入力の電流波
形の歪みを防止できる。また、図８に示すＲ相、Ｓ相、
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１が不要となるので、図
８に示す三相コンバータ装置に比較して小形・軽量にで
きる利点がある。なお、図８及び図９に示す各実施形態
の何れの場合においても、各交流−直流変換回路２２〜
２４内におけるパワートランジスタ１〜３及び他のパワ
ートランジスタ５４〜５６のスイッチング動作は図１に
示す実施形態と略同様である。したがって、図８及び図
９に示す各実施形態の三相コンバータ装置においても図
１に示す実施形態の三相コンバータ装置と同様のスイッ
チング損失低減効果が得られる。
タ装置は、図８に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路２７
（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワートラン
ジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジスタ５
４（５５、５６）を接続し、フライホイールダイオード
４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０との間の帰還
側のラインに平滑リアクトル５１（５２、５３）と対称
に他の平滑リアクトル５７（５８、５９）を接続したも
のである。図９の三相コンバータ装置において、各交流
−直流変換回路２２（２３、２４）内のパワートランジ
スタ１（２、３）と他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）はそれぞれ１組ずつ同時にオン・オフ制御さ
れ、パワートランジスタ１（２、３）及び他のパワート
ランジスタ５４（５５、５６）の何れか１組がオン状態
のときは他の２組はオフ状態となるように制御される。
このため、図９に示す三相コンバータ装置では、例えば
Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換
回路２２（２３、２４）内のパワートランジスタ１
（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５５、５
６）がオン状態のとき、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相
からパワートランジスタ１（２、３）、平滑リアクトル
５１（５２、５３）、出力端子２５、２６に接続される
図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間にお
ける交流−直流変換回路２４（２２、２３）内の整流ブ
リッジ回路２９（２７、２８）の整流ダイオード２９b
（２７b、２８b）を経由して三相交流電源のＴ（Ｒ、
Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止されるので、三相交流入
力の電流波形が正弦波状となり、三相交流入力の電流波
形の歪みを防止できる。また、図８に示すＲ相、Ｓ相、
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１が不要となるので、図
８に示す三相コンバータ装置に比較して小形・軽量にで
きる利点がある。なお、図８及び図９に示す各実施形態
の何れの場合においても、各交流−直流変換回路２２〜
２４内におけるパワートランジスタ１〜３及び他のパワ
ートランジスタ５４〜５６のスイッチング動作は図１に
示す実施形態と略同様である。したがって、図８及び図
９に示す各実施形態の三相コンバータ装置においても図
１に示す実施形態の三相コンバータ装置と同様のスイッ
チング損失低減効果が得られる。
【００２１】図８及び図９に示す各実施形態の三相コン
バータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２４のそ
れぞれの出力端子を並列に接続する形態を示したが、各
交流−直流変換回路２２〜２４のそれぞれの出力端子を
直列に接続することも可能である。例えば、図１０に示
す実施形態の三相コンバータ装置は、図８に示す三相コ
ンバータ装置における各交流−直流変換回路２２〜２４
のそれぞれのフライホイールダイオード４８〜５０を直
列に接続し、各平滑リアクトル５１〜５３を１つの平滑
リアクトル５１にまとめたものである。図１０に示す三
相コンバータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２
４のそれぞれのパワートランジスタ１〜３の何れかがオ
フ状態のときでも、各フライホイールダイオード４８〜
５０を介して平滑リアクトル５１及び平滑コンデンサ１
０にフライホイール電流が流れるので、図８に示す三相
コンバータ装置に比較して直流出力電圧ＶOUTの降圧電
圧レンジ（範囲）を広くとることができ、三相交流電源
のＲ相、Ｓ相及びＴ相における線電流ＩR、ＩS及びＩT
の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧ＶOUTを０Ｖ
まで降圧できる利点がある。図１０に示す実施形態にお
いて、各整流ブリッジ回路２７〜２９の正側の整流出力
ラインに接続されている各パワートランジスタ１〜３を
それぞれ負側の整流出力ラインに接続してもよい。
バータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２４のそ
れぞれの出力端子を並列に接続する形態を示したが、各
交流−直流変換回路２２〜２４のそれぞれの出力端子を
直列に接続することも可能である。例えば、図１０に示
す実施形態の三相コンバータ装置は、図８に示す三相コ
ンバータ装置における各交流−直流変換回路２２〜２４
のそれぞれのフライホイールダイオード４８〜５０を直
列に接続し、各平滑リアクトル５１〜５３を１つの平滑
リアクトル５１にまとめたものである。図１０に示す三
相コンバータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２
４のそれぞれのパワートランジスタ１〜３の何れかがオ
フ状態のときでも、各フライホイールダイオード４８〜
５０を介して平滑リアクトル５１及び平滑コンデンサ１
０にフライホイール電流が流れるので、図８に示す三相
コンバータ装置に比較して直流出力電圧ＶOUTの降圧電
圧レンジ（範囲）を広くとることができ、三相交流電源
のＲ相、Ｓ相及びＴ相における線電流ＩR、ＩS及びＩT
の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧ＶOUTを０Ｖ
まで降圧できる利点がある。図１０に示す実施形態にお
いて、各整流ブリッジ回路２７〜２９の正側の整流出力
ラインに接続されている各パワートランジスタ１〜３を
それぞれ負側の整流出力ラインに接続してもよい。
【００２２】また、図１１に示す実施形態の三相コンバ
ータ装置は、図１０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用ト
ランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相
間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換
回路２２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路
２７（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワート
ランジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジス
タ５４（５５、５６）を接続したものである。図１１の
三相コンバータ装置において、各交流−直流変換回路２
２（２３、２４）内のパワートランジスタ１（２、３）
と他のパワートランジスタ５４（５５、５６）はそれぞ
れ１組ずつ同時にオン・オフ制御され、パワートランジ
スタ１（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）の何れか１組がオン状態のときは他の２組は
オフ状態となるように制御される。このため、図１１に
示す三相コンバータ装置では、例えばＲ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、
Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換回路２２（２３、
２４）内のパワートランジスタ１（２、３）及び他のパ
ワートランジスタ５４（５５、５６）がオン状態のと
き、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相からパワートランジ
スタ１（２、３）、平滑リアクトル５１、出力端子２
５、２６に接続される図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−
Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間における交流−直流変換回路２４（２
２、２３）内の整流ブリッジ回路２９（２７、２８）の
整流ダイオード２９b（２７b、２８b）を経由して三相
交流電源のＴ（Ｒ、Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止され
るので、三相交流入力の電流波形が正弦波状となり、三
相交流入力の電流波形の歪みを防止できる。また、図１
０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１
が不要となるので、図１０に示す三相コンバータ装置に
比較して小形・軽量にできる利点がある。なお、図１０
及び図１１に示す各実施形態の何れの場合においても、
各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワートラ
ンジスタ１〜３及び他のパワートランジスタ５４〜５６
のスイッチング動作は図１に示す実施形態と略同様であ
る。したがって、図１０及び図１１に示す各実施形態の
三相コンバータ装置においても図１に示す実施形態の三
相コンバータ装置と同様のスイッチング損失低減効果が
得られる。
ータ装置は、図１０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用ト
ランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相
間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換
回路２２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路
２７（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワート
ランジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジス
タ５４（５５、５６）を接続したものである。図１１の
三相コンバータ装置において、各交流−直流変換回路２
２（２３、２４）内のパワートランジスタ１（２、３）
と他のパワートランジスタ５４（５５、５６）はそれぞ
れ１組ずつ同時にオン・オフ制御され、パワートランジ
スタ１（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）の何れか１組がオン状態のときは他の２組は
オフ状態となるように制御される。このため、図１１に
示す三相コンバータ装置では、例えばＲ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、
Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換回路２２（２３、
２４）内のパワートランジスタ１（２、３）及び他のパ
ワートランジスタ５４（５５、５６）がオン状態のと
き、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相からパワートランジ
スタ１（２、３）、平滑リアクトル５１、出力端子２
５、２６に接続される図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−
Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間における交流−直流変換回路２４（２
２、２３）内の整流ブリッジ回路２９（２７、２８）の
整流ダイオード２９b（２７b、２８b）を経由して三相
交流電源のＴ（Ｒ、Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止され
るので、三相交流入力の電流波形が正弦波状となり、三
相交流入力の電流波形の歪みを防止できる。また、図１
０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１
が不要となるので、図１０に示す三相コンバータ装置に
比較して小形・軽量にできる利点がある。なお、図１０
及び図１１に示す各実施形態の何れの場合においても、
各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワートラ
ンジスタ１〜３及び他のパワートランジスタ５４〜５６
のスイッチング動作は図１に示す実施形態と略同様であ
る。したがって、図１０及び図１１に示す各実施形態の
三相コンバータ装置においても図１に示す実施形態の三
相コンバータ装置と同様のスイッチング損失低減効果が
得られる。
【００２３】更に、図１０及び図１１に示す各実施形態
において、直列接続された２つのフライホイールダイオ
ード４８、４９及び４９、５０と並列にそれぞれ１つず
つ別のフライホイールダイオードを接続してもよい。又
は、直列接続された３つのフライホイールダイオード４
８〜５０と並列に１つの別のフライホイールダイオード
を接続してもよい。何れの場合も、３つのフライホイー
ルダイオード４８〜５０に流れるフライホイール電流を
別のフライホイールダイオードに分担させることができ
るので、各フライホイールダイオード４８〜５０に流れ
る電流により生ずる電力損失を低減することが可能であ
る。
において、直列接続された２つのフライホイールダイオ
ード４８、４９及び４９、５０と並列にそれぞれ１つず
つ別のフライホイールダイオードを接続してもよい。又
は、直列接続された３つのフライホイールダイオード４
８〜５０と並列に１つの別のフライホイールダイオード
を接続してもよい。何れの場合も、３つのフライホイー
ルダイオード４８〜５０に流れるフライホイール電流を
別のフライホイールダイオードに分担させることができ
るので、各フライホイールダイオード４８〜５０に流れ
る電流により生ずる電力損失を低減することが可能であ
る。
【００２４】本発明の実施態様は前記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図
１、図６及び図７に示す各実施形態では、各交流−直流
変換回路２２〜２４内の昇圧用リアクトル７〜９をそれ
ぞれ整流ブリッジ回路２７〜２９の出力側に接続する形
態を示したが、各昇圧用リアクトル７〜９はそれぞれ整
流ブリッジ回路２７〜２９の入力側に接続してもよい。
また、図１、図６及び図７に示す各実施形態では、電流
検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、
９）との間に設けて昇圧用リアクトル７（８、９）に流
れる電流ＩL7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する形態を示し
たが、電流検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回
路２７（２８、２９）の交流入力側に設けて整流ブリッ
ジ回路２７（２８、２９）の交流入力側に流れる電流を
検出してもよい。また、図８〜図１１に示す各実施形態
においても同様にパワートランジスタ１（２、３）に流
れる電流ＩTRR（ＩTRS、ＩTRT）を電流検出器３３（３
４、３５）にて検出する代わりに、電流検出器３３（３
４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の交
流入力側に設けて整流ブリッジ回路２７（２８、２９）
の交流入力側に流れる電流を検出することが可能であ
る。また、上記の各実施形態では、各交流−直流変換回
路２２〜２４内におけるスイッチング素子としてバイポ
ーラ型のパワートランジスタ１〜３を使用する形態を示
したが、バイポーラ型パワートランジスタの代わりにＭ
ＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、ＩＧ
ＢＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥ
Ｔ（接合型電界効果トランジスタ）又はサイリスタ等を
使用してもよい。また、図１、図８及び図１０に示す各
実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１としてそれ
ぞれの１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラ
ンスを使用する形態を示したが、３個の単相トランスの
各１次巻線をデルタ接続して構成してもよい。更に、各
交流−直流変換回路２２〜２４はチョッパ型コンバータ
に限らず、フライバック型又はフォワード型コンバータ
或いはハーフブリッジ型又はフルブリッジ型コンバータ
等の他の型式のコンバータとして構成することも可能で
ある。
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図
１、図６及び図７に示す各実施形態では、各交流−直流
変換回路２２〜２４内の昇圧用リアクトル７〜９をそれ
ぞれ整流ブリッジ回路２７〜２９の出力側に接続する形
態を示したが、各昇圧用リアクトル７〜９はそれぞれ整
流ブリッジ回路２７〜２９の入力側に接続してもよい。
また、図１、図６及び図７に示す各実施形態では、電流
検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、
９）との間に設けて昇圧用リアクトル７（８、９）に流
れる電流ＩL7R（ＩL8S、ＩL9T）を検出する形態を示し
たが、電流検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回
路２７（２８、２９）の交流入力側に設けて整流ブリッ
ジ回路２７（２８、２９）の交流入力側に流れる電流を
検出してもよい。また、図８〜図１１に示す各実施形態
においても同様にパワートランジスタ１（２、３）に流
れる電流ＩTRR（ＩTRS、ＩTRT）を電流検出器３３（３
４、３５）にて検出する代わりに、電流検出器３３（３
４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の交
流入力側に設けて整流ブリッジ回路２７（２８、２９）
の交流入力側に流れる電流を検出することが可能であ
る。また、上記の各実施形態では、各交流−直流変換回
路２２〜２４内におけるスイッチング素子としてバイポ
ーラ型のパワートランジスタ１〜３を使用する形態を示
したが、バイポーラ型パワートランジスタの代わりにＭ
ＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、ＩＧ
ＢＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥ
Ｔ（接合型電界効果トランジスタ）又はサイリスタ等を
使用してもよい。また、図１、図８及び図１０に示す各
実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１としてそれ
ぞれの１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラ
ンスを使用する形態を示したが、３個の単相トランスの
各１次巻線をデルタ接続して構成してもよい。更に、各
交流−直流変換回路２２〜２４はチョッパ型コンバータ
に限らず、フライバック型又はフォワード型コンバータ
或いはハーフブリッジ型又はフルブリッジ型コンバータ
等の他の型式のコンバータとして構成することも可能で
ある。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、各線間毎に設けられた
交流−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチン
グ回数を削減してスイッチング損失を低減できるので、
装置全体としての電力損失を低減できると共に効率を向
上することが可能である。また、各スイッチング素子に
おけるスイッチング回数が少ないので、各スイッチング
素子の発熱が小さく、各スイッチング素子が受ける熱的
ストレスを最小限に抑制することができる利点がある。
交流−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチン
グ回数を削減してスイッチング損失を低減できるので、
装置全体としての電力損失を低減できると共に効率を向
上することが可能である。また、各スイッチング素子に
おけるスイッチング回数が少ないので、各スイッチング
素子の発熱が小さく、各スイッチング素子が受ける熱的
ストレスを最小限に抑制することができる利点がある。
【図１】 本発明による三相コンバータ装置の一実施形
態を示す電気回路図
態を示す電気回路図
【図２】 図１における各相の制御回路の内部構成を示
す回路ブロック図
す回路ブロック図
【図３】 図１の回路における各部の電圧及び電流を示
す波形図
す波形図
【図４】 三相交流電源の線間電圧ＶRSと各目標値信号
Ｅ1、Ｅ2との位相関係を示す一部拡大波形図
Ｅ1、Ｅ2との位相関係を示す一部拡大波形図
【図５】 三相交流電源の線間電圧ＶRSと整流出力電流
ＩL7Rとオン・オフ制御信号ＶB1との関係を示す波形図
ＩL7Rとオン・オフ制御信号ＶB1との関係を示す波形図
【図６】 図１に示す三相コンバータ装置の変更実施形
態を示す電気回路図
態を示す電気回路図
【図７】 図１に示す三相コンバータ装置の他の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図８】 本発明による三相コンバータ装置の他の実施
形態を示す電気回路図
形態を示す電気回路図
【図９】 図８に示す三相コンバータ装置の変更実施形
態を示す電気回路図
態を示す電気回路図
【図１０】 本発明による三相コンバータ装置の別の他
の実施形態を示す電気回路図
の実施形態を示す電気回路図
【図１１】 図１０に示す三相コンバータ装置の変更実
施形態を示す電気回路図
施形態を示す電気回路図
【図１２】 従来例としての三相ブリッジコンバータ装
置を示す電気回路図
置を示す電気回路図
１〜６．．．パワートランジスタ（スイッチング素
子）、７〜９．．．昇圧用リアクトル、１０〜１
２．．．平滑コンデンサ、１３〜１８．．．転流用ダイ
オード、１９〜２１．．．絶縁用トランス、１９a〜２
１a．．．１次巻線、１９b〜２１b．．．２次巻線、２
２〜２４．．．交流−直流変換回路、２５，２６．．．
出力端子、２７〜２９．．．整流ブリッジ回路（整流回
路）、２７a〜２７d，２８a〜２８d，２９a〜２９
d．．．整流ダイオード、３０〜３２．．．出力ダイオ
ード、３３〜３５．．．電流検出器、３６〜３８．．．
制御回路、３９．．．基準電源、４０．．．誤差増幅器
（電圧制御手段）、４１．．．目標値切替回路（目標値
切替手段）、４２．．．積算器（電流基準演算手段）、
４３．．．比較器（比較手段）、４４．．．ベース駆動
回路、４５〜４７．．．相電圧検出用トランス、４５a
〜４７a．．．１次巻線、４５b〜４７b．．．２次巻
線、４８〜５０．．．フライホイールダイオード（還流
用整流素子）、５１〜５３．．．平滑リアクトル、５４
〜５６．．．他のパワートランジスタ、５７〜５
９．．．他の平滑リアクトル
子）、７〜９．．．昇圧用リアクトル、１０〜１
２．．．平滑コンデンサ、１３〜１８．．．転流用ダイ
オード、１９〜２１．．．絶縁用トランス、１９a〜２
１a．．．１次巻線、１９b〜２１b．．．２次巻線、２
２〜２４．．．交流−直流変換回路、２５，２６．．．
出力端子、２７〜２９．．．整流ブリッジ回路（整流回
路）、２７a〜２７d，２８a〜２８d，２９a〜２９
d．．．整流ダイオード、３０〜３２．．．出力ダイオ
ード、３３〜３５．．．電流検出器、３６〜３８．．．
制御回路、３９．．．基準電源、４０．．．誤差増幅器
（電圧制御手段）、４１．．．目標値切替回路（目標値
切替手段）、４２．．．積算器（電流基準演算手段）、
４３．．．比較器（比較手段）、４４．．．ベース駆動
回路、４５〜４７．．．相電圧検出用トランス、４５a
〜４７a．．．１次巻線、４５b〜４７b．．．２次巻
線、４８〜５０．．．フライホイールダイオード（還流
用整流素子）、５１〜５３．．．平滑リアクトル、５４
〜５６．．．他のパワートランジスタ、５７〜５
９．．．他の平滑リアクトル
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 H02M 7/06 H02M 7/217
Claims (5)
- 【請求項１】 少なくとも１つのスイッチング素子及び
該スイッチング素子に接続された整流回路を有する交流
−直流変換回路を三相交流電源の各線間毎に接続し、前
記各線間毎の交流−直流変換回路の出力電圧に応じて前
記スイッチング素子の各々をオン・オフ制御することに
より前記三相交流電源からの三相交流入力を定電圧の直
流出力に変換する三相コンバータ装置において、 前記三相交流電源の各線間電圧が変化する各半周期１８
０度の期間のうち、位相角９０度を中心に前６０度及び
後６０度の各期間を合わせた１２０度の制御期間に前記
各交流−直流変換回路のスイッチング素子を制御し、 前記制御期間のうち、前記前６０度の位相角期間では各
線間電圧より位相が３０度遅れた目標値信号を前記三相
交流入力から形成するとともに、前記後６０度の位相角
期間では各線間電圧より位相が３０度進んだ目標値信号
を前記三相交流入力から形成して、前記目標値信号によ
り電流基準信号を形成し、 前記交流−直流変換回路の交流入力側又は整流出力側に
それぞれ流れる電流信号と前記電流基準信号とを比較し
て、前記各交流−直流変換回路のスイッチング素子の制
御端子にオン・オフ制御信号を出力することを特徴とす
る三相コンバータ装置。 - 【請求項２】 前記各線間毎の交流−直流変換回路の出
力電圧に応じて前記制御期間中に前記各交流−直流変換
回路のスイッチング素子の制御端子へそれぞれオン・オ
フ制御信号を付与する制御回路を備え、 前記制御回路は、基準電圧と前記交流−直流変換回路の
出力電圧との偏差に応じて電圧制御信号を出力する電圧
制御手段と、前記三相交流電源の各線間電圧の位相角が
３０度から９０度までの期間のときに前記各線間電圧よ
り位相が３０度遅れた前記目標値信号を出力しかつ各線
間電圧の位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
に前記各線間電圧より位相が３０度進んだ前記目標値信
号を出力する目標値切替手段と、前記目標値信号と前記
電圧制御信号との積をそれぞれ演算して電流基準信号を
出力する電流基準演算手段と、前記電流基準信号と前記
交流−直流変換回路の交流入力側又は整流出力側にそれ
ぞれ流れる電流信号とを比較して前記スイッチング素子
の制御端子にオン・オフ制御信号を出力する比較手段と
を有する請求項１に記載の三相コンバータ装置。 - 【請求項３】 前記各線間毎の交流−直流変換回路は、
前記整流回路の一対の出力ラインにそれぞれ接続されか
つ同時にオン・オフ制御される２つのスイッチング素子
と、２つの該スイッチング素子の間に接続される還流用
整流素子とを有する降圧チョッパ型コンバータを構成
し、或る１つの線間での前記交流−直流変換回路内に設
けられた２つのスイッチング素子がオン状態のとき、他
の２つの線間での前記各交流−直流変換回路内に設けら
れた２つのスイッチング素子がオフ状態となる請求項１
又は２に記載の三相コンバータ装置。 - 【請求項４】 前記各線間毎の降圧チョッパ型コンバー
タの各還流用整流素子を直列に接続した請求項３に記載
の三相コンバータ装置。 - 【請求項５】 前記各線間毎の交流−直流変換回路は、
前記整流回路のいずれか一方の出力ラインに接続される
スイッチング素子と、該スイッチング素子と前記整流回
路のいずれか他方の出力ラインとの間に接続される還流
用整流素子とを有する降圧チョッパ型コンバータを構成
し、前記各線間毎の降圧チョッパ型コンバータの各還流
用整流素子を直列に接続した請求項１又は２に記載の三
相コンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09047660A JP3087955B2 (ja) | 1996-05-30 | 1997-03-03 | 三相コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-137062 | 1996-05-30 | ||
| JP13706296 | 1996-05-30 | ||
| JP09047660A JP3087955B2 (ja) | 1996-05-30 | 1997-03-03 | 三相コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1052033A JPH1052033A (ja) | 1998-02-20 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH0547395U (ja) * | 1991-11-20 | 1993-06-22 | 三菱自動車工業株式会社 | 樹脂製オイルパンの構造 |
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