JP4738153B2

JP4738153B2 - 低リプル電源

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Publication number: JP4738153B2
Application number: JP2005350444A
Authority: JP
Inventors: 学左右田; 智久狼
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2005-12-05
Filing date: 2005-12-05
Publication date: 2011-08-03
Anticipated expiration: 2025-12-05
Also published as: JP2007159264A

Description

所定のパターン電流基準値に従って負荷コイルに電流を通電し、かつ通電電流に含まれる電流の脈動成分（以下電流リプルと言う。）を所定値以下に抑えることを目的とする低リプル電源においては、例えばＩＧＢＴ等の自己消弧型の半導体素子を用い、スイッチング素子とダイオードとにより降圧チョッパを構成し、この降圧チョッパのスイッチング素子の導通率をパルス幅制御によって調整することによってパターン電流基準値に追従させる方法が用いられていた。

前記構成においては、正電圧のみ出力が可能であるため、電流増加方向に対しては制御可能であるが、減少方向に対しては、所定のパターン電流基準値に対して追従することが困難である。従って、降圧チョッパのスイッチング素子とダイオードの接続を入れ換えた、負側降圧チョッパを前記降圧チョッパ（以下正側降圧チョッパと言う。）と並列に接続して電圧可逆チョッパを構成し、パターン電流基準値の減少方向に対しても追従性を持たせる方法が一般的であった。

また、負荷コイルに通電される電流が、電圧可逆チョッパ１台あたりの許容電流値を超える場合、この電圧可逆チョッパを並列接続することにより、必要な電流を負荷に対して供給することが可能となる。

ここで、電流リプルについて考える。一般に電流リプルの振幅ΔＩは電圧可逆チョッパの等価スイッチング周波数に反比例する。このスイッチング周波数は、パルス幅制御による通流率制御の場合、搬送波の周波数となる。スイッチング周波数を上げれば、電流リプルを減少させることができる。しかし、スイッチング周波数を上げると、スイッチング損失が増大するため、スイッチング周波数には上限がある。

このような背景から、ｎ台の電圧可逆チョッパの出力を、結合リアクトルを介して並列接続し、正側降圧チョッパ、負側降圧チョッパ夫々の搬送波の位相を2π／ｎずつ均等にずらし、等価的にスイッチング周波数を上げるようにして、通電電流に含まれる電流リプルを小さくする方法が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
特開平１１−２３３２９８号公報（第４頁、図８）

特許文献１に示された手法によれば、ｎ台の電圧可逆チョッパの位相を2π／ｎずつ均等にずらしているので、所謂並列多重構成による電流リプル低減の効果がある。しかしながら、個々の電圧可逆チョッパの動作について考えると、正側降圧チョッパの搬送波と負側降圧チョッパの搬送波の位相をπ／ｎずつ均等にずらすようにしている為、搬送波の１周期の中において同極性で均等な２つのパルスを発生させることができず、異極性で不均等なパルスを発生することになり、返って電流リプルが増大してしまうことが考えられる。

本発明は上記に鑑み為されたもので、個々の電圧可逆チョッパの電流リプルを増大させることなく且つ全体の電流リプルを低減可能な低リプル電源を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の低リプル電源は、共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給する第１のスイッチング素子と、前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される正側降圧チョッパと、前記直流電源の負側に接続され、そのオンオフ動作により前記負荷に直流を供給する第２のスイッチング素子と、前記直流電源の正側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される負側降圧チョッパとから成る電圧可逆チョッパＮ（Ｎは正の奇数）台と、各々の前記正側降圧チョッパの出力と前記負荷の正側の間に設けられた正側結合リアクトルと、各々の前記負側降圧チョッパの出力と前記負荷の負側の間に設けられた負側結合リアクトルとを具備し、各々の前記電圧可逆チョッパにおける前記第１のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波と前記第２のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波の位相差をπとし、前記Ｎ台の電圧可逆チョッパの前記第１のスイッチング素子同士の搬送波の位相及び前記第２のスイッチング素子同士の搬送波の位相を夫々２π／Ｎずつ均等にずらすようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、電圧可逆チョッパの搬送波の多重数及び多重化方法を最適化しすることによって、電流リプルを増大させることなく且つ全体の電流リプルを低減可能な低リプル電源を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

以下本発明の実施例１に係る低リプル電源について図１乃至図５を参照して説明する。

図１は本発明の実施例１に係る低リプル電源のブロック構成図である。

共通に設けられた直流電源１は、この直流電源１に並列接続されたｎ（ｎは正の奇数）台の電圧可逆チョッパ２１、・・・２Ｎに直流を供給している。電圧可逆チョッパ２１は、正側降圧チョッパ３１と負側降圧チョッパ４１とが並列接続された構成となっている。正側降圧チョッパ３１は、直流電源１の正側に接続され、フライホイルダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子３１１と、直流電源１の負側に接続された還流ダイオード３１２の直列回路で構成され、この直列回路の中点が電圧可逆チョッパ２１の正側出力となっている。また、負側降圧チョッパ４１は、直流電源１の負側に接続され、フライホイルダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子４１１と、直流電源１の正側に接続された還流ダイオード４１２の直列回路で構成され、この直列回路の中点が電圧可逆チョッパ２１の負側出力となっている。他の電圧可逆チョッパも電圧可逆チョッパ２１と同じ構成となっているのでその説明は省略する。

電圧可逆チョッパ２１、・・・、２Ｎの正側出力は、夫々正側結合リアクトル５１、・
・・、５Ｎを介して並列に接続され、負荷コイル７の正側端子に接続されている。同様に、電圧可逆チョッパ２１、・・・、２Ｎの負側出力は、夫々正側結合リアクトル６１、・・・、６Ｎを介して並列に接続され、負荷コイル７の負側端子に接続されている。また、負荷コイル７に並列に抵抗とコンデンサの直列回路から成るフィルタ回路８が接続されている。このフィルタ回路８は、負荷コイル７に通電される電流に含まれる電流リプルを除去するためのもので、通電電流の電流リプルの許容値に応じて、コンデンサと抵抗の定数を最適化選定する。尚、場合によってはこのフィルタ回路８を省略しても良い。

電圧可逆チョッパ２１、・・・、２Ｎを構成する正側降圧チョッパ３１、・・・、３Ｎのスイッチング素子３１１、・・・、３１Ｎ及び負側降圧チョッパ４１、・・・、４Ｎのスイッチング素子４１１、・・・、４１Ｎは、制御回路９から与えられるゲートパルスによってオンオフ制御されている。

以下に制御回路９の内部で上記スイッチング素子３１１、・・・、３１Ｎ及びスイッチング素子４１１、・・・、４１Ｎのゲートパルスがどのような関係で生成されているかについて説明する。

まず、電圧可逆チョッパ２１の正側降圧チョッパ３１と負側降圧チョッパ４１について考える。正側降圧チョッパ３１のスイッチング素子３１１のゲートパルスを与えるための搬送波Ｐ１と負側降圧チョッパ４１のスイッチング素子４１１のゲートパルスを与えるための搬送波Ｐ４は逆位相即ちπ（１８０度）の位相差を持たせている。これはその他の電圧可逆チョッパについても同様とする。次に、全ての正側降圧チョッパ３１、・・・、３Ｎについては、夫々の搬送波の位相を２π／ｎずつ均等にずらすようにする。同様に、全ての負側降圧チョッパ４１、・・・、４Ｎについても、夫々の搬送波の位相を２π／ｎずつ均等にずらすようにする。

ここで多重数ｎを奇数としているが、その理由について以下に説明する。

今、電圧可逆チョッパ２１単独で負荷コイルに電流を通電する場合の電流リプルの周波数ｆｒについて考えると、正側降圧チョッパ３１、負側降圧チョッパ４１の搬送波の周波数をｆｃとすると、
ｆｒ＝２×ｆｃ
となり、降圧チョッパの搬送波の周波数の２倍となる。これは、正側降圧チョッパ３１のスイッチング素子３１１のゲートパルスを決定するための搬送波Ｐに対し、負側降圧チョッパ４１のスイッチング素子４１１のゲートパルスを決定するための搬送波Ｎの位相がπずれているためである。即ち、スイッチング素子３１１とスイッチング素子４１１が同時にオンしている期間は、負荷両端に電源電圧と等しい正電圧が発生し電流が増加し、逆にスイッチング素子３１１とスイッチング素子４１１が同時にオフしている期間は、負荷両端に電源電圧と等しい負電圧が発生するため、搬送波の１周期の中において同極性で均等な２つのパルスが発生するためである。

この時の電流リプルの振幅ΔＩは、
ΔＩ ∝ １／２ｆｃ
となる。電圧可逆でない降圧チョッパにおいては、
ΔＩ ∝ １／ｆｃ
であるので、図１に示した電圧可逆チョッパ２１、・・・、２Ｎの各々の電流リプル振幅は電圧可逆でない降圧チョッパに比べて１／２となることが分かる。つまり、電圧可逆チョッパを適用することによって、電流減少方向への追従性を持たせることの効果に加え、等価スイッチング周波数を倍増し、電流リプルを半減化する効果を得ている。

この電圧可逆チョッパを多重化するとき、多重数を適切に選定しないと、正側降圧チョッパと負側降圧チョッパの搬送波同士の重なり合いが生じ、意図した通りの電流リプルの振幅や、周波数が得られない。以下この検証を行なう。

図２は、多重数ｎが４の場合と３の場合の多重化された搬送波のベクトルを示すベクトル図であり、図２（ａ）は多重数ｎが４、図２（ｂ）は多重数ｎが３の時のベクトル図を示す。

図２においては、電圧可逆チョッパ２Ｋの正側降圧チョッパ３Ｋの搬送波PＫと、負側降圧チョッパ４Ｋの搬送波ＮＫのベクトルが夫々同一ベクトル図上に示されている。上述したように、電圧可逆チョッパ２Ｋの正側降圧チョッパ３Ｋと負側降圧チョッパ４Ｋの搬送波の位相はπずれた状態であり、且つ多重化状態で各々の正側降圧チョッパ同士と各々の負側降圧チョッパ同士は、夫々の搬送波は2π／ｎずつ均等にずれている。

図２（ａ）に示すように、多重数ｎ＝４の時、正側降圧チョッパの搬送波ベクトルと負側降圧チョッパの搬送波ベクトルはそれぞれが全て組を作り重なり合い、全部で４本のベクトルしか存在しないことがわかる。ベクトルの本数は１周期中のスイッチング回数と等しいため、この時のスイッチング回数は４回しか発生しないことを示している。

一方、図２（ｂ）に示すように、多重数ｎ＝３とした時は、正側降圧チョッパの搬送波ベクトルと負側降圧チョッパの搬送波ベクトルとは一致せず、2π（３６０度）を６等分した位相差のベクトルが６本存在し、１周期中に６回のスイッチングが発生していることを示している。

図３は、多重数ｎ＝４のときの各スイッチング素子へのゲートパルスを示すタイムチャートである。図示したように、電圧出力指令と搬送波Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３及びＰ４の関係から正側スイッチング素子３１１、３１２、３１３及び３１４のゲートパルスが夫々生成されている。同様に、電圧出力指令と搬送波Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３及びＮ４の関係から負側スイッチング素子４１１、４１２、４１３及び４１４のゲートパルスが夫々生成されている。この結果、図示したようにｎ＝４のときは、出力電圧の１周期に４回しかパルスが発生していないことがわかる。

これは、電圧可逆チョッパにおいては、正側降圧チョッパ３Ｋと負側降圧チョッパ４Ｋのゲートパルスが重なった部分で負荷側に電圧が出力され、また、多重化された電圧可逆チョッパの場合、正側（または負側）のスイッチング素子に対して、ｎ個の負側（または正側）のどのスイッチング素子がオンしても、回路としては同一となるため、ｎ＝４のときには、搬送波P１＝搬送波N３、搬送波P２＝搬送波N４、搬送波P３＝搬送波N１、そして搬送波P４＝搬送波N２の関係となり、結局搬送波としては、搬送波P１、P２、N１及びN２の４種類のみとなってしまうためである。これは、図２(ａ)に示したベクトル図の結果とも等しい。

図４は、多重数ｎ＝３のときの各スイッチング素子へのゲートパルスを示すタイムチャートである。図示したように、電圧出力指令と搬送波Ｐ１、Ｐ２、及びＰ３の関係から正側スイッチング素子３１１、３１２及び３１３のゲートパルスが夫々生成されている。同様に、電圧出力指令と搬送波Ｎ１、Ｎ２及びＮ３の関係から負側スイッチング素子４１１、４１２及び４１３のゲートパルスが夫々生成されている。この結果、図示したようにｎ＝３のときは、出力電圧の１周期に６回のパルスが発生しており、予定通り多重数の２倍の周波数が出力電圧に現れることになる。

図５（ａ）は上述した動作に基づいて多重数が４のときの低リプル電源の出力電流の振幅及び周波数の特性を解析した結果であり、図５（ｂ）は多重数が３のときの低リプル電源の出力電流の振幅及び周波数特性を解析した結果である。この解析結果より、４多重の時は３多重の時に比べ、振幅が３／２倍、周波数が２／３倍となっていることが分かる。本結果からも多重数が少ない３多重（奇数）のほうが４多重（偶数）に比べて、低リプル電源として優れた性能を発揮することが分かる。尚、図１に示したように、負荷と並列にコンデンサ、又はコンデンサと抵抗の並列回路を接続し、低域通過側フィルタを構成すれば、電流リプルの周波数が高いほうが、減衰率が高いため、奇数多重としたときは低リプル電源としての性能が相乗的に向上する。

以上は多重数ｎ＝３及びｎ＝４についての説明であるが、多重数が一般的な正の整数の場合について以下に考察する。

多重数をｎとし、K番目の正側降圧チョッパ３Kの搬送波位相をθK、K番目の負側降圧チョッパ４Kの搬送波位相をφKとすると、位相がπずれていることから、
φK ＝ θK ＋π
となる。また、均等の位相差で多重化しているので、
θＫ＝Ｋ× ２π／ｎ・・・（１）
φＫ＝Ｋ× 2π／ｎ＋π・・・（２）
ここで、ｎが偶数であると仮定すると、Ｋ＝ｐ＋ｎ／２（ｐは任意の正の整数）なる整数が存在する。（１）式にＫ＝ｐを代入すると、
θp ＝ｐ× 2π／ｎ
φp ＝ｐ× 2π／ｎ＋π
（２）式にＫ＝ｐ＋ｎ／２を代入すると、
θ(ｐ＋ｎ／２)＝(ｐ＋ｎ／２)×2π／ｎ＝ｐ×2π／ｎ＋π＝φp・・・（３）
φ(ｐ＋ｎ／２)＝(ｐ＋ｎ／２)×2π／ｎ＋π＝ｐ×2π／ｎ＋2π＝θp・・・（４）
上記（３）式及び（４）式は任意のｐについて成り立つので、ｎが偶数の時は、必ず正側搬送波と負側搬送波とが重なることとなる。逆にｎが奇数であればＫ＝ｐ＋ｎ／２となる整数が存在しないので、正側搬送波と負側搬送波とが重なることはない。このように搬送波が重なると、ｎ多重したとき搬送波の種類がｎ個しか存在しなくなるため、ｎが偶数の時には電流リプルの周波数はｎｆｃとなり、振幅ΔＩは１／ｎｆｃに比例する。

一方ｎが奇数の場合、正側降圧チョッパの搬送波と負側降圧チョッパの搬送波の重なり合いがないため、電流リプルの周波数は２ｎｆｃとなり、振幅ΔＩは１／２ｎｆｃに比例するので、低リプル電源としての性能は明らかに向上する。

次に、ｎを奇数で多重化し、各々の電圧可逆チョッパの正側搬送波同士、また負側搬送波同士の位相差を２π／ｎ即ちｎ分の３６０度ずつ均等にずらす具体的方法を考えると、ｎ分の３６０度の解が割り切れて整数となるｎが好ましい。この理由は、ｎ分の３６０度が割り切れないときは、余り分の誤差が生じて、脈動の振幅の増大、また多重間の電流バランスの悪化をもたらす恐れがあるからである。

３６０度を多重数ｎで除した時に剰余を生じることなく分割できる奇数は３、５、９、１５及び４５であるので、多重化する時の多重数ｎとしてｎ＝３、５、９、１５及び４５の何れかを選定することが望ましい。

図６（ａ）は本発明の実施例２に係る低リプル電源の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る低リプル電源の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、電圧可逆チョッパ２１Ａと２１Ｂ、２２Ａと２２Ｂ、また２３Ａと２３Ｂを夫々ペア構成し、この各ペアの出力を夫々並列接続してペア毎に共通に設けられた正側結合リアクトル５１及び負側結合リアクトル６１、正側結合リアクトル５２及び負側結合リアクトル６２、並びに正側結合リアクトル５３及び負側結合リアクトル６３を介して負荷７に並列に給電するように構成した点である。電圧可逆チョッパ２１Ａと２１Ｂのペア及び正側結合リアクトル５１及び負側結合リアクトル６１はチョッパペア２０１を構成する。他のチョッパペアも同様に構成されるが図示を省略している。また、図６（ａ）においては制御回路９の図示も省略している。

図６（ｂ）に示すのは、図６（ａ）におけるチョッパペア２０１の内部構成図である、他のチョッパペアについては図６（ｂ）と同一構成であるので図示を省略する。図６（ｂ）に示したように、チョッパペア２０１の正側降圧チョッパ３１Ａと３１Ｂには同一のゲートパルスを制御回路から供給し、また負側降圧チョッパ４１Ａと４１Ｂには同一のゲートパルスを制御回路から供給する。他のチョッパペアについても同様とする。

このように構成することにより、図６（ａ）に示した６台の電圧可逆チョッパを所謂６多重構成とせず、ゲートパルスは正側、負側ともに６個の信号でなく３個の信号を伝送して、６多重構成の場合と同等の脈動の振幅及び周波数を持つ低リプル電源を得ることが可能となる。従って、ゲート伝送線の本数が多重構成の場合の１／２となるため、制御回路の簡略化及び部品点数の削減が可能となり信頼性が向上する。

尚、図６（ａ）は多重数ｎが６の場合を示したが、多重数ｎが偶数で且つｎ／２が奇数であればこの実施例２の構成は可能となることは明らかである。

本発明の実施例１に係る低リプル電源の回路構成図。電圧可逆チョッパの多重数が４及び３のときの搬送波のベクトル図。電圧可逆チョッパの多重数が４のときのゲートパルスタイミングを示す図。電圧可逆チョッパの多重数が３のときのゲートパルスタイミングを示す図。電圧可逆チョッパの多重数が４及び３のときの電流リプルの解析結果。本発明の実施例２に係る低リプル電源の回路構成図。

符号の説明

１直流電源
２１、・・・、２Ｎ、２１Ａ、２１Ｂ、２２Ａ、２２Ｂ、２３Ａ、２３Ｂ電圧可逆チョッパ
３１、・・・、３Ｎ、３１Ａ、３１Ｂ正側降圧チョッパ
４１、・・・、４Ｎ、４１Ａ、４１Ｂ負側降圧チョッパ
５１、・・・、５Ｎ正側結合リアクトル
６１、・・・、６Ｎ負側結合リアクトル
７負荷コイル
８フィルタ回路
９制御回路
２０１チョッパペア

Claims

共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給する第１のスイッチング素子と、前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される正側降圧チョッパと、
前記直流電源の負側に接続され、そのオンオフ動作により前記負荷に直流を供給する第２のスイッチング素子と、前記直流電源の正側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される負側降圧チョッパと
から成る電圧可逆チョッパＮ（Ｎは正の奇数）台と、
各々の前記正側降圧チョッパの出力と前記負荷の正側の間に設けられた正側結合リアクトルと、
各々の前記負側降圧チョッパの出力と前記負荷の負側の間に設けられた負側結合リアクトルと
を具備し、
各々の前記電圧可逆チョッパにおける前記第１のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波と前記第２のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波の位相差をπとし、
前記Ｎ台の電圧可逆チョッパの前記第１のスイッチング素子同士の搬送波の位相及び前記第２のスイッチング素子同士の搬送波の位相を夫々２π／Ｎずつ均等にずらすようにしたことを特徴とする低リプル電源。
前記Ｎは３、５、９、１５及び４５の何れかであることを特徴とする請求項１に記載の低リプル電源。
共通の直流電源の正側に接続され、そのオンオフ動作により共通の負荷に直流を供給する第１のスイッチング素子と、前記直流電源の負側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される正側降圧チョッパと、
前記直流電源の負側に接続され、そのオンオフ動作により前記負荷に直流を供給する第２のスイッチング素子と、前記直流電源の正側から前記スイッチング素子の出力側に通流するように接続されたダーオードで構成される負側降圧チョッパと
から成る電圧可逆チョッパ２台の出力を並列接続し、その正側出力と前記負荷の正側の間に設けられた正側結合リアクトルと、その負側出力と前記負荷の負側の間に設けられた負側結合リアクトルとを備えたペアチョッパＭ（Ｍは正の奇数）台
を具備し、
各々の前記電圧可逆チョッパにおける前記第１のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波と前記第２のスイッチング素子をパルス幅制御するための搬送波の位相差をπとし、
前記ペアチョッパを構成する２台の前記電圧可逆チョッパにおける２台の正側降圧チョッパ及び２台の負側降圧チョッパに与えるゲートパルスは夫々同一とし、
前記Ｍ台の電圧可逆チョッパの前記第１のスイッチング素子同士の搬送波の位相及び前記第２のスイッチング素子同士の搬送波の位相を夫々２π／Ｍずつ均等にずらすようにしたことを特徴とする低リプル電源。