JP4825837B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び燃料電池車両 - Google Patents

Description

この発明は、両方向に電圧変換可能なＤＣ／ＤＣコンバータ及びこのＤＣ／ＤＣコンバータを搭載した燃料電池車両に関する。

従来から、直流電源に複数のリアクトルの各一端が共通接続され、複数の前記リアクトルの各他端がそれぞれ各ダイオードの各アノードに接続され、前記各ダイオードの各カソード側が共通接続されて負荷に接続され、さらに複数の前記リアクトルの各他端と前記各ダイオードの各アノードとの各接続点にそれぞれスイッチング素子が接地との間に接続された複数の相アームを備える電気自動車用のスイッチング電源装置が知られている（特許文献１参照）。

この特許文献１に係るスイッチング電源装置では、前記負荷に発生する電圧が所定の昇圧電圧となるように前記各相アームを形成する前記スイッチング素子がπ／２ずつ位相のずれた駆動信号により駆動される。前記スイッチング素子がオン状態にあるとき前記リアクトルにエネルギが蓄積され、オフ状態にされると前記リアクトルに蓄積されたエネルギが前記各ダイオードを通じて負荷に電力として供給される。

また、バッテリと燃料電池を併用して車両走行用の電動機を駆動するハイブリッド直流電源車両が提案されている（特許文献２）。

図１４に示すように、この特許文献２に提案されたハイブリッド直流電源車両では、燃料電池（ＦＣ）３がインバータを介して電動機Ｍに接続されるとともに、バッテリ２が、双方向に昇圧可能な電圧変換器として動作するＤＣ／ＤＣコンバータ１を介して燃料電池３に接続される。

このＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ダイオードＤ１（Ｄ３）が接続された上アームスイッチング素子Ｔｒ１（Ｔｒ３）と、ダイオードＤ２（Ｄ４）が接続された下アームスイッチング素子Ｔｒ２（Ｔｒ４）の直列回路がそれぞれバッテリ２と燃料電池３の各両端に接続され、前記各直列回路の中点間にリアクトルＬが接続された、いわゆるＨ型構成の相アームを複数備えるＤＣ／ＤＣコンバータとされている。

そして、このＤＣ／ＤＣコンバータ１では、各相の相アームの通過電流をスイッチング素子の温度に応じて配分を変更するように構成されている。

特開平１０−１２７０５０号公報（図１） 特開２００７−１５９３１５号公報

ところで、上記特許文献１、２に係る技術では、エネルギを蓄積し放出するリアクトルが、各相アーム毎に設けられている。すなわち、リアクトルの数と相アームの数とが同数になっている。

しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータに使用されるエネルギの蓄積と放出を繰り返す前記リアクトルは、回路部品として比較的高価でしかも大型の部品であるため、これがＤＣ／ＤＣコンバータ全体の小型化やコストダウンの障害になるという問題となっていた。

そこで、後述する実施形態の中で、前提となる新規な技術として説明するＤＣ／ＤＣコンバータでは、リアクトルを各相アームで共通に１個のみ使用する回路構成を採用している。しかし、そのように構成するとスイッチング時に、例えば数百［Ｖ］以上の過大なサージ電圧が発生することが分かった。従って、スイッチング素子には、この過大なサージ電圧に耐える高耐圧の素子が必要になる。しかし、高耐圧のスイッチング素子は、比較的に大型でかつ高価であり、これも、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の小型化やコストダウンの障害になる。

この発明はこのような課題を考慮してなされたものであって、エネルギの蓄積・放出に係わるリアクトルを１個としＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を図るとともに、簡単な構成でスイッチング時における過大なサージ電圧の発生を防止することを可能とするＤＣ／ＤＣコンバータ及びこのＤＣ／ＤＣコンバータを搭載した燃料電池車両を提供することを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれダイオードが逆並列に接続された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とからなる複数の相アームと、複数の前記相アームの各中点にそれぞれ一端が接続される複数の相リアクトルと、複数の前記相リアクトルの他端が共通接続され、該共通接続端が一端に接続される共通リアクトルと、を備え、前記共通リアクトルは、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換用のリアクトルであり、前記相リアクトルのリアクタンス値は、前記共通リアクトルのリアクタンス値よりも小さい値とされ、前記相リアクトルは、前記共通リアクトルを利用して電圧変換が行われる際に、前記上アームスイッチング素子又は前記下アームスイッチング素子がスイッチングする相以外の相の前記中点に発生する電圧波形の遷移部のオーバーシュートを抑制することを特徴とする。

この発明によれば、複数の相アームに共通の共通リアクトルと、各相アーム毎の相リアクトルとを備えるように構成しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化と過大サージ電圧の発生の抑制を両立することができる。

この場合、さらに、複数の前記相アームと同一構成で同数の他の複数の相アームと、他の複数の前記相アームの各中点にそれぞれ一端が接続される他の複数の相リアクトルと、を備え、他の複数の前記相リアクトルの他端が共通接続され、該共通接続端が前記共通リアクトルの他端に接続された、いわゆるＨ型のＤＣ／ＤＣコンバータであっても、同様にＤＣ／ＤＣコンバータの小型化と過大サージ電圧の発生の抑制を両立することができる。

ここで、相リアクトルは、リングコアを線路に挿入するという簡単な構成で実現することができる。線路に挿入されたリングコアは、サージ電圧に係る高周波成分を低下させる。前記線路は、バスバーが好適である。

なお、複数の前記相アームを交替してオンすることで、スイッチング素子に発生する熱を分散させることができる。

同様に、複数の前記相アームの１つ、及び他の複数の前記相アームの１つを対として構成される複数の相アーム対を、それぞれ交替してオンすることでスイッチング素子に発生する熱を分散させることができる。

上記のＤＣ／ＤＣコンバータは、車両に搭載され、発電装置と蓄電装置との間で電圧変換するものとして利用できる。

ここで、発電装置としては、燃料電池を利用できる。

燃料電池の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧を直接制御して、出力電流を決定することができるので、制御が容易である。

上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、燃料電池車両に利用できる。

なお、この発明の課題は、次の方法発明によっても解決することができる。この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの駆動方法は、それぞれダイオードが逆並列に接続された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とからなる複数の相アームと、複数の前記相アームの各中点にそれぞれ一端が接続される複数の相リアクトルと、複数の前記相リアクトルの他端が共通接続され、該共通接続端が一端に接続される共通リアクトルと、を備え、前記共通リアクトルの他端を第１の電力装置に接続するとともに、複数の前記相アームを第２の電力装置に接続する過程と、複数の前記相アームを交替してオンするとともに、前記相アームをオンするとき、該相アームを構成する前記上アームスイッチング素子又は前記下アームスイッチング素子の一方をオンするか交互にオンする過程と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、複数の相アームに共通の共通リアクトルと、各相アーム毎の相リアクトルとを備えるように構成しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化と過大サージ電圧の発生の抑制を両立することができる。

例えば、主にエネルギの蓄積・放出に係わるリアクトルを１個の共通リアクトルとしてＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を図るとともに、相アームの中点と共通リアクトルの間の線路に、サージ電圧の発生を抑制する相リアクトルを挿入する構成とすることで、サージ電圧を抑制できる廉価なＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して、Ａ．前提となる新規技術、Ｂ．サージ発生のメカニズム、及びＣ．実施例の順に説明する。

Ａ．前提となる新規技術
図１は、この実施形態の前提となる新規技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置｛ＶＣＵ（Voltage Control Unit）という。｝１２３の回路図を示している。

このＶＣＵ１２３は、基本的には、１次側１Ｓのエネルギストレージである蓄電装置（バッテリ）２４と、２次側２Ｓのインバータ駆動モータ等の回生負荷２５と、これらバッテリ２４と回生負荷２５との間で双方向の電圧変換（昇降圧変換）の可能なＤＣ／ＤＣコンバータ３６とから構成される。１次側１Ｓと２次側２Ｓには、平滑用のコンデンサ３８、２９が取り付けられている。

バッテリ２４は、例えばリチウムイオン２次電池、ニッケル水素２次電池、又はキャパシタを利用することができる。この実施形態では、リチウムイオン２次電池を利用している。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、バッテリ２４と回生負荷２５との間に、上アーム素子（上アームスイッチング素子８１ｕとダイオード８３ｕ、上アームスイッチング素子８１ｖとダイオード８３ｖ、上アームスイッチング素子８１ｗとダイオード８３ｗ）と、下アーム素子（下アームスイッチング素子８２ｕとダイオード８４ｕ、下アームスイッチング素子８２ｖとダイオード８４ｖ、下アームスイッチング素子８２ｗとダイオード８４ｗ）との直列回路からなる３つの相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡが並列的に接続された３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡと、１個のリアクトル９０とから構成される。

各スイッチング素子は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子を採用できるが、この実施形態ではＩＧＢＴを採用している。

リアクトル９０は、３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡの各中点の共通接続点ｍとバッテリ２４との間に挿入され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６により１次電圧Ｖ１と２次電圧Ｖ２との間で電圧を変換する際に、エネルギを蓄積又は放出する。

上アームスイッチング素子８１（８１ｕ〜８１ｗ）は、図示しないコンバータ制御部から出力されるゲートの駆動信号（駆動電圧）ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ（のハイレベル）によりそれぞれオンにされ、下アームスイッチング素子８２（８２ｕ〜８２ｗ）は、ゲートの駆動信号（駆動電圧）ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ（のハイレベル）によりそれぞれオンにされる。

次に、図２のタイムチャートを参照して、ＶＣＵ１２３の降圧動作（回生動作）と昇圧動作（力行動作）について説明する。

時点ｔ１〜ｔ１３までを降圧動作に係る降圧モードの波形、時点ｔ１３〜ｔ２４までを昇圧動作に係る昇圧モードの波形として説明する。

降圧モードでは、回生負荷２５側から２次電流Ｉ２が流れ出し、バッテリ２４に１次電流Ｉ１が流れ込んでバッテリ２４を充電する。昇圧モードでは、バッテリ２４から１次電流Ｉ１が流れ出し、回生負荷２５に２次電流Ｉ２が流れ込み、図示しないモータ等の負荷が駆動される。

スイッチング周期を２π＝Ｔ、上下アームスイッチング素子８１、８２のオン期間をＴｏｎとすると、デッドタイムｄｔを無視すれば、降圧モードでの駆動デューティ（ＯＮデューティ）は、（１）式で表され、昇圧モードでの駆動デューティは、（２）式で表される。
Ｔｏｎ／Ｔ＝Ｖ１／Ｖ２ …（１）
Ｔｏｎ／Ｔ＝（１−Ｖ１／Ｖ２） …（２）

駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの波形中、ハッチングを付けた期間は、駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬが供給されているアームスイッチング素子（例えば、駆動信号ＵＨに対応するアームスイッチング素子は上アームスイッチング素子８１ｕ）が実際にオンしている（電流が流れている）期間を示している。つまり、ハイレベルの駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬが供給されていても、該当する並列ダイオード８３ｕ〜８３ｗ、８４ｕ〜８４ｗがＯＦＦになっていなければ該当する上下アームスイッチング素子８１ｕ〜８１ｗ、８２ｕ〜８２ｗに電流が流れないことに留意する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の降圧モード及び昇圧モードのいずれの動作の場合にも、コンバータ制御部５４から出力される駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの各波形から理解されるように、３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡ（ＵＡ〜ＷＡ）を構成する各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを１スイッチング周期２π毎に、駆動信号ＵＨ（Ｕ相）、ＵＬ（Ｕ相）、ＶＨ（Ｖ相）、ＶＬ（Ｖ相）、ＷＨ（Ｗ相）、ＷＬ（Ｗ相）、…とＵＶＷ相を交替（ローテーション）してオンするとともに、各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡをオンするとき、駆動信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨにより各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを構成する上アームスイッチング素子８１（８１ｕ〜８１ｗ）をオン（降圧モード）又は駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬにより各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを構成する下アームスイッチング素子８２（８２ｕ〜８２ｗ）をオン（昇圧モード）する。なお、スイッチング周期２πは、例えば、５０［μｓ］＝２０［ｋＨｚ］に設定される。

この場合、上下アームスイッチング素子８１、８２間が同時にオンして２次電圧Ｖ２が短絡することを防止するために、上アームスイッチング素子８１ｕ〜８１ｗ又は下アームスイッチング素子８２ｕ〜８２ｗを交互にオンするための駆動信号ＵＨとＵＬ、駆動信号ＶＨとＶＬ、及び駆動信号ＷＨとＷＬとの間でそれぞれデッドタイムｄｔを挟んでオンし、かつ多相アームを構成する各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを交替してオンするとき駆動信号ＵＬとＶＨとの間、駆動信号ＶＬとＷＨとの間、及び駆動信号ＷＬとＵＨとの間にそれぞれデッドタイムｄｔを挟んでオンするようにしている。すなわち、デッドタイムｄｔを挟んで、いわゆる同期スイッチングを行っている。

降圧モードでは、例えば、まず、時点ｔ２〜ｔ３の間で駆動信号ＵＨにより上アームスイッチング素子８１ｕがオンしている期間には、回生負荷２５からの２次電流Ｉ２が上アームスイッチング素子８１ｕを通じてリアクトル９０に１次電流Ｉ１として流れ、リアクトル９０にエネルギが蓄積される。

次に、時点ｔ３〜ｔ６までのデッドタイムｄｔ、駆動信号ＵＬがオン（ただし、下アームスイッチング素子８２ｕには電流は流れない）及びデッドタイムｄｔの期間では、リアクトル９０に蓄積されたエネルギが、フライホイールダイオードとして機能しオンとなっているダイオード８４ｕ〜８４ｗを通じて１次側１Ｓに１次電流Ｉ１として放出される。

時点ｔ６以降、順次、上アームスイッチング素子８１ｖ、８１ｗ、８１ｕ、…がオンし、同様の降圧動作（回生動作）を繰り返す。

一方、昇圧モードでは、例えば、まず、時点ｔ１６〜ｔ１７の間で駆動信号ＵＬにより下アームスイッチング素子８２ｕがオンしている期間には、バッテリ２４から流れ出す１次電流Ｉ１によりリアクトル９０にエネルギが蓄積される。

次に、時点ｔ１７〜ｔ２０までのデッドタイムｄｔ、駆動信号ＶＨがオン（ただし、上アームスイッチング素子８１ｖには電流が流れない）及びデッドタイムｄｔの期間では、リアクトル９０に蓄積されたエネルギが、整流ダイオードとして機能しオンとなったダイオード８３ｕ〜８３ｗを通じて２次電流Ｉ２として２次側２Ｓに放出され、回生負荷２５に２次電流Ｉ２が駆動電流として供給される。

時点ｔ２０以降、順次、下アームスイッチング素子８２ｖ、８２ｗ、８２ｕ、…がオンし、同様の昇圧動作（力行動作）を繰り返す。

以上説明したような前提技術に係る新規技術によれば、３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡで昇降圧可能なＤＣ／ＤＣコンバータ３６を１個のリアクトル９０で実現することができる。３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡではなく、２相アームでも同様に１個のリアクトル９０で昇降圧可能なＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。

図１例のＤＣ／ＤＣコンバータ３６及びＶＣＵ１２３は、リアクトル９０が１つでよいので、装置の小型・軽量化が図れる。

なお、図１４に示した従来技術に係る３相アームのＤＣ／ＤＣコンバータ１は、１スイッチング周期２πの中で、３相アームの各リアクトルに１回通電されるが、図１例の新規技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３６では、１スイッチング周期２πの中で、３相アームＵＡ〜ＷＡの１個のリアクトル９０に１回しか通電されない。よって、原理的には、この新規技術では、リアクトル９０の動作周波数が実質的に３倍になる。

動作周波数が３倍になると、インダクタンス値を１／３にすればよいので、その分リアクトル９０の大きさを小型化できる。また、リアクトル９０の数を１個にすることができるので、多相アームの相数が増加すればするほど、図１４に示した従来技術に係る多相アームのＤＣ／ＤＣコンバータに比較して小型・軽量化が図れる。

上述したように、この新規技術は、２相アームから３相アームを超える相アーム数の多相のＤＣ／ＤＣコンバータに適用することができる。

また、常時、多くても１つのスイッチング素子がオン状態とされるのみである。よって、放熱性に優れる（放熱設計が容易である）。結果として、ＶＣＵ１２３の大きさを小型化し、かつ重量を軽量化することができる。

以上が、Ａ．前提となる新規技術についての説明である。次に、この新規技術の回路構成において発生するサージ電圧の発生メカニズムについて説明する。

Ｂ．サージ電圧の発生メカニズム
サージ電圧の発生メカニズムを回生動作時を例として説明する。

図３に示すように、駆動信号ＵＨがオンの期間（例えば、上述した時点ｔ２〜ｔ３）に、回生負荷２５側から流れ出す２次電流Ｉ２が、オンとなっている上アームスイッチング素子８１ｕを通じて１次電流Ｉ１としてリアクトル９０に流れリアクトル９０にエネルギを蓄積すると同時にバッテリ２４を充電する。

次に、図４に示すように、駆動信号ＵＬがオンになっているが、上下アームスイッチング素子８１、８２が全てオフとなっている期間（上述した時点ｔ３〜ｔ６）に、リアクトル９０に蓄積されたエネルギが放出され、リアクトル９０からバッテリ２４、ダイオード８４ｕ、８４ｖ、８４ｗを通りリアクトル９０にもどる経路で１次電流Ｉ１（Ｉ１＝Ｉ１ｕ＋Ｉ１ｖ＋Ｉ１ｗ）が流れる。

次いで、図５に示すように、駆動信号ＶＨがオンになった時点（上述した時点ｔ６）において、相電流Ｉ１ｕ、Ｉ１ｖ、Ｉ１ｗが流れているダイオード８４ｕ、８４ｖ、８４ｗに過大な逆バイアス（２次電圧Ｖ２から上アームスイッチング素子８１ｖのオン電圧とダイオード８４ｕ、８４ｖ、８４ｗの各オン電圧を引いた電圧≒２次電圧Ｖ２）がかかる。このとき、ダイオード８４ｕ、８４ｖ、８４ｗに、図４に示した相電流Ｉ１ｕ、Ｉ１ｖ、Ｉ１ｗの方向と逆方向に、瞬間的に、キャリア（ホールと電子）による短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓ（Ｉｕｓ＋Ｉｖｓ＋＋Ｉｗｓ＝Ｉ２）が流れる。そして、この短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓが過渡的に減少し、ダイオード８４ｕ、８４ｖ、８４ｗが逆回復する。この短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓである、いわゆるリカバリ電流が流れている過渡期間（逆回復時間）は、例えば０．１［μｓ］以下と、スイッチング時間５０［μｓ］に比較して極めて短い時間である。

なお、図６に示すように、一般的に、スイッチングに伴いダイオードが逆回復するときに該ダイオードに流れるリカバリ電流は、順方向電流と逆方向に流れる。リカバリ電流が減少するときの電流時間変化量をｄｉ／ｄｔとする。

次に、図７に示すように、逆回復時間経過後の駆動信号ＶＨのオン期間では、回生負荷２５側から流れ出す２次電流Ｉ２が、オンになっている上アームスイッチング素子８１ｖを通じて１次電流Ｉ１としてリアクトル９０に流れリアクトル９０にエネルギを蓄積すると同時にバッテリ２４を充電する。

ところで、図５に示した過渡期間に流れる短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓ中、オンしている上アームスイッチング素子８１ｖとダイオード８４ｖとの間を流れる短絡電流Ｉｖｓは、回路構成上構造的に、上アームスイッチング素子８１ｖとダイオード８４ｖ間の線路長が短いので、線路のストレイインダクタンス（線路インダクタンスという。）が短く、この線路インダクタンスと短絡電流Ｉｖｓ（図６を参照して説明したリカバリ電流に対応する。）の時間変化量（時間微分値）の積によって下アームスイッチング素子８２ｖのコレクタに発生する逆起電圧であるサージ電圧（Ｖｉｖ＝線路インダクタンス×ｄＩｖｓ／ｄｔ）のピーク値も比較的に小さい。

しかしながら、図５に対して、中点ａ、ｂ、ｃ及び共通接続点ｍの符号を挿入した図８に示すように、回路構成上構造的に、短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓ中、上アームスイッチング素子がオンしていない経路（この図７の説明では、８１ｕ、８１ｗがオフ、８１ｖがオン）に係わる短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｗｓは、上アームスイッチング素子８１ｖから中点ａを経由し、比較的に長い線路ｑを通じて共通接続点ｍに至り、さらに共通接続点ｍを経由して、再び比較的に長い線路ｐ、ｒを通じてダイオード８４ｕ、８４ｗまで流れる。したがって、線路長が比較的に長く、線路インダクタンスが相当に大きくなり、線路インダクタンスと短絡電流Ｉｕｓ、Ｉｗｓの時間微分値ｄＩｕｓ／ｄｔ、ｄＩｗｓ／ｄｔ（図６のｄｉ／ｄｔに対応する。）の積によって下アームスイッチング素子８２ｕ、８２ｗのコレクタにそれぞれ発生する逆起電圧であるサージ電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｗ｛Ｖｉｕ＝線路インダクタンス×ｄＩｕｓ／ｄｔのピーク値、Ｖｉｗ＝線路インダクタンス×ｄＩｗｓ／ｄｔ｝のピーク値も相当に大きな値となる。

下アームスイッチング素子８２ｕ、８２ｗにかかる電圧は、サージ電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖがなければ、略２次電圧Ｖ２に等しい電圧、例えば、数百［Ｖ］の電圧であるが、実際上、例えば、数百［Ｖ］の倍程度の電圧（２×数百［Ｖ］）がかかる。

図９Ａの時間（横軸）−電圧（縦軸）のサージ電圧波形実測値に示すように、サージ電圧Ｖｓ（上記サージ電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖを代表してサージ電圧Ｖｓと表している。）は、略２次電圧Ｖ２と同程度の電圧が発生していることが分かる。このため、下アームスイッチング素子８２のコレクタエミッタ間耐電圧は、少なくとも２次電圧Ｖ２の２倍以上の電圧を有する高耐圧素子（ＩＧＢＴ等）を選択する必要がある。しかし高耐圧素子は高価であり、しかも高耐圧素子をプリント配線基板に実装する場合には、その端子間の沿面距離も十分に長くとる必要があることから、その分、プリント基板も大型化する。

なお、上例では、回生時におけるサージ電圧の発生メカニズムを説明したが、バッテリ２４から回生負荷２５に電力を供給する力行時におけるサージ電圧の発生メカニズムも同様にリカバリ電流を考慮することで類推できる。実際上、力行時の方がダイオード８３ｕ、８３ｖ、８３ｗに大きな順方向電流（図６参照）が流れるのでより大きなサージ電圧Ｖｓが発生する。

図９Ａに示したように、サージ電圧Ｖｓのオーバーシュートの後に減衰振動が発生しているのは、線路インダクタンスと、この線路インダクタンスに付随するストレイ容量との共振回路にサージ電流が流れることにより該共振回路の共振周波数で振動が発生しているものと推定される。

ここで、図１例のＶＣＵ１２３におけるサージ電圧の発生メカニズムについてまとめて説明すると、第１点目として、サージ電圧Ｖｓは、スイッチングする相以外の相のダイオード８３、８４の逆回復時（リカバリ時）の電流変化ｄｉ／ｄｔ（図６参照）と、主に、中点ａ、ｂ、ｃから共通接続点ｍまでの線路ｐ、ｑ、ｒ（図８参照）の線路インダクタンスを原因として発生することが挙げられる。

第２点目として、サージ電圧Ｖｓの発生場所は、回生時においては、スイッチングする相と異なる相の下アーム側のダイオード８４、例えば、スイッチングする相がＶ相ＶＡ（上アームスイッチング素子８１ｖ）であれば、サージ電圧発生場所は、Ｕ相ＵＡとＷ相ＷＡのダイオード８４ｕ、８４ｗのカソード側であることが挙げられる。なお、力行時においては、スイッチングする相と異なる相の上アーム側のダイオード８３、例えば、スイッチングする相がＶ相ＶＡ（下アームスイッチング素子８２ｖ）であれば、サージ電圧発生場所は、Ｕ相ＵＡとＷ相ＷＡのダイオード８３ｕ、８３ｗのアノード側である。

以上の説明がＢ．サージ電圧の発生メカニズムについての説明である。

次に、Ｃ．サージ電圧抑制対策を実施した実施例について説明する。

Ｃ．実施例
上述したように、サージ電圧Ｖｓの大きさは、ダイオード８３、８４の逆回復時の短絡電流（リカバリ電流）の時間変化量ｄｉ／ｄｔと、線路ｐ、ｑ、ｒの主に長さを原因とするストレインダクタンス（線路インダクタンス）の積に比例する。ここで、線路ｐ、ｑ、ｒの長さを短くすることは構造上・実装上不可能である。なお、線路ｐ、ｑ、ｒは、インダクタンスを小さくするためにＣｕ製のバスバーを使用する等、できる限り太く短くすることが好ましいことはいうまでもない。

そこで、サージ電圧Ｖｓの抑制対策として、短絡電流の時間変化量ｄｉ／ｄｔを小さくすることを考える。この場合、シミュレーションによって推測することも可能であるが、以下に説明する実施例では、図９Ａの実測波形から、サージ電圧の主周波数成分が、２０［ＭＨｚ］＝０．０５［μｓ］程度の減衰振動であることに注目した。

サージ電圧Ｖｓの抑制対策として、例えば、インダクタンス（リアクトル９０に比較してリアクタンス値の小さなリアクトル）と、容量（キャパシタンス）と、抵抗器とを並列接続にした並列共振周波数が２０ＭＨｚ程度にある並列回路（スナバ回路）を線路ｐ，ｑ，ｒに直列に挿入してもよい。しかし、スナバ回路は部品点数が比較的に多く、その分、実装面積（体積）も大きくなる。

そこで、以下に説明する実施例では、スイッチング周波数が、２０［ｋＨｚ］＝５０［μｓ］程度であることを考慮し、電圧変換のためのスイッチング波形になるべく影響を及ぼさないため（スイッチング波形の立ち上がり時間を長くすると効率が悪くなる。）、スイッチング周波数の約１００倍の周波数である２［ＭＨｚ］程度以上から少なくとも数百［ＭＨｚ］程度まで抵抗成分を呈するリアクトル（リアクトル９０に比較してリアクタンス値の小さなリアクトルとなる。）であるフェライト製のリングコアを、線路インダクタンスを形成している線路ｐ、ｑ、ｒに挿入することとした。もちろん、リングコアは、サージ電圧Ｖｓの主成分（振幅の大きな成分）の周波数である周波数２０［ＭＨｚ］で抵抗成分が大きいことが好ましい。

図１０は、線路ｐ、ｑ、ｒに挿入したサージ電圧対策部品アセンブリ２００の模式的な斜視図を示している。このサージ電圧対策部品アセンブリ２００は、Ｃｕ板のバスバー２０２と、３個のリアクトルであるフェライト製のリングコア２０４ｕ、２０４ｖ、２０４ｗとから構成されている。

図１０において、バスバー２０２は、リアクトル９０の一端にボルトあるいは溶接等により固着して接続される端子２０６を有する主線路導体部２０８が、共通接続点ｍで３方の相線路導体部２１０ｕ、２１０ｖ、２１０ｗに分岐し、相線路導体部２１０ｕ、２１０ｖ、２１０ｗにリングコア２０４ｕ、２０４ｖ、２０４ｗを潜らせて延びる。さらに、相線路導体部２１０ｕ、２１０ｖ、２１０ｗの各端部に、線路ｐ、ｑ、ｒにボルト或いは溶接等により固着して接続が可能な端子２１２ｕ、２１２ｖ、２１２ｗを設けた構成としている。なお、３つのリングコア２０４ｕ、２０４ｖ、２０４ｗは、成型品として１つにまとめることもできる。

図１１は、以上のように構成される図１０例のサージ電圧対策部品アセンブリ２００を図１例のＤＣ／ＤＣコンバータ装置１２３に適用したこの実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａを備えるこの実施形態に係るＶＣＵ１２３Ａの回路図を示している。

図１１において、サージ電圧対策部品アセンブリ２００は、回路図上、サージ抑制回路２００Ｃとして描いている。また、リングコア２０４ｕ、２０４ｖ、２０４ｗは、リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲとして描いている。

図９Ｂは、このサージ抑制回路２００Ｃを挿入したＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａを備えるＶＣＵ１２３Ａのサージ電圧Ｖｓの時間（横軸）−電圧（縦軸）の波形図（サージ電圧抑制後の波形図）である。

サージ電圧対策部品アセンブリ２００としてのサージ抑制回路２００Ｃを適用したＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａによれば、前提となる新規技術のＤＣ／ＤＣコンバータ３６のサージ電圧Ｖｓ（図９Ａ参照）に比較して、サージ電圧Ｖｓが約１／５に抑制され、しかも振動（リンギング）成分も小さくなっていることが理解される。なお、立ち上がり時間もなまる。

図１２は、サージ抑制回路２００Ｃが組み込まれたＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａを備えるＶＣＵ１２３Ａが搭載されたこの実施形態に係る燃料電池車両１０の回路図を示している。

図１２例の燃料電池車両１０は、発電装置としての燃料電池２２と、バッテリとしての蓄電装置２４とから構成されるハイブリッド型の電源システムと、このハイブリッド型電源システムから電流（電力）がインバータ３４を通じて供給される負荷としての走行用のモータ２６（電動機）と、バッテリ２４が接続される１次側１Ｓと燃料電池２２とモータ２６（インバータ３４）とが接続される２次側２Ｓとの間で昇降圧の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置｛ＶＣＵ｝１２３Ａとから構成される。モータ２６の回転は、減速機１２、シャフト１４を通じて車輪１６に伝達され、車輪１６を回転させる。

実際上、ＶＣＵ１２３Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａと、これを構成するスイッチング素子を駆動制御する制御部としてのコンバータ制御部５４とから構成される。コンバータ制御部５４には、電圧センサ６１、６２からそれぞれ１次電圧Ｖ１と２次電圧Ｖ２が供給される。

コンバータ制御部５４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａの２次電圧Ｖ２を制御することで燃料電池２２の出力電流Ｉｆを制御し、力行時には、燃料電池２２の出力電流Ｉｆとバッテリ２４の出力電流である１次電流Ｉ１変換後の２次電流Ｉ２とを合成し、モータ電流Ｉｍとしてインバータ３４を介してモータ２６に供給する。このようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、燃料電池３の出力電圧を直接制御して、出力電流Ｉｆを決定することができるので、制御が容易である。

なお、モータ回生時には、モータ電流Ｉｍと燃料電池２２の出力電流Ｉｆの合成電流により１次電流Ｉ１が形成されバッテリ２４が充電される。モータ回生時にも同様に２次電圧Ｖ２が制御される。なお、燃料電池２２と２次側２Ｓとの間には燃料電池２２に電流が流れ込まないようにするためのダイオード３３（ディスコネクトダイオード）が挿入されている。

この図１２例の燃料電池車両１０においても、共通のリアクトル９０が１つであっても、サージ抑制回路２００Ｃを組み込んでいるので、サージ電圧Ｖｓの発生を抑制でき、小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる。

以上説明したように、上述した実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａ（図１１、図１２）は、それぞれダイオード８３ｕ〜８３ｗ、８４ｕ〜８４ｗが逆並列に接続された上アームスイッチング素子８１ｕ〜８１ｗと下アームスイッチング素子８２ｕ〜８２ｗとからなる３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡと、３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡの各中点ａ、ｂ、ｃにそれぞれ一端が接続される３相の各相リアクトル２０４ＵＲ、２９４ＶＲ、２０４ＷＲと、これら各相リアクトル２０４ＵＲ、２９４ＶＲ、２０４ＷＲの他端が共通接続され、該共通接続端ｍが一端に接続される共通リアクトルとしてのリアクトル９０とを備える。

このように、３相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡに共通のリアクトル９０と、各相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡ毎の相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲとを備えるように構成したので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａの小型化と過大サージ電圧Ｖｓの発生の抑制を両立することができる。コストも低減できる。

なお、図１３に示すように、さらに、３相の相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡと同一構成で同数の他の３相の相アームＵＡ´、ＶＡ´、ＷＡ´と、これら他の３相の相アームＵＡ´、ＶＡ´、ＷＡ´の各中点にそれぞれ一端が接続される他の３相分の各相リアクトル２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´と、を備え、他の３相分の各相リアクトル２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´の他端が共通接続され、該共通接続端ｎが共通のリアクトル９０の他端に接続された、いわゆるＨ型のＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ｂを有するＶＣＵ１２３Ｂを備える燃料電池車両１０Ａであっても、同様にＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ｂの小型化と過大サージ電圧Ｖｓの発生の抑制を両立することができる。コストも低減できる。

この場合にも、共通のリアクトル９０のリアクタンスを、各相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´のリアクタンスより大きく設定すればよい。

例えば、モータを駆動する車両（図１２、図１３に示す燃料電池車両１０、１０Ａや電気自動車）においては、共通のリアクトル９０として１２０〜１７０［μＨ］程度のインダクタンス値に設定されるが、この共通のリアクトル９０のインダクタンス値（リアクタンス）に比較して、各相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´のインダクタンス値（リアクタンス）としては、エネルギの蓄積・放出作用に影響を与えないでサージ電圧のみを抑制させるためでよいので、０．５〜２［μＨ］程度に設定することが好ましい。

このように設定することで各相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´により、相対的にスイッチング時に発生するサージ電圧Ｖｓを抑制することができ、共通のリアクトル９０により、相対的にエネルギを蓄積乃至放出する昇降圧用の作用を営ませることができる。

実際上、実装構成・回路構成により線路インダクタンスや逆回復電流が決定されるので、実装構成・回路構成に併せて最適な各相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´のインダクタンス値を、例えば実験的に決定することができる。シミュレーションにより決定し、実験により追試してもよい。

ここで、図１２例、図１３例のＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａ、３６Ｂに採用した各相リアクトル２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´は、図１０に示したようなリングコアを線路ｐ、ｑ、ｒに挿入するという簡単な構成で廉価なＤＣ／ＤＣコンバータ３６Ａ、３６Ｂを実現することができる。線路ｐ、ｑ、ｒに挿入されたリングコアは、サージ電圧Ｖｓに係る高周波成分を低下させる（サージ電圧を抑制する。）。

なお、図２に示したように、図１１例及び図１２例のＤＣ／ＤＣコンバータ装置１２３Ａでは、３相の相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを交替してオンすることで、スイッチング素子に発生する熱を分散させることができる。

同様に、図１３例のＤＣ／ＤＣコンバータ装置１２３Ｂでは、３相の相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡの１つ、及び他の３相の相アームＵＡ´、ＶＡ´、ＷＡ´の１つを対として構成される３相の相アーム対（ＵＡ、ＵＡ´）、（ＶＡ、ＶＡ´）、（ＷＡ、ＷＡ´）の１つを、それぞれ交替してオンすることで、スイッチング素子に発生する熱を分散させることができる。

なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

この発明の実施形態の前提となる新規技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置（ＶＣＵ）の回路図である。 降圧動作（回生動作）と昇圧動作（力行動作）におけるローテーションスイッチングを説明するタイムチャートである。 Ｕ相アームを通じてリアクトルにエネルギを蓄積している状態の説明図である。 リアクトルに蓄積されたエネルギを放出している状態の説明図である。 ダイオード短絡電流（リカバリ電流）の電流経路を示す説明図である。 ダイオードのリカバリ電流の説明図である。 Ｖ相アームを通じてリアクトルにエネルギを蓄積している状態の説明図である。 サージ電圧の発生メカニズムに供される説明図である。 図９Ａは、抑制前のサージ電圧を説明する波形図である。図９Ｂは、抑制後のサージ電圧を説明する波形図である。 サージ電圧対策部品アセンブリの模式的斜視図である。 サージ電圧対策部品アセンブリを図１例のＤＣ／ＤＣコンバータに適用したこの実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるこの実施形態に係るＶＣＵの回路図である。 サージ電圧対策部品アセンブリを図１例のＤＣ／ＤＣコンバータに適用したこの実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるこの実施形態に係るＶＣＵを搭載したこの実施形態に係る燃料電池車両の回路図である。 いわゆるＨ型構成のＤＣ／ＤＣコンバータを備えるこの実施形態に係る燃料電池車両の回路図である。 従来技術に係るいわゆるＨ型構成のＤＣ／ＤＣコンバータを備える燃料電池車両の回路図である。

符号の説明

３、２２…燃料電池 １０、１０Ａ…燃料電池車両
３６Ａ、３６Ｂ…ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０４ＵＲ、２０４ＶＲ、２０４ＷＲ、２０４ＵＲ´、２０４ＶＲ´、２０４ＷＲ´２９４ＶＲ…各相リアクトル
９０…リアクトル １２３Ａ、１２３Ｂ…ＶＣＵ

Claims (11)

1. それぞれダイオードが逆並列に接続された上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とからなる複数の相アームと、
   複数の前記相アームの各中点にそれぞれ一端が接続される複数の相リアクトルと、
   複数の前記相リアクトルの他端が共通接続され、該共通接続端が一端に接続される共通リアクトルと、を備え、
   前記共通リアクトルは、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換用のリアクトルであり、
   前記相リアクトルのリアクタンス値は、前記共通リアクトルのリアクタンス値よりも小さい値とされ、
   前記相リアクトルは、前記共通リアクトルを利用して電圧変換が行われる際に、前記上アームスイッチング素子又は前記下アームスイッチング素子がスイッチングする相以外の相の前記中点に発生する電圧波形の遷移部のオーバーシュートを抑制する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   さらに、
   複数の前記相アームと同一構成で同数の他の複数の相アームと、
   他の複数の前記相アームの各中点にそれぞれ一端が接続される他の複数の相リアクトルと、を備え、
   他の複数の前記相リアクトルの他端が共通接続され、該共通接続端が前記共通リアクトルの他端に接続された
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記共通リアクトルのインダクタンス値が、１２０〜１７０［μＨ］に設定され、前記相リアクトルのインダクタンス値が、０．５〜２［μＨ］に設定された
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記相リアクトルは、リングコアを線路に挿入した構成である
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記線路は、バスバーとされた
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   複数の前記相アームを交替してオンする
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 請求項２〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   複数の前記相アームの１つ、及び他の複数の前記相アームの１つを対として構成される複数の相アーム対を、それぞれ交替してオンする
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   該ＤＣ／ＤＣコンバータは、車両に搭載され、発電装置と蓄電装置との間で電圧変換する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記発電装置は、燃料電池である
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 請求項９記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    該ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記燃料電池の出力電圧を直接制御して、前記燃料電池の出力電流を決定する
    ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 請求項９又は１０記載のＤＣ／ＤＣコンバータが搭載された燃料電池車両。

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