JPH1052033A - 三相コンバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 三相コンバータ装置の各線間毎に設けられた
交流−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチン
グ回数を削減してスイッチング損失を低減する。 【解決手段】 本発明による三相コンバータ装置では、
三相交流電源の各線間電圧Ｖ_RS、Ｖ_ST及びＶ_TRの各半周
期１８０度の期間のうち、位相角が３０度から１５０度
までの期間のみ各制御回路３６〜３８からオン・オフ制
御信号Ｖ_B1〜Ｖ_B3を１２０度の位相差で出力し、各線間
毎の交流−直流変換回路２２〜２４内における各パワー
トランジスタ１〜３をそれぞれオン・オフ動作させる。
このため、少ないスイッチング回数で各パワートランジ
スタ１〜３をオン・オフ制御して入力力率を１にするこ
とができる。このため、各パワートランジスタ１〜３に
おけるスイッチング損失を低減でき、装置全体としての
電力損失を低減することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、三相交流電源から
各線間毎に接続された交流−直流変換回路を介して定電
圧の直流出力を得る三相コンバータ装置、特に、各交流
−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチング回
数を削減することによりスイッチング損失の低減を図っ
た三相コンバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】三相交流入力から定電圧の直流出力を得
る三相コンバータ装置は、従来より電子機器及び電気機
器の分野で広く使用されている。例えば、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置は比較的大容量の電源装置
として従来から広く用いられている。図１２において、
Ｒ、Ｓ、Ｔはそれぞれ三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
を示し、１〜６はスイッチング素子としてのパワートラ
ンジスタ、７〜９は昇圧用リアクトル、１０は平滑コン
デンサ、１３〜１８は転流用ダイオードを示す。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２に示
す三相ブリッジコンバータ装置では、６個のパワートラ
ンジスタ１〜６を使用するため、大電力を必要とする電
子機器及び電気機器の電源装置としては効果が大きい
が、小容量又は中容量の電源装置としては大型でかつ高
価なものとなり、不経済的である。特に、図１２に示す
三相ブリッジコンバータ装置においては、６個のパワー
トランジスタ１〜６を全導通期間に亘りオン・オフ制御
するため、各パワートランジスタ１〜６におけるスイッ
チング回数が多くなる。したがって、各パワートランジ
スタのオン・オフ動作による電力損失、即ちスイッチン
グ損失が増加し、装置全体として大きな電力損失が発生
する欠点があった。その他に、単相の昇圧、降圧或いは
昇降圧コンバータ等のスイッチング素子を有する交流−
直流変換回路を三相交流電源の各線間に３組使用して三
相コンバータ装置を構成することも考えられるが、この
場合においても３組の交流−直流変換回路内の各スイッ
チング素子を全導通期間に亘りオン・オフ制御するた
め、各スイッチング素子におけるスイッチング回数が多
くなり、スイッチング損失が増加して装置全体として大
きな電力損失が発生する欠点があった。

【０００４】そこで、本発明は交流−直流変換回路内の
スイッチング素子のスイッチング回数を削減してスイッ
チング損失を低減できる三相コンバータ装置を提供する
ことを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明による三相コンバ
ータ装置は、少なくとも１つのスイッチング素子及び整
流回路を有しかつ交流を直流に変換する交流−直流変換
回路を三相交流電源の各線間毎に接続し、前記各線間毎
の交流−直流変換回路の出力電圧に応じて前記各交流−
直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれオン・オフ
制御することにより三相交流入力から定電圧の直流出力
を得る。この三相コンバータ装置では、前記三相交流電
源の各線間電圧の各半周期１８０度の期間のうち、位相
角９０度を中心に前６０度及び後６０度の各期間を合わ
せた１２０度の期間を前記各交流−直流変換回路のスイ
ッチング素子の制御期間としている。前記制御期間のう
ち、位相角が前記前６０度の期間においては前記各線間
電圧よりも３０度位相が遅れた交流電圧に基づいて前記
各交流−直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれオ
ン・オフ制御し、位相角が前記後６０度の期間において
は前記各線間電圧よりも３０度位相が進んだ交流電圧に
基づいて前記各交流−直流変換回路のスイッチング素子
をそれぞれオン・オフ制御することにより、前記各交流
−直流変換回路の交流入力電流を制御する。

【０００６】図示の実施形態では、前記各線間毎の交流
−直流変換回路の出力電圧に応じて前記制御期間中に前
記各交流−直流変換回路のスイッチング素子の制御端子
へそれぞれオン・オフ制御信号を付与する制御回路を備
え、前記制御回路は基準電圧と前記交流−直流変換回路
の出力電圧との偏差に応じて電圧制御信号を出力する電
圧制御手段と、前記三相交流電源の各線間電圧の位相角
が３０度から９０度までの期間のときに前記各線間電圧
よりも３０度位相が遅れた交流電圧に基づいて前記交流
入力電流の目標値信号を出力しかつ各線間電圧の位相角
が９０度から１５０度までの期間のときに前記各線間電
圧よりも３０度位相が進んだ交流電圧に基づいて前記交
流入力電流の目標値信号を出力する目標値切替手段と、
前記目標値信号と前記電圧制御信号との積をそれぞれ演
算し電流基準信号として出力する電流基準演算手段と、
前記電流基準信号と前記交流−直流変換回路の交流入力
側或いは整流出力側にそれぞれ流れる電流とを比較して
前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン・オフ
制御信号を出力する比較手段とを有する。また、他の実
施形態では、前記各線間毎の交流−直流変換回路は前記
整流回路の一対の出力ラインにそれぞれ接続されかつ同
時にオン・オフ制御される２つのスイッチング素子と、
該２つのスイッチング素子の間に接続される還流用整流
素子とを有する降圧チョッパ型コンバータから成り、或
る１つの線間における前記交流−直流変換回路内の２つ
のスイッチング素子がオン状態のとき他の２つの線間に
おける前記各交流−直流変換回路内の２つのスイッチン
グ素子がオフ状態となる。前記各線間毎の降圧チョッパ
型コンバータにおける還流用整流素子のそれぞれを直列
に接続してもよい。更に、別の他の実施形態では、前記
各線間毎の交流−直流変換回路は前記整流回路のいずれ
か一方の出力ラインに接続されるスイッチング素子と、
該スイッチング素子と前記整流回路のいずれか他方の出
力ラインとの間に接続される還流用整流素子とを有する
降圧チョッパ型コンバータから成り、前記各線間毎の降
圧チョッパ型コンバータにおける還流用整流素子のそれ
ぞれを直列に接続している。

【０００７】三相交流電源の各線間電圧の各半周期１８
０度の期間のうち、位相角９０度を中心に前６０度及び
後６０度の各期間を合わせた１２０度の制御期間中に各
線間毎の交流−直流変換回路のスイッチング素子をそれ
ぞれオン・オフ制御する。また、１２０度の制御期間の
うち、位相角が前６０度の期間は三相交流電源の各線間
電圧よりも３０度位相が遅れた交流電圧に基づいて各交
流−直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれオン・
オフ制御し、位相角が後６０度の期間は三相交流電源の
各線間電圧よりも３０度位相が進んだ交流電圧に基づい
て各交流−直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれ
オン・オフ制御する。これによって、各線間毎の交流−
直流変換回路の交流入力電流を制御する。このようにし
て、三相交流の各相分とも１２０度の位相差で各々同様
に制御することにより、三相交流電源の各相電流及び三
相交流電源の各線間電圧が略同相となり、各相合成され
た三相交流電源の各線電流の波形が正弦波状になる。ま
た、各相合成された三相交流電源の各線電流は三相交流
電源の各相電圧と略同相であるので、入力力率が１とな
る。したがって、少ないスイッチング回数で各線間毎の
スイッチング素子を制御して入力力率を１にすることが
できるので、各スイッチング素子におけるスイッチング
損失を低減でき、装置全体としての電力損失を低減する
ことが可能となる。

【０００８】なお、整流回路の一対の出力ラインにそれ
ぞれ接続されかつ同時にオン・オフ制御される２つのス
イッチング素子と、２つのスイッチング素子の間に接続
される還流用整流素子とを有する降圧チョッパ型コンバ
ータで各線間毎の交流−直流変換回路を構成し、或る１
つの線間における交流−直流変換回路内の２つのスイッ
チング素子がオン状態のとき他の２つの線間における各
交流−直流変換回路内の２つのスイッチング素子がオフ
状態となるように各線間毎の交流−直流変換回路の各ス
イッチング素子をオン・オフ制御する場合は、三相交流
電源の或る線間の一相から或る線間における交流−直流
変換回路及び負荷及び他の線間における交流−直流変換
回路を経由して三相交流電源の他の線間の一相に流れる
帰還電流が阻止されるので、三相交流入力の電流波形が
正弦波状となり、三相交流入力の電流波形の歪みを防止
できる。また、三相交流電源と各線間毎の交流−直流変
換回路との間を絶縁トランス等を用いて絶縁する必要が
なく、装置全体を小形・軽量にできる利点がある。更
に、各線間毎の降圧チョッパ型コンバータにおける還流
用整流素子のそれぞれを直列に接続した場合は、各降圧
チョッパ型コンバータにおけるそれぞれのスイッチング
素子の何れかがオフ状態のときに還流用整流素子を介し
て直流出力側に流れるフライホイール電流が全て直列接
続された各還流用整流素子を介して直流出力側に共通の
経路で流れるので、直流出力電圧の降圧電圧レンジ（範
囲）を広くとることができ、三相交流電源の各相におけ
る線電流の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧を０
Ｖまで降圧できる利点がある。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明による三相コンバー
タ装置の一実施形態を図１〜図５に基づいて説明する。
但し、図１では図１２に示す箇所と実質的に同一の部分
には同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形
態の三相コンバータ装置は、図１に示すように、三相交
流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続されかつその
各々がデルタ（三角）結線された巻線比が１：１の絶縁
用トランス１９〜２１の１次巻線１９a〜２１aと、Ｒ〜
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１の２次巻線１９b〜２
１bにそれぞれ接続されかつその各々の出力端子が並列
に接続された交流−直流変換回路２２〜２４と、Ｒ〜Ｔ
相の交流−直流変換回路２２〜２４の出力端子２５、２
６間に接続された平滑コンデンサ１０とを備えている。
本実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１として各
相の１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラン
スが使用される。また、１次巻線４５a、４６a、４７a
の各々がスター（星形）結線されかつ三相交流電源のＲ
相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧Ｖ_R、Ｖ_S、Ｖ_Tをそれぞれ２
次巻線４５b、４６b、４７bにて検出する相電圧検出用
トランス４５〜４７が三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相
に接続されている。Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間の交
流−直流変換回路２２（２３、２４）は、整流回路とし
ての整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の整流出力側
に昇圧用リアクトル７（８、９）とスイッチング素子と
してのパワートランジスタ１（２、３）と出力ダイオー
ド３０（３１、３２）とのＴ字形接続回路を接続して構
成された昇圧チョッパ型コンバータから成る。交流−直
流変換回路２２（２３、２４）内の整流ブリッジ回路２
７（２８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７
（８、９）との間には、昇圧用リアクトル７（８、９）
に流れる電流Ｉ_L7R（Ｉ_L8S、Ｉ_L9T）を検出する電流検
出器３３（３４、３５）が設けられている。更に、出力
端子２５、２６と各交流−直流変換回路２２〜２４との
間には、出力端子２５、２６間の直流出力電圧Ｖ_OUTに
応じて各交流−直流変換回路２２〜２４内のパワートラ
ンジスタ１〜３のベース端子（制御端子）へそれぞれオ
ン・オフ制御信号Ｖ_B1〜Ｖ_B3を付与する制御回路３６〜
３８が設けられている。

【００１０】図２に示すように、Ｒ−Ｓ相間の交流−直
流変換回路２２における制御回路３６は、基準電源３９
の基準電圧Ｖ_REFと平滑コンデンサ１０の両端の直流出
力電圧Ｖ_OUTとの偏差に応じて電圧制御信号Ｅ₀を出力す
る電圧制御手段としての誤差増幅器４０と、三相交流電
源のＲ−Ｓ相間における線間電圧Ｖ_RSの位相角が３０度
から９０度までの期間のときに線間電圧Ｖ_RSよりも３０
度位相が遅れた交流電圧、即ちＲ相の相電圧検出用トラ
ンス４５の２次巻線４５bにおける正の相電圧Ｖ_Rに基づ
いて交流−直流変換回路２２の交流入力側に流れる相電
流Ｉ_RSの目標値信号Ｅ₁を出力しかつ線間電圧Ｖ_RSの位
相角が９０度から１５０度までの期間のときに線間電圧
Ｖ_RSよりも３０度位相が進んだ交流電圧、即ちＳ相の相
電圧検出用トランス４６の２次巻線４６bにおける負の
相電圧−Ｖ_Sに基づいて交流−直流変換回路２２の交流
入力側に流れる相電流Ｉ_RSの目標値信号Ｅ₂を出力する
目標値切替回路４１と、各目標値信号Ｅ₁、Ｅ₂と電圧制
御信号Ｅ₀との積を演算し相電流Ｉ_RSの電流基準信号Ｅ₃
として出力する電流基準演算手段としての積算器４２
と、相電流Ｉ_RSの電流基準信号Ｅ₃と電流検出器３３に
より検出される電流信号Ｉ_L7Rとを比較してパワートラ
ンジスタ１のベース端子に付与するオン・オフ制御信号
Ｖ_B1をベース駆動回路４４を通して出力する比較手段と
しての比較器４３とから構成されている。Ｓ−Ｔ相間及
びＴ−Ｒ相間の交流−直流変換回路２３、２４における
制御回路３７、３８の内部構成については、図２に示す
Ｒ−Ｓ相間の制御回路３６の内部構成と全く同一である
ので、説明は省略する。なお、本実施形態における各制
御回路３６〜３８は、１個の制御回路として集積化（Ｉ
Ｃ化）することができる。

【００１１】次に、図１に示す三相コンバータ装置の動
作について説明する。三相交流電源のＲ−Ｓ相間に接続
された絶縁用トランス１９の１次巻線１９aに図３(Ａ)
に示す線間電圧Ｖ_RSが印加されると、絶縁用トランス１
９の２次巻線１９bに１次側と同様の単相交流電圧が誘
起される。この単相交流電圧はＲ相の交流−直流変換回
路２２内の整流ブリッジ回路２７により全波整流され、
昇圧用リアクトル７に全波整流電圧が印加される。これ
により、昇圧用リアクトル７に電流Ｉ_L7Rが流れ、この
電流Ｉ_L7Rは電流検出器３３により検出されて電流検出
信号Ｉ_dRとして制御回路３６に入力される。昇圧用リア
クトル７に流れる電流Ｉ_L7Rはパワートランジスタ１の
オン・オフ動作により断続され、出力ダイオード３０を
通して平滑コンデンサ１０の両端の出力端子２５、２６
に定電圧の直流出力電圧Ｖ_OUTが発生する。

【００１２】直流出力電圧Ｖ_OUTは制御回路３６内の誤
差増幅器４０により基準電源３９の基準電圧Ｖ_REFと比
較され、直流出力電圧Ｖ_OUTと基準電圧Ｖ_REFとの偏差に
応じて誤差増幅器４０より電圧制御信号Ｅ₀が出力され
る。一方、図４に示すように、Ｒ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ
_RSの半周期１８０度の期間において、線間電圧Ｖ_RSの位
相角が３０度から９０度までの期間のときは、破線に示
すＲ相の相電圧検出用トランス４５の２次巻線４５bに
おける正の相電圧Ｖ_Rに基づいて交流−直流変換回路２
２の交流入力側に流れる相電流Ｉ_RSの目標値信号Ｅ₁が
目標値切替回路４１より出力される。同様に、線間電圧
Ｖ_RSの位相角が９０度から１５０度までの期間のとき
は、破線に示すＳ相の相電圧検出用トランス４６の２次
巻線４６bにおける負の相電圧−Ｖ_Sに基づいて交流−直
流変換回路２２の交流入力側に流れる相電流Ｉ_RSの目標
値信号Ｅ₂が目標値切替回路４１より出力される。目標
値切替回路４１からの各目標値信号Ｅ₁、Ｅ₂は誤差増幅
器４０からの電圧制御信号Ｅ₀と共に積算器４２に入力
されてそれらの積が演算され、線間電圧Ｖ_RSの位相に同
期する相電流Ｉ_RSの電流基準信号Ｅ₃として出力され
る。この電流基準信号Ｅ₃は比較器４３により電流検出
器３３において検出される電流検出信号Ｉ_dRと比較さ
れ、電流検出信号Ｉ_dRが電流基準信号Ｅ₃より小さいと
きは比較器４３の出力が高レベルとなり、電流検出信号
Ｉ_dRが電流基準信号Ｅ₃より大きいときは比較器４３の
出力が低レベルとなる。これにより、比較器４３からベ
ース駆動回路４４を通してパワートランジスタ１のベー
ス端子にオン・オフ制御信号Ｖ_B1が付与される。

【００１３】オン・オフ制御信号Ｖ_B1が高レベルとな
り、パワートランジスタ１がオン状態になると、直流出
力側が短絡されて昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ
_L7Rが増加し、これに伴って電流検出信号Ｉ_dRも増加す
る。電流検出信号Ｉ_dRが電流基準信号Ｅ₃より大きくな
ると、オン・オフ制御信号Ｖ_B1が低レベルとなると共に
パワートランジスタ１がオフ状態となり、昇圧用リアク
トル７に流れる電流Ｉ_L7Rが直流出力側、即ち出力ダイ
オード３０及び平滑コンデンサ１０に流れて電流検出信
号Ｉ_dRが減少する。電流検出信号Ｉ_dRが減少して電流検
出信号Ｉ_dRが電流基準信号Ｅ₃より小さくなると、再び
オン・オフ制御信号Ｖ_B1が高レベルとなり、パワートラ
ンジスタ１が再びオン状態になる。前記の動作が比較器
４３で形成される電流制御の遅れ要素で決定される数ｋ
Ｈzのスイッチング周波数で繰り返されることにより、
線間電圧Ｖ_RSの半周期１８０度の期間のうち位相角が３
０度から１５０度までの期間のみパワートランジスタ１
がオン・オフ動作される。これらの動作が線間電圧Ｖ_RS
の半周期１８０度の期間毎に繰り返されることにより、
昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ_L7Rが図５に示すよ
うに数ｋＨzのスイッチング周波数で脈動して三相交流
電源の線間電圧Ｖ_RSの位相に同期する。図３(Ａ)の破線
は昇圧用リアクトル７に流れる電流Ｉ_L7Rの平均値を示
したものである。したがって、Ｒ相の交流−直流変換回
路２２の交流入力側には図３(Ｄ)に示すように三相交流
入力のＲ−Ｓ相間の線間電圧Ｖ_RSの位相に同期する相電
流Ｉ_RSが流れる。

【００１４】上述と同様の動作が三相交流電源のＳ−Ｔ
相間及びＴ−Ｒ相間についても１２０度の位相差で行わ
れ、Ｓ−Ｔ相間の絶縁用トランス２０の１次巻線２０a
に印加される三相交流入力の線間電圧Ｖ_ST及びＴ−Ｒ相
間の絶縁用トランス２１の１次巻線２１aに印加される
三相交流入力の線間電圧Ｖ_TRがそれぞれ図３(Ｂ)及び
(Ｃ)に示すような変化をするとき、Ｓ−Ｔ相間の交流−
直流変換回路２３の交流入力側及びＴ−Ｒ相間の交流−
直流変換回路２４の交流入力側には、それぞれ図３(Ｅ)
及び(Ｆ)に示すように各々の線間電圧Ｖ_ST及びＶ_TRの位
相に同期する相電流Ｉ_ST及びＩ_TRが流れる。

【００１５】三相交流入力のＲ相、Ｓ相及びＴ相に流れ
る各線電流Ｉ_R、Ｉ_S及びＩ_Tは、図３(Ｄ)〜(Ｆ)に示す
各相電流Ｉ_RS、Ｉ_ST及びＩ_TRをそれぞれ合成したものと
なるから、三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における
線電流Ｉ_R、Ｉ_S及びＩ_Tはそれぞれ図３(Ｇ)〜(Ｉ)に示
すように正弦波状に変化する電流波形となる。また、図
３(Ｇ)〜(Ｉ)に示す三相交流電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相
における線電流Ｉ_R、Ｉ_S及びＩ_Tはそれぞれ三相交流電
源のＲ相、Ｓ相及びＴ相における相電圧Ｖ_R、Ｖ_S及びＶ
_Tと略同相であるから、入力力率は１となる。

【００１６】以上のように、図１に示す実施形態では、
三相交流電源の各線間電圧Ｖ_RS、Ｖ_ST及びＶ_TRの各半周
期１８０度の期間のうち、位相角が３０度から１５０度
までの期間のみ各線間の交流−直流変換回路２２〜２４
内のパワートランジスタ１〜３をオン・オフ動作させる
ので、少ないスイッチング回数で各パワートランジスタ
１〜３を１２０度の位相差で制御して入力力率を１にす
ることができる。このため、各パワートランジスタ１〜
３におけるスイッチング損失を低減でき、装置全体とし
ての電力損失を低減することが可能となる。また、各パ
ワートランジスタ１〜３におけるスイッチング回数が少
ないので、各パワートランジスタ１〜３の発熱が小さ
く、各パワートランジスタ１〜３が受ける熱的ストレス
を最小限に抑制することができる利点がある。

【００１７】図１に示す実施形態の三相コンバータ装置
は変更が可能である。例えば、図６に示す実施形態の三
相コンバータ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶
縁用トランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−
Ｓ相間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流
変換回路２２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流
変換回路２２〜２４の出力端子間にそれぞれ平滑コンデ
ンサ１０〜１２を接続して各平滑コンデンサ１０〜１２
の両端から個別の直流出力を得るようにしたものであ
る。各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワー
トランジスタ１〜３のスイッチング動作については、図
１に示す実施形態と略同様であるので説明は省略する。
図６に示す三相コンバータ装置では、各交流−直流変換
回路２２〜２４内のパワートランジスタ１〜３を各制御
回路３６〜３８にてそれぞれ個別にオン・オフ制御する
ことにより、電圧値の異なる３種類の直流出力電圧Ｖ
_OUT1〜Ｖ_OUT3を得ることができる。更に、各交流−直流
変換回路２２〜２４の直流出力段にそれぞれフライバッ
ク型コンバータ又はフォワード型コンバータ等の出力ト
ランスを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続
し、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの２次側を
各々並列に接続することにより、単一の直流出力とする
ことが可能である。

【００１８】また、図７に示す実施形態の三相コンバー
タ装置は、図１に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、各交流−直流変換回路２
２〜２４内の整流ブリッジ回路２７〜２９を構成する４
個の整流ダイオード２７a〜２７d、２８a〜２８d、２９
a〜２９dのうち、一方の帰還側の整流ダイオード２７
d、２８d、２９dを省略したものである。この場合にお
いても、図６に示す回路と同様に各交流−直流変換回路
２２〜２４を独立して動作させることができる。したが
って、図７に示す回路は三相交流電源の各線間毎に各交
流−直流変換回路２２〜２４を接続したものと等価であ
る。更に、図７に示す三相コンバータ装置では、図１に
示す三相コンバータ装置に比較して部品点数を削減でき
る利点がある。但し、各交流−直流変換回路２２〜２４
内の整流ブリッジ回路２７〜２９における他方の帰還側
の整流ダイオード２７b、２８b、２９bに各相間の帰還
電流が共通して流れるので、各整流ダイオード２７b、
２８b、２９bには電流容量の大きいものが使用される。

【００１９】ところで、図１、図６及び図７に示す各実
施形態の三相コンバータ装置では、各交流−直流変換回
路２２〜２４を昇圧チョッパ型コンバータとして構成し
た形態を示したが、所望の直流出力電圧Ｖ_OUTにより、
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータ又は昇降圧チョッパ型コンバータとして構成する
ことも可能である。例えば、図８に示す実施形態の三相
コンバータ装置は、図１に示す三相コンバータ装置にお
ける整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の正側の整流
出力ラインにパワートランジスタ１（２、３）を接続
し、パワートランジスタ１（２、３）のエミッタ端子と
整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の負側の整流出力
ラインとの間に還流用整流素子としてのフライホイール
ダイオード４８（４９、５０）を接続し、フライホイー
ルダイオード４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０
との間に平滑リアクトル５１（５２、５３）を接続して
各交流−直流変換回路２２〜２４を降圧チョッパ型コン
バータとして構成したものである。なお、簡略のため図
示は省略するが、図８に示す実施形態は更に図６及び図
７に示す実施形態と同様の変更が可能である。

【００２０】また、図９に示す実施形態の三相コンバー
タ装置は、図８に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トラン
ス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相間、Ｓ
−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換回路２
２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路２７
（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワートラン
ジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジスタ５
４（５５、５６）を接続し、フライホイールダイオード
４８（４９、５０）と平滑コンデンサ１０との間の帰還
側のラインに平滑リアクトル５１（５２、５３）と対称
に他の平滑リアクトル５７（５８、５９）を接続したも
のである。図９の三相コンバータ装置において、各交流
−直流変換回路２２（２３、２４）内のパワートランジ
スタ１（２、３）と他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）はそれぞれ１組ずつ同時にオン・オフ制御さ
れ、パワートランジスタ１（２、３）及び他のパワート
ランジスタ５４（５５、５６）の何れか１組がオン状態
のときは他の２組はオフ状態となるように制御される。
このため、図９に示す三相コンバータ装置では、例えば
Ｒ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換
回路２２（２３、２４）内のパワートランジスタ１
（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５５、５
６）がオン状態のとき、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相
からパワートランジスタ１（２、３）、平滑リアクトル
５１（５２、５３）、出力端子２５、２６に接続される
図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間にお
ける交流−直流変換回路２４（２２、２３）内の整流ブ
リッジ回路２９（２７、２８）の整流ダイオード２９b
（２７b、２８b）を経由して三相交流電源のＴ（Ｒ、
Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止されるので、三相交流入
力の電流波形が正弦波状となり、三相交流入力の電流波
形の歪みを防止できる。また、図８に示すＲ相、Ｓ相、
Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１が不要となるので、図
８に示す三相コンバータ装置に比較して小形・軽量にで
きる利点がある。なお、図８及び図９に示す各実施形態
の何れの場合においても、各交流−直流変換回路２２〜
２４内におけるパワートランジスタ１〜３及び他のパワ
ートランジスタ５４〜５６のスイッチング動作は図１に
示す実施形態と略同様である。したがって、図８及び図
９に示す各実施形態の三相コンバータ装置においても図
１に示す実施形態の三相コンバータ装置と同様のスイッ
チング損失低減効果が得られる。

【００２１】図８及び図９に示す各実施形態の三相コン
バータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２４のそ
れぞれの出力端子を並列に接続する形態を示したが、各
交流−直流変換回路２２〜２４のそれぞれの出力端子を
直列に接続することも可能である。例えば、図１０に示
す実施形態の三相コンバータ装置は、図８に示す三相コ
ンバータ装置における各交流−直流変換回路２２〜２４
のそれぞれのフライホイールダイオード４８〜５０を直
列に接続し、各平滑リアクトル５１〜５３を１つの平滑
リアクトル５１にまとめたものである。図１０に示す三
相コンバータ装置では、各交流−直流変換回路２２〜２
４のそれぞれのパワートランジスタ１〜３の何れかがオ
フ状態のときでも、各フライホイールダイオード４８〜
５０を介して平滑リアクトル５１及び平滑コンデンサ１
０にフライホイール電流が流れるので、図８に示す三相
コンバータ装置に比較して直流出力電圧Ｖ_OUTの降圧電
圧レンジ（範囲）を広くとることができ、三相交流電源
のＲ相、Ｓ相及びＴ相における線電流Ｉ_R、Ｉ_S及びＩ_T
の波形を正弦波に維持しつつ直流出力電圧Ｖ_OUTを０Ｖ
まで降圧できる利点がある。図１０に示す実施形態にお
いて、各整流ブリッジ回路２７〜２９の正側の整流出力
ラインに接続されている各パワートランジスタ１〜３を
それぞれ負側の整流出力ラインに接続してもよい。

【００２２】また、図１１に示す実施形態の三相コンバ
ータ装置は、図１０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用ト
ランス１９〜２１を省略して三相交流電源のＲ−Ｓ相
間、Ｓ−Ｔ相間、Ｔ−Ｒ相間にそれぞれ交流−直流変換
回路２２〜２４を直接デルタ接続し、整流ブリッジ回路
２７（２８、２９）の負側の整流出力ラインにパワート
ランジスタ１（２、３）と対称に他のパワートランジス
タ５４（５５、５６）を接続したものである。図１１の
三相コンバータ装置において、各交流−直流変換回路２
２（２３、２４）内のパワートランジスタ１（２、３）
と他のパワートランジスタ５４（５５、５６）はそれぞ
れ１組ずつ同時にオン・オフ制御され、パワートランジ
スタ１（２、３）及び他のパワートランジスタ５４（５
５、５６）の何れか１組がオン状態のときは他の２組は
オフ状態となるように制御される。このため、図１１に
示す三相コンバータ装置では、例えばＲ−Ｓ（Ｓ−Ｔ、
Ｔ−Ｒ）相間における交流−直流変換回路２２（２３、
２４）内のパワートランジスタ１（２、３）及び他のパ
ワートランジスタ５４（５５、５６）がオン状態のと
き、三相交流電源のＳ（Ｔ、Ｒ）相からパワートランジ
スタ１（２、３）、平滑リアクトル５１、出力端子２
５、２６に接続される図示しない負荷及びＴ−Ｒ（Ｒ−
Ｓ、Ｓ−Ｔ）相間における交流−直流変換回路２４（２
２、２３）内の整流ブリッジ回路２９（２７、２８）の
整流ダイオード２９b（２７b、２８b）を経由して三相
交流電源のＴ（Ｒ、Ｓ）相に流れる帰還電流が阻止され
るので、三相交流入力の電流波形が正弦波状となり、三
相交流入力の電流波形の歪みを防止できる。また、図１
０に示すＲ相、Ｓ相、Ｔ相の絶縁用トランス１９〜２１
が不要となるので、図１０に示す三相コンバータ装置に
比較して小形・軽量にできる利点がある。なお、図１０
及び図１１に示す各実施形態の何れの場合においても、
各交流−直流変換回路２２〜２４内におけるパワートラ
ンジスタ１〜３及び他のパワートランジスタ５４〜５６
のスイッチング動作は図１に示す実施形態と略同様であ
る。したがって、図１０及び図１１に示す各実施形態の
三相コンバータ装置においても図１に示す実施形態の三
相コンバータ装置と同様のスイッチング損失低減効果が
得られる。

【００２３】更に、図１０及び図１１に示す各実施形態
において、直列接続された２つのフライホイールダイオ
ード４８、４９及び４９、５０と並列にそれぞれ１つず
つ別のフライホイールダイオードを接続してもよい。又
は、直列接続された３つのフライホイールダイオード４
８〜５０と並列に１つの別のフライホイールダイオード
を接続してもよい。何れの場合も、３つのフライホイー
ルダイオード４８〜５０に流れるフライホイール電流を
別のフライホイールダイオードに分担させることができ
るので、各フライホイールダイオード４８〜５０に流れ
る電流により生ずる電力損失を低減することが可能であ
る。

【００２４】本発明の実施態様は前記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図
１、図６及び図７に示す各実施形態では、各交流−直流
変換回路２２〜２４内の昇圧用リアクトル７〜９をそれ
ぞれ整流ブリッジ回路２７〜２９の出力側に接続する形
態を示したが、各昇圧用リアクトル７〜９はそれぞれ整
流ブリッジ回路２７〜２９の入力側に接続してもよい。
また、図１、図６及び図７に示す各実施形態では、電流
検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２
８、２９）の整流出力端と昇圧用リアクトル７（８、
９）との間に設けて昇圧用リアクトル７（８、９）に流
れる電流Ｉ_L7R（Ｉ_L8S、Ｉ_L9T）を検出する形態を示し
たが、電流検出器３３（３４、３５）を整流ブリッジ回
路２７（２８、２９）の交流入力側に設けて整流ブリッ
ジ回路２７（２８、２９）の交流入力側に流れる電流を
検出してもよい。また、図８〜図１１に示す各実施形態
においても同様にパワートランジスタ１（２、３）に流
れる電流Ｉ_TRR（Ｉ_TRS、Ｉ_TRT）を電流検出器３３（３
４、３５）にて検出する代わりに、電流検出器３３（３
４、３５）を整流ブリッジ回路２７（２８、２９）の交
流入力側に設けて整流ブリッジ回路２７（２８、２９）
の交流入力側に流れる電流を検出することが可能であ
る。また、上記の各実施形態では、各交流−直流変換回
路２２〜２４内におけるスイッチング素子としてバイポ
ーラ型のパワートランジスタ１〜３を使用する形態を示
したが、バイポーラ型パワートランジスタの代わりにＭ
ＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、ＩＧ
ＢＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥ
Ｔ（接合型電界効果トランジスタ）又はサイリスタ等を
使用してもよい。また、図１、図８及び図１０に示す各
実施形態では、各絶縁用トランス１９〜２１としてそれ
ぞれの１次巻線１９a〜２１aをデルタ接続した三相トラ
ンスを使用する形態を示したが、３個の単相トランスの
各１次巻線をデルタ接続して構成してもよい。更に、各
交流−直流変換回路２２〜２４はチョッパ型コンバータ
に限らず、フライバック型又はフォワード型コンバータ
或いはハーフブリッジ型又はフルブリッジ型コンバータ
等の他の型式のコンバータとして構成することも可能で
ある。

【００２５】

【発明の効果】本発明によれば、各線間毎に設けられた
交流−直流変換回路内のスイッチング素子のスイッチン
グ回数を削減してスイッチング損失を低減できるので、
装置全体としての電力損失を低減できると共に効率を向
上することが可能である。また、各スイッチング素子に
おけるスイッチング回数が少ないので、各スイッチング
素子の発熱が小さく、各スイッチング素子が受ける熱的
ストレスを最小限に抑制することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による三相コンバータ装置の一実施形
態を示す電気回路図

【図２】 図１における各相の制御回路の内部構成を示
す回路ブロック図

【図３】 図１の回路における各部の電圧及び電流を示
す波形図

【図４】 三相交流電源の線間電圧Ｖ_RSと各目標値信号
Ｅ₁、Ｅ₂との位相関係を示す一部拡大波形図

【図５】 三相交流電源の線間電圧Ｖ_RSと整流出力電流
Ｉ_L7Rとオン・オフ制御信号Ｖ_B1との関係を示す波形図

【図６】 図１に示す三相コンバータ装置の変更実施形
態を示す電気回路図

【図７】 図１に示す三相コンバータ装置の他の変更実
施形態を示す電気回路図

【図８】 本発明による三相コンバータ装置の他の実施
形態を示す電気回路図

【図９】 図８に示す三相コンバータ装置の変更実施形
態を示す電気回路図

【図１０】 本発明による三相コンバータ装置の別の他
の実施形態を示す電気回路図

【図１１】 図１０に示す三相コンバータ装置の変更実
施形態を示す電気回路図

【図１２】 従来例としての三相ブリッジコンバータ装
置を示す電気回路図

【符号の説明】

１〜６．．．パワートランジスタ（スイッチング素
子）、７〜９．．．昇圧用リアクトル、１０〜１
２．．．平滑コンデンサ、１３〜１８．．．転流用ダイ
オード、１９〜２１．．．絶縁用トランス、１９a〜２
１a．．．１次巻線、１９b〜２１b．．．２次巻線、２
２〜２４．．．交流−直流変換回路、２５，２６．．．
出力端子、２７〜２９．．．整流ブリッジ回路（整流回
路）、２７a〜２７d，２８a〜２８d，２９a〜２９
d．．．整流ダイオード、３０〜３２．．．出力ダイオ
ード、３３〜３５．．．電流検出器、３６〜３８．．．
制御回路、３９．．．基準電源、４０．．．誤差増幅器
（電圧制御手段）、４１．．．目標値切替回路（目標値
切替手段）、４２．．．積算器（電流基準演算手段）、
４３．．．比較器（比較手段）、４４．．．ベース駆動
回路、４５〜４７．．．相電圧検出用トランス、４５a
〜４７a．．．１次巻線、４５b〜４７b．．．２次巻
線、４８〜５０．．．フライホイールダイオード（還流
用整流素子）、５１〜５３．．．平滑リアクトル、５４
〜５６．．．他のパワートランジスタ、５７〜５
９．．．他の平滑リアクトル

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも１つのスイッチング素子及び
   整流回路を有しかつ交流を直流に変換する交流−直流変
   換回路を三相交流電源の各線間毎に接続し、前記各線間
   毎の交流−直流変換回路の出力電圧に応じて前記各交流
   −直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれオン・オ
   フ制御することにより三相交流入力から定電圧の直流出
   力を得る三相コンバータ装置において、 前記三相交流電源の各線間電圧の各半周期１８０度の期
   間のうち、位相角９０度を中心に前６０度及び後６０度
   の各期間を合わせた１２０度の期間を前記各交流−直流
   変換回路のスイッチング素子の制御期間としたことを特
   徴とする三相コンバータ装置。
2. 【請求項２】 前記制御期間のうち、位相角が前記前６
   ０度の期間においては前記各線間電圧よりも３０度位相
   が遅れた交流電圧に基づいて前記各交流−直流変換回路
   のスイッチング素子をそれぞれオン・オフ制御し、位相
   角が前記後６０度の期間においては前記各線間電圧より
   も３０度位相が進んだ交流電圧に基づいて前記各交流−
   直流変換回路のスイッチング素子をそれぞれオン・オフ
   制御することにより、前記各交流−直流変換回路の交流
   入力電流を制御する「請求項１」に記載の三相コンバー
   タ装置。
3. 【請求項３】 前記各線間毎の交流−直流変換回路の出
   力電圧に応じて前記制御期間中に前記各交流−直流変換
   回路のスイッチング素子の制御端子へそれぞれオン・オ
   フ制御信号を付与する制御回路を備え、 前記制御回路は、基準電圧と前記交流−直流変換回路の
   出力電圧との偏差に応じて電圧制御信号を出力する電圧
   制御手段と、前記三相交流電源の各線間電圧の位相角が
   ３０度から９０度までの期間のときに前記各線間電圧よ
   りも３０度位相が遅れた交流電圧に基づいて前記交流入
   力電流の目標値信号を出力しかつ各線間電圧の位相角が
   ９０度から１５０度までの期間のときに前記各線間電圧
   よりも３０度位相が進んだ交流電圧に基づいて前記交流
   入力電流の目標値信号を出力する目標値切替手段と、前
   記目標値信号と前記電圧制御信号との積をそれぞれ演算
   し電流基準信号として出力する電流基準演算手段と、前
   記電流基準信号と前記交流−直流変換回路の交流入力側
   或いは整流出力側にそれぞれ流れる電流とを比較して前
   記スイッチング素子の制御端子に付与するオン・オフ制
   御信号を出力する比較手段とを有する「請求項２」に記
   載の三相コンバータ装置。
4. 【請求項４】 前記各線間毎の交流−直流変換回路は、
   前記整流回路の一対の出力ラインにそれぞれ接続されか
   つ同時にオン・オフ制御される２つのスイッチング素子
   と、該２つのスイッチング素子の間に接続される還流用
   整流素子とを有する降圧チョッパ型コンバータから成
   り、或る１つの線間における前記交流−直流変換回路内
   の２つのスイッチング素子がオン状態のとき他の２つの
   線間における前記各交流−直流変換回路内の２つのスイ
   ッチング素子がオフ状態となる「請求項１」〜「請求項
   ３」のいずれかに記載の三相コンバータ装置。
5. 【請求項５】 前記各線間毎の降圧チョッパ型コンバー
   タにおける還流用整流素子のそれぞれを直列に接続した
   「請求項４」に記載の三相コンバータ装置。
6. 【請求項６】 前記各線間毎の交流−直流変換回路は、
   前記整流回路のいずれか一方の出力ラインに接続される
   スイッチング素子と、該スイッチング素子と前記整流回
   路のいずれか他方の出力ラインとの間に接続される還流
   用整流素子とを有する降圧チョッパ型コンバータから成
   り、前記各線間毎の降圧チョッパ型コンバータにおける
   還流用整流素子のそれぞれを直列に接続した「請求項
   １」〜「請求項３」のいずれかに記載の三相コンバータ
   装置。