JP7254198B2 - 多相電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、多相電動機駆動装置に関する。

多相電動機駆動装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式の複数の単相インバータを用いて、互いに電気的に絶縁された複数の巻線を備える多相電動機を駆動する。多相電動機は、上記の各単相インバータから上記の各巻線に交流電力がそれぞれ供給されることによって駆動される。このような多相電動機駆動装置において、多相電動機の巻線に電力を供給する主回路の巻線側の電位と、基準電位との間の電位変動の影響が大きくなることがあった。

特開２０１３－３９０３３号公報

本発明の目的は、多相電動機の巻線に電力を供給する主回路の巻線側の電位と、基準電位との間の電位変動の影響を低減させる多相電動機駆動装置を提供することである。

実施形態の多相電動機駆動装置は、多相電動機と、同期信号生成部と、を備え、組ごとに第１主回路と、第２主回路と、第１制御部と、第２制御部と、を備える。前記多相電動機は、少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される。前記同期信号生成部は、対になる単相インバータを含む組が決定されていて、前記多相電動機のＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の位相を調整するための同期信号を前記組に夫々供給する。前記第１主回路は、前記第１巻線に接続される単相パルス幅変調方式の第１単相インバータを第１ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御することで、前記第１単相インバータが前記第１巻線に交流電力を供給する。前記第２主回路は、前記第２巻線に接続される単相パルス幅変調方式の第２単相インバータを第２ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御することで、前記第２単相インバータが前記第２巻線に交流電力を供給する。前記第１制御部は、前記第１主回路に対応付けて設けられ、前記第１ＰＷＭ信号を第１電圧基準と第１キャリア信号に基づいて生成した前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給する。前記第２制御部は、前記第２主回路に対応付けて設けられ、前記第２ＰＷＭ信号を第２電圧基準と第２キャリア信号に基づいて生成した前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する。同じ組内の前記第１制御部と前記第２制御部は、前記第１電圧基準に基づいて生成される第１交流の位相と、前記第２電圧基準に基づいて生成される第２交流の位相との関係が同相の関係又は同相に比較的近い位相関係になるように形成されていて、前記同じ組内の前記第１制御部と前記第２制御部の何れか一方は、前記同期信号生成部からの同期信号を受けて、前記第１キャリア信号の位相と前記第２キャリア信号の位相とを、逆相の関係又は逆相に比較的近い位相関係にする。

実施形態の多相電動機駆動装置の構成図。 実施形態の多相電動機と各単相インバータとの関係を説明するための図。 実施形態の多相電動機駆動装置の主要部の構成図。 実施形態の電流制御回路の構成図。 実施形態の電流制御回路の構成図。 実施形態の主回路とフレームとの間の電位変動について説明するための図。 実施形態の主回路とフレームとの間の電位変動について説明するための図。 実施形態の主回路とフレームとの間の電位変動について説明するための図。 実施形態のノイズ抑制に関する原理の概要を説明するための概略構成図。 実施形態の変調率と零相電圧の関係を説明するための図。 実施形態の変調率と零相電圧の関係を説明するための図。 実施形態の変調率と零相電圧の関係を説明するための図。 実施形態のノイズ抑制に関する原理を説明するための図。 比較例を説明するための図。 実施形態の電圧基準の位相関係を説明するための図。 ノイズの抑制効果以外の効果について説明するための図。

以下、実施形態の多相電動機駆動装置を、図面を参照して説明する。
なお、以下の説明では、可変速の多相電動機駆動装置を単に多相電動機駆動装置と呼ぶ。また、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。以下の説明に示す「単相パルス幅変調」とは、単相交流を出力するパルス幅変調（Pulse Width Modulation）のことであり、単にＰＷＭと呼ぶことがある。「搬送波」とは、キャリア比較ＰＷＭ方式による制御（ＰＷＭ制御）に用いられる三角波又は鋸歯状波のことである。「搬送波周波数」とは、特定の搬送波における三角波又は鋸歯状波の繰り返し周期の逆数のことである。「基本波」とは、特定の搬送波の信号成分の中で、周波数が最も低い成分をいう。なお、「同じ波形」の場合には、波形が略等しい場合も含む。

図１は、実施形態の多相電動機駆動装置１の構成図である。
多相電動機駆動装置１は、直流電源２と、多相電動機（Ｍ）３と、制御装置１０とを備える。

直流電源２は、多相電動機駆動装置１の電源であり、後述する制御装置１０に直流電力を供給する。直流電源２は、負極Ｎと正極Ｐ間に所望の電圧（直流電圧）を出力する。

多相電動機３は、複数の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合されている。後述する第１巻線Ｗ１（図２）と第２巻線Ｗ２（図２）は、複数の巻線の一例である。

制御装置１０は、例えば、単相インバータ１０１と、単相インバータ１０２と、単相インバータ１０Ｎと、同期信号生成回路１５０と、速度位相制御回路１６０と、回転角度検出器１７０を備える。

単相インバータ１０１は、例えば、主回路１１１（第１主回路）と、電流制御回路１２１（第１制御部）と、コンデンサ１３１と、電流センサ１４１とを備える。

主回路１１１は、第１主回路の一例である。例えば、主回路１１１は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、各々逆並列に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とを備え、フルブリッジ型に形成されている。スイッチＳ１とダイオードＤ１の組と、スイッチＳ３とダイオードＤ３の組は、正極Ｐに接続された正側アームを成す。スイッチＳ２とダイオードＤ２の組と、スイッチＳ４とダイオードＤ４の組は、負極Ｎに接続された負側アームを成す。図に示す形態は一例でありこれに制限されることなく、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４がＦＥＴ（Field-Effect Transistor）等の他の種類の半導体装置であってもよく、主回路１１１がハーフブリッジ型に形成されてもよい。スイッチＳ１とＳ２の組と、スイッチＳ３とＳ４の組のそれぞれがレグを形成する。

主回路１１１の入力側は、直流電源２とコンデンサ１３１とに並列に接続され、コンデンサ１３１によって平滑化された電圧が供給される。主回路１１１の出力側は、図示されない端子を介して、多相電動機３の第１巻線Ｗ１に接続されている。電流センサ１４１は、主回路１１１から多相電動機３の第１巻線Ｗ１に流れる電流を検出し、電流検出値ＩＦＢＫを出力する。主回路１１１は、後述する電流制御回路１２１から供給されるゲートパルスＧＰ１に基づいて、多相電動機３の第１巻線Ｗ１に単相交流電力を供給する。例えば、複数ある主回路のうち奇数番目の主回路の出力、例えば主回路１１１の出力の一方をＵ相と呼び、他方をＶ相と呼ぶ。

単相インバータ１０２は、例えば、主回路１１２（第２主回路）と、電流制御回路１２２（第２制御部）と、コンデンサ１３２と、電流センサ１４２とを備える。

主回路１１２は、第２主回路の一例である。主回路１１２と後述する主回路１１Ｎは、主回路１１１と同様に構成されている。

主回路１１２の入力側は、直流電源２に接続され、並列に接続されたコンデンサ１３２によって平滑化された電圧が供給される。主回路１１２の出力側は、図示されない端子を介して、多相電動機３の第２巻線Ｗ２に接続されている。電流センサ１４２は、主回路１１２から多相電動機３の第２巻線Ｗ２に流れる電流を検出する。主回路１１２は、ＰＷＭ方式により変調された第２ＰＷＭ信号に基づいて、多相電動機３の第２巻線Ｗ２に単相交流電力を供給する。例えば、複数ある主回路のうち偶数番目の主回路の出力、例えば主回路１１２の出力の一方をＸ相と呼び、他方をＹ相と呼ぶ。

単相インバータ１０Ｎは、例えば、主回路１１Ｎと、電流制御回路１２Ｎと、コンデンサ１３Ｎと、電流センサ１４Ｎとを備える。

主回路１１Ｎの入力側は、直流電源２に接続され、並列に接続されたコンデンサ１３Ｎによって平滑化された電圧が供給される。主回路１１Ｎの出力側は、図示されない端子を介して、多相電動機３の第Ｎ巻線ＷＮに接続されている。電流センサ１４Ｎは、主回路１１Ｎから多相電動機３の第Ｎ巻線ＷＮに流れる電流を検出する。主回路１１Ｎは、ＰＷＭ方式により変調された第ＮＰＷＭ信号に基づいて、多相電動機３の第Ｎ巻線ＷＮに単相交流電力を供給する。

制御装置１０は、上記の単相インバータ１０１と、単相インバータ１０２と、単相インバータ１０Ｎ以外にも、図示を省略した他の単相インバータを含めてもよい。以下、単相インバータ１０１から単相インバータ１０Ｎを纏めて示す場合には、単相インバータ１０ｉという。ｉは１からＮの整数を示し、Ｎは２以上の整数である。本実施形態の場合、Ｎを偶数にするとよい。符号１０３は、単相インバータ１０３（不図示）を示す。同様に、主回路１１１から主回路１１Ｎを纏めて示す場合には、主回路１１ｉという。電流制御回路１２１から電流制御回路１２Ｎを纏めて示す場合には、電流制御回路１２ｉという。

同期信号生成回路１５０は、キャリア同期信号ＣＳＳを生成し、生成したキャリア同期信号ＣＳＳを、単相インバータ１０ｉの中の三角波キャリアを生成する各単相インバータ１０ｉの各電流制御回路に供給する。上記のキャリア同期信号ＣＳＳには、電流制御回路１２１に供給するキャリア同期信号ＣＳＳ１（図３）から、電流制御回路１２Ｎに供給するキャリア同期信号ＣＳＳＮ（図５）などが含まれてもよい。例えば、キャリア同期信号ＣＳＳ１からキャリア同期信号ＣＳＳＮが独立した信号であって良く、或いは、キャリア同期信号ＣＳＳ１からキャリア同期信号ＣＳＳＮが互いに同期する信号であってもよい。上記の同期とは、許容される位相差が含まれている関係にあることを含めてもよい。なお、以下の説明では、各単相インバータ１０ｉに供給されるキャリア同期信号ＣＳＳは、共通する信号としてキャリア同期信号ＣＳＳ１を例示して説明するが、これに制限されない。

速度位相制御回路１６０は、速度指令ωｒと後述する回転角度検出器１７０からの角度検出値θＦＢＫ（機械角）とを受けて、電流指令波高値Ｉｒと、位相角θ（電気角）と、速度検出値ωとを生成する。

速度位相制御回路１６０は、電流指令波高値Ｉｒと、位相角θとを単相インバータ１０ｉに供給する。電流指令波高値Ｉｒは、速度指令ωｒとして設定された速度指令値の速度で多相電動機３を駆動するための制御目標値である。

速度位相制御回路１６０は、速度検出値ωを、単相インバータ１０ｉの中の三角波キャリアを生成する単相インバータに供給する。三角波キャリアを生成する単相インバータとは、単相インバータ１０ｉの中の略半数の単相インバータのことであり、例えば奇数番目の単相インバータであってもよい。上記のように速度検出値ωが供給される単相インバータ１０ｉは、速度検出値ωが供給されない単相インバータ１０ｉに対して、これに代わる三角波キャリア（Ｃａｒ２）を供給する。速度位相制御回路１６０の詳細と三角波キャリアの詳細については後述する。

回転角度検出器１７０は、多相電動機３の回転角度を検出し、角度検出値θＦＢＫ（機械角）を出力する。なお、回転角度検出器１７０を設けることなく、センサレス制御にしてもよい。

図２を参照して、多相電動機３と各単相インバータ１０ｉとの関係について説明する。図２は、実施形態の多相電動機３と各単相インバータ１０ｉとの関係を説明するための図である。多相電動機３が備える各相の巻線、例えば第１巻線Ｗ１から第Ｎ巻線ＷＮに対応する単相インバータ１０ｉがそれぞれ配置されている。多相電動機３の各相の巻線は電気的には接続されていないが、異なる相の巻線による磁路がオーバラップするため磁気的に結合されていてもよい。

これにより多相電動機３は、各相に対応して設けられた各単相インバータ１０ｉによって駆動される。

図３から図５を参照して、実施形態の多相電動機駆動装置１の一例について説明する。図３は、実施形態の多相電動機駆動装置１の主要部の構成図である。

速度位相制御回路１６０の詳細について説明する。
速度位相制御回路１６０は、例えば、減算器１６１と、速度制御回路１６２と、位相制御回路１６３と、速度検出回路１６４とを備える。減算器１６１は、速度指令ωｒによる速度指令値と、後述する速度検出回路１６４によって検出された速度検出値ωとの速度偏差Δωを算出する。速度制御回路１６２は、減算器１６１によって算出された速度偏差Δωが零になるような電流指令波高値Ｉｒを生成し、生成した電流指令波高値Ｉｒを各単相インバータ１０ｉに出力する。速度検出回路１６４は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値θＦＢＫ（機械角）を微分して速度検出値ωを生成する。位相制御回路１６３は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値θＦＢＫ（機械角）に基づいて位相角θ（電気角）を生成して、位相角θを各単相インバータ１０ｉに出力する。

上記のとおり速度位相制御回路１６０は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値θＦＢＫに基づいて、多相電動機３の回転速度が速度指令ωｒになるような電流指令波高値Ｉｒを各単相インバータ１０ｉに指令し、制御に用いる位相角θを各単相インバータ１０ｉに供給する。

電流制御回路１２１の詳細について説明する。
電流制御回路１２１は、例えば、正弦値生成器１２１１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５（第１ＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）と、位相比較器１２１６（第１位相比較器）と、キャリア生成回路１２１７（第１キャリア生成ユニット）と、キャリア位相補正回路１２１８（第１位相補正ユニット）と、位相補正決定部１２１８ｃ（第１位相決定部）とを備える。

正弦値生成器１２１１は、速度位相制御回路１６０から供給される位相角θと、多相電動機３の巻線構成に基づき規定される位相差とに基づいた位相の正弦値を生成する。正弦値生成器１２１１が生成する正弦値は、対応する巻線ごとに互いに異なる。

乗算器１２１２は、速度位相制御回路１６０から供給される電流指令波高値Ｉｒと、正弦値生成器１２１１によって生成された正弦値とを乗算し、電流指令値ＩＣＭＤ１を得る。

減算器１２１３は、乗算器１２１２によって算出された電流指令値ＩＣＭＤ１から、電流センサ１４１によって検出された電流検出値ＩＤＥＴ１を減算して、電流偏差ΔＩ１を得る。

電流制御回路本体１２１４は、上記の電流偏差ΔＩ１を０にするような電圧指令値ＥＲ１を算出し、ＰＷＭ制御回路１２１５に供給する。

位相比較器１２１６は、第１搬送波をキャリア生成回路１２１７から受けて、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）の位相と、第１搬送波の位相とを比較して、その位相差に応じた値ＰＤ１を出力する。

キャリア生成回路１２１７は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相と第１搬送波の位相とが整合するように、上記の位相差ＰＤ１に基づいて、搬送波周波数ｆＨを所定量調整する。

キャリア位相補正回路１２１８は、後述する位相補正決定部１２１８ｃから供給される位相補正指令に基づいて、キャリア生成回路１２１７によって調整された搬送波周波数ｆＨの第１搬送波の位相を補正して第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２を生成する。第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２の周波数は、第１搬送波の周波数と同じであるとよい。第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２の位相差は、１８０°又は１８０°近傍の値にするとよい。キャリア位相補正回路１２１８は、第１三角波キャリアＣａｒ１をＰＷＭ１２１５に対して出力し、第２三角波キャリアＣａｒ２を電流制御回路１２２に対して出力する。

位相補正決定部１２１８ｃは、例えば、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第１三角波キャリアＣａｒ１（第１基準搬送波）の位相を決定してもよい。さらに、位相補正決定部１２１８ｃは、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第１所定量の位相差の大きさを調整して第１三角波キャリアＣａｒ１の位相を決定してもよい。位相補正決定部１２１８ｃは、第１位相決定ユニットの一例である。例えば、上記の第１所定量の位相差は、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）の位相に対する第１三角波キャリアＣａｒ１の位相の差として規定される。なお、多相電動機３の速度検出値ωによらずに、予め定められた所定値に第１三角波キャリアＣａｒ１（第１基準搬送波）の位相を決定してもよい。以下、同様である。

上記の位相比較器１２１６とキャリア生成回路１２１７は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を形成する。第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２は、共通するＰＬＬによって生成された第１搬送波に基づいて、互いの位相が逆相になるように生成される。

ＰＷＭ制御回路１２１５は、上記の電圧指令値ＥＲ１と第１三角波キャリアＣａｒ１とに基づいたＰＷＭ制御によって、主回路１１１を制御するためのゲートパルスＧＰ１を生成する。例えば、ＰＷＭ制御回路１２１５は、第１三角波キャリアＣａｒ１を用いて、多相電動機３の第１相の電圧指令値ＥＲ１を変調し、変調されたＰＷＭ信号のＧＰ１（第１ＰＷＭ信号）を主回路１１１（第１主回路）に供給する。

例えば、電圧指令値ＥＲ１は、Ｕ相のレグに対応する電圧基準Ｖｒｕと、Ｖ相のレグに対応する電圧基準Ｖｒｖとを含む。例えば、電圧基準Ｖｒｕと電圧基準Ｖｒｖの波形と振幅（大きさ）を等しくするとよい。電圧基準Ｖｒｕと電圧基準Ｖｒｖの極性は、反対の逆極性の関係にあってもよく、その位相が互いに１８０°の位相差又は１８０°近傍の位相差がある信号であってもよい。電圧基準Ｖｒｕと電圧基準Ｖｒｖの詳細について、後述する。

上記のように構成された電流制御回路１２１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１に同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第１所定量の位相差がある第１三角波キャリアＣａｒ１を生成する。電流制御回路１２１は、第１三角波キャリアＣａｒ１を用いて多相電動機３の第１相の電圧指令値ＥＲ１（電圧基準）を変調し、変調することによって得られた第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。

単相インバータ１０２と単相インバータ１０Ｎを別紙に示す。

図４を参照して、実施形態における単相インバータ１０２の電流制御回路１２２について説明する。図４は、実施形態の電流制御回路１２２の構成図である。電流制御回路１２２は、主回路１１２（第２主回路）に対応付けて設けられる。

電流制御回路１２２（第２制御部）は、例えば、正弦値生成器１２２１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２２２と、減算器１２２３と、電流制御回路本体１２２４と、ＰＷＭ制御回路１２２５（第２ＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）とを備える。詳細な説明を省略するが、正弦値生成器１２２１と、乗算器１２２２と、減算器１２２３と、電流制御回路本体１２２４と、ＰＷＭ制御回路１２２５は、前述の正弦値生成器１２１１と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５と同様に構成される。なお、電圧指令値ＥＲ２は、例えばＸ相のレグに対応する電圧基準Ｖｒｘと、Ｙ相のレグに対応する電圧基準Ｖｒｙとを含む。例えば、電圧基準Ｖｒｘと電圧基準Ｖｒｙの波形と振幅（大きさ）を等しくするとよい。電圧基準Ｖｒｘと電圧基準Ｖｒｒの極性は、反対の逆極性の関係にあってもよく、その位相が互いに１８０°の位相差又は１８０°近傍の位相差がある信号であってもよい。電圧基準Ｖｒｘと電圧基準Ｖｒｙについて、後述する。

電流制御回路１２２（第２制御部）は、その内部で三角波キャリアを生成しないで、第２三角波キャリアＣａｒ２の供給を受けてこれを利用する。これにより、電流制御回路１２２（第２制御部）は、第１三角波キャリアＣａｒ１と逆相の三角波キャリアである第２三角波キャリアＣａｒ２を利用することができる。

正弦値生成器１２２１（Ｓｉｎ）が生成する波形の位相は、正弦値生成器１２１１（Ｓｉｎ）が生成する波形の位相と同相（又は同相に比較的近い位相関係）になるように予め設定されている。これにより、電流制御回路１２１と電流制御回路１２２においてそれぞれ生成される電圧指令が互いに同相（又は同相に比較的近い位相関係）になる。

ＰＷＭ制御回路１２２５は、上記電圧指令値ＥＲ２と第２三角波キャリアＣａｒ２とに基づいたＰＷＭ制御によって、主回路１１２を制御するためのゲートパルスＧＰ２を生成する。例えば、ＰＷＭ制御回路１２２５は、第２三角波キャリアＣａｒ２を用いて、多相電動機３の第２相の電圧指令値ＥＲ２（電圧基準）を変調し、変調されたＰＷＭ信号のＧＰ２（第２ＰＷＭ信号）を主回路１１２（第２主回路）に供給する。

図５を参照して、実施形態における単相インバータ１０Ｎの電流制御回路１２Ｎについて説明する。図５は、実施形態の電流制御回路１２Ｎの構成図である。電流制御回路１２Ｎは、主回路１１Ｎに対応付けて設けられる。

電流制御回路１２Ｎは、例えば、正弦値生成器１２Ｎ１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２Ｎ２と、減算器１２Ｎ３と、電流制御回路本体１２Ｎ４と、ＰＷＭ制御回路１２Ｎ５（第ＮＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）と、位相比較器１２Ｎ６（第Ｎ位相比較器）と、キャリア生成回路１２Ｎ７（第Ｎキャリア生成ユニット）と、キャリア位相補正回路１２Ｎ８（第Ｎ位相補正ユニット）と、位相補正決定部１２Ｎ８ｃ（第Ｎ位相決定部）とを備える。詳細な説明を省略するが、正弦値生成器１２Ｎ１と、乗算器１２Ｎ２と、減算器１２Ｎ３と、電流制御回路本体１２Ｎ４と、ＰＷＭ制御回路１２Ｎ５と、位相比較器１２Ｎ６と、キャリア生成回路１２Ｎ７と、キャリア位相補正回路１２Ｎ８と、位相補正決定部１２Ｎ８ｃとは、前述の正弦値生成器１２１１と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５と、位相比較器１２１６と、キャリア生成回路１２１７と、キャリア位相補正回路１２１８と、位相補正決定部１２１８ｃと同様に構成される。電流制御回路１２Ｎに関する細部の説明は、前述の電流制御回路１２１を参照する。

電流制御回路１２Ｎは、キャリア同期信号ＣＳＳＮに同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳＮの位相に対して第Ｎ所定量の位相差がある第Ｎ三角波キャリアＣａｒＮを生成する。電流制御回路１２Ｎは、第Ｎ三角波キャリアＣａｒＮを用いて多相電動機３の第Ｎ相の電圧指令値ＥＲＮ（電圧基準）を変調し、変調することよって得られた第ＮＰＷＭ信号のゲートパルスＧＰＮを主回路１１Ｎに供給する。例えば、上記について、単相インバータ１０ｉの総数が奇数の場合に適用する。

なお、上記の単相インバータ１０ｉの総数が偶数の場合には、これについての図示を省略するが、上記に代えて、電流制御回路１２Ｎを電流制御回路１２２のように構成するとよい。これにより、電流制御回路１２Ｎは、例えば一段前の電流制御回路１２（Ｎ－１）が生成した第Ｎ三角波キャリアＣａｒＮを利用するとよい。

次に、図６から図８を参照して、主回路とフレームＥとの間に発生する電位差の変動（電位変動）について説明する。図６から図８は、実施形態の主回路とフレームＥとの間の電位変動について説明するための図である。図６に、多相電動機３を力行させるように、巻線に所定の線間電圧をかける場合を示す。図７と図８に、巻線に零相電圧をかける場合を示す。なお、説明を簡略化するため、これらの図に例示する変調率を０としている。ここでは、単相インバータ１０１の場合を例示する。

図６に示す状態は、単相インバータ１０１の第１レグのＰ側素子であるスイッチＳ１をオン（ON）に、同Ｎ側素子であるスイッチＳ２をオフ（OFF）にして、第２レグのＰ側素子であるスイッチＳ３をオフ（OFF）に、Ｎ側素子であるスイッチＳ４をオン（ON）にした場合である。

単相インバータ１０１と、直流電源２と、多相電動機３は、フレームＥに対してそれぞれ絶縁されているものと仮定する。この場合、例えば、単相インバータ１０１と直流電源２とをつなぐ直流リンク側とフレームＥとの間、及び多相電動機３側とフレームＥとの間には、浮遊容量が存在する。

例えば、単相インバータ１０１近傍の直流リンクのＰ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ１１と呼ぶ。単相インバータ１０１近傍の直流リンクのＮ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ１２と呼ぶ。

多相電動機３の内部の巻線に接続されるＵ相とＶ相と、多相電動機３の筐体との間に浮遊容量ＳＣ３１とＳＣ３２が存在する。さらに、多相電動機３の筐体とフレームＥとの間に浮遊容量（不図示）が存在する。

以下の説明では、浮遊容量ＳＣ１１の容量と浮遊容量ＳＣ１２の容量とがそれぞれ等しく、浮遊容量ＳＣ３１の容量と浮遊容量ＳＣ３２の容量とがそれぞれ等しいものとする。さらに、上記の浮遊容量ＳＣ１１、ＳＣ１２の容量は、多相電動機３の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２の容量に対して十分に小さくなる。このとき、図６に示す状態では、フレームＥの電位とＰ電位との電位差が直流電圧Ｖｄｃの半分の（Ｖｄｃ／２）になり、フレームＥの電位とＮ電位との電位差が、（Ｖｄｃ／２）になる。

上記の場合、単相インバータの出力のＵ相―Ｖ相間、つまりノーマルモードとなる経路に電流が流れて、コモンモードになる経路に流れる電流は少なくなる。

図７に、単相インバータのＰ側素子をオン（ON）に、Ｎ側素子をオフ（OFF）にした場合の回路動作を示す。例えば、Ｐ側素子は、スイッチＳ１、Ｓ３のことである。Ｎ側素子は、スイッチＳ２、Ｓ４のことである。上記の場合、多相電動機３側の筐体の電位がＰ電位に近くなり、Ｐ側素子がオン（ON）であることによりフレームＥの電位とＮ電位との電位差（Ｎ-Ｅ間電位差）が、Ｐ電位とＮ電位との電位差である直流電圧Ｖｄｃに略等しくなる。図７に示すように単相インバータの出力のＵ相とＶ相の接続導体を経て、多相電動機３側の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２を介した経路にコモンモード電流が流れる。

図８に、単相インバータのＮ側素子をオン（ON）に、Ｐ側素子をオフ（OFF）にした場合の回路動作を示す。この場合、フレームＥの電位とＮ電位とが略同電位になり、Ｎ-Ｅ間電位差は０又は０に近い大きさになる。

ノイズ抑制原理の概要について説明する。
図９は、実施形態のノイズ抑制に関する原理の概要を説明するための概略構成図である。図９に、単相インバータ１０１（第１系統のインバータ）と単相インバータ１０２（第２系統のインバータ）とを組み合わせた構成を例示する。ここで示す単相インバータの組み合わせは１対であるが、同様の組み合わせが複数含まれていてよい。

単相インバータ１０１と単相インバータ１０２は、直流電源２を共通の電源にするように、それぞれの直流側が並列に接続されている。フレームＥの電位に対する直流電源２の正極側の電位をＰ電圧と呼び、同様に負極側の電位をＮ電圧と呼ぶ。

単相インバータ１０１の主回路１１１と単相インバータ１０２の主回路１１２は、同様に構成されている。ここでは、主回路１１２のスイッチ構成を主回路１１１のスイッチ構成と識別するために、主回路１１２の各スイッチをスイッチＳ１ｃからＳ４ｃと呼ぶ。スイッチＳ１ｃからＳ４ｃは、前述のスイッチＳ１からＳ４に対応する。

第１巻線Ｗ１の両端は、主回路１１１のＵ相の出力端子とＶ相の出力端子とに接続導体を経てそれぞれ接続されている。第１巻線Ｗ１の両端は、それぞれに存在する浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２を介して多相電動機３の筐体に結合されている。第２巻線Ｗ２の両端は、主回路１１２のＸ相の出力端子とＹ相の出力端子とに接続導体を経てそれぞれ接続されている。第２巻線Ｗ２の両端は、第１巻線Ｗ１と同様にそれぞれに存在する浮遊容量ＳＣ３１ｃ、ＳＣ３２ｃを介して多相電動機３の筐体に結合されている。さらに多相電動機３は、図示されない浮遊容量によってフレームＥに結合されている。

この２つの単相インバータが零相電圧をそれぞれ出力する場合の一例として、単相インバータ１０１がＰ電圧を出力し、単相インバータ１０２がＮ電圧を出力する場合について説明する。これにより、第１巻線Ｗ１の両端及び中点の電位がＰ電圧に振られ、第２巻線Ｗ２の両端及び中点の電位がＮ電圧に振られる。上記の場合、第１巻線Ｗ１の中点の電位がＰ電圧に振られる大きさと、第２巻線Ｗ２の中点の電位がＮ電圧に振られる大きさとが等しければ、各単相インバータが出力する逆極性の零相電圧が互いに打ち消しあう。これによって、上記の零相電圧の出力に起因する電位変動は中和され、多相電動機３の筐体の電位の変動が抑制されることになる。その結果、多相電動機３の筐体からフレームＥに流れるノイズ電流が軽減されるため、フレームＥの電位の変動も抑制される。

図１０Ａから図１０Ｃを参照して、巻線の駆動について説明する。
図１０Ａから図１０Ｃは、実施形態の変調率と零相電圧の関係を説明するための図である。図１０Ａから図１０Ｃのそれぞれに示すタイミングチャートは、三角波キャリアＣａｒの１周期にわたって、Ｕ相の電圧基準ＶｒｕとＶ相の電圧基準Ｖｒｖの大きさが揃っているときに第１巻線Ｗ１に掛かる電圧の変化を示す。なお、これらの図に示す三角波キャリアＣａｒを利用してＰＷＭ制御する際の変調率を、０近傍にした場合を、図１０Ａの中の（ａ）に示し、同じく０．５近傍にした場合を図１０Ｂに示し、０．９近傍にした場合を図１０Ｃに示す。なお、図１０Ａの中の（ａ１）と（ａ２）は、主回路の導通状態を説明するための図である。

例えば、単相インバータ１０１は、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの値が三角波キャリアＣａｒの値よりも大きいときに、スイッチＳ１をオン（ON）にしてＵ相にＰ電位を出力するように制御される。単相インバータ１０１は、Ｖ相の電圧基準Ｖｒｖの値が三角波キャリアＣａｒの値よりも大きいときに、スイッチＳ３をオン（ON）にしてＶ相にＰ電位を出力するように制御される。例えば、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの値が揃っていて、かつ三角波キャリアＣａｒの値が共通である場合には、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖが三角波キャリアＣａｒの値よりもそれぞれ大きいときにＵ相とＶ相にＰ電位が出力される。これによって、単相インバータ１０１は、零相電圧としてＰ電位を出力する。

図１０Ａの中の（ａ）のグラフＲＳは、単相インバータ１０１が出力する電圧を示す。グラフＲＳが示すように、三角波キャリアＣａｒの値よりもＵ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの値が小さくなる領域ＣＮでは、単相インバータ１０１からＵ相とＶ相にＮ電位が出力される。この時の各スイッチＳの導通状態を図１０Ａの中の（ａ２）に示す。これに対し、三角波キャリアＣａｒの値よりもＵ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの値が大ききなる領域ＣＰでは、単相インバータ１０１からＵ相とＶ相にＰ電位が出力される。この時の各スイッチＳの導通状態を図１０Ａの中の（ａ１）に示す。

例えば、図１０Ａの中の（ａ）のように、電圧基準の変調率が０近傍である場合には、三角波キャリアＣａｒの値が正の値であるか負の値であるかによって、領域ＣＮと領域ＣＰが切り替わる。

図１０Ｂに、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの値に対応する変調率が０．５近傍である場合を示す。この場合には、図１０ＢのグラフＲＳが示すように、三角波キャリアＣａｒの値の絶対値が、電圧基準の値（０．５近傍の変調率）を超えると、領域ＣＮ又は領域ＣＰに切り替わる。三角波キャリアＣａｒの値の絶対値が電圧基準の値（０．５近傍の変調率）を超えない状況にあると、領域ＣＺ１、ＣＺ２、ＣＺ３の何れかになる。領域ＣＺ１、ＣＺ２、ＣＺ３では、単相インバータ１０１の出力から第１巻線Ｗ１が電気的に切り離される。このため、単相インバータ１０１は、第１巻線Ｗ１に対して零相電圧を出力しない。

図１０Ｃに、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの値とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの値に対応する変調率が０．９近傍である場合を示す。この場合には、図１０ＣのグラフＲＳが示すように、前述の変調率が０．５近傍である場合と同様に、三角波キャリアＣａｒの値の絶対値が、電圧基準の値（０．９近傍の変調率）を超えると、領域ＣＮ又は領域ＣＰに切り替わる。三角波キャリアＣａｒの値の絶対値が電圧基準の値（０．９近傍の変調率）を超えない状況にあると、領域ＣＺ１、ＣＺ２、ＣＺ３の何れかになる。図１０Ｂの場合と比べると、変調率の値が高くなるほど、領域ＣＮ又は領域ＣＰを出力する期間が短くなる。

図１１Ａと図１１Ｂを参照して、ノイズ抑制に関する原理を説明する。図１１Ａは、実施形態のノイズ抑制に関する原理を説明するための図である。図１１Ｂは、比較例を説明するための図である。以下の説明は、前述の図９に示した２つの単相インバータを組み合わせた事例に適用される。なお、図１０Ａから図１０Ｃに示した１つの単相インバータの事例との相違点を中心に説明する。

図１１Ａの中の（ａ）から（ｃ）に、電圧基準の変調率を、０近傍、０．５近傍、０．９近傍にした場合をそれぞれ例示する。

例えば、図１１Ａの中の（ａ）に、第１三角波キャリアＣａｒ１を実線で示し、第２三角波キャリアＣａｒ２を破線で示す。第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２は、周期、振幅、傾きが互いに同一で、互いの位相差が１８０°の関係にある。

単相インバータ１０１（第１の単相インバータ）は、第１三角波キャリアＣａｒ１とＵ相の電圧基準ＶｒｕとＶ相の電圧基準Ｖｒｖとの関係に基づいて、所定の条件が満たされたときにＰ電位とＮ電位の零相電圧を発生する。これを実線の矩形波ＲＳ１で示す。例えば、単相インバータ１０２（第２の単相インバータ）は、同様に、第２三角波キャリアＣａｒ２とＵ相電圧基準ＶｒｕとＶ相電圧基準Ｖｒｖとの関係に基づいて、上記の所定の条件が満たされたときにＰ電位とＮ電位の零相電圧を発生する。これを破線の矩形波ＲＳ２で示す。実線の矩形波ＲＳ１と破線の矩形波ＲＳ２は、ちょうど位相差が１８０°の関係になる。これについては、後述する。

上記は、図１１Ａの中の（ａ）に関するものであるが、電圧基準の変調率が互いに異なる図１１Ａの中の（ｂ）と（ｃ）についても同様である。上記のように、対になる２つの単相インバータの電圧基準の大きさを一致させて、その２つのキャリアの位相差が１８０°の関係になるように並列に駆動することにより、２つの単相インバータがそれぞれ出力する零相電圧による影響が打ち消しあって、フレームＥの電位変動を軽減させることができる。

例えば、単相インバータ１０１のＰＷＭ１２１５の制御によって、主回路１１１がＰ電位の零相電圧を出力し、単相インバータ１０２のＰＷＭ１２２５の制御によって、主回路１１２がＮ電位の零相電圧を出力している状態にある。ここで、単相インバータ１０１と単相インバータ１０２の電圧基準の大きさが互いに揃っていれば、上記のようにＰ電位の零相電圧の影響と、Ｎ電位の零相電圧の影響とが打ち消しあう状態になる。

これに対し、図１１Ｂに示す比較例は、単相インバータ１０１と単相インバータ１０２の電圧基準の大きさが互いに揃っていない。この点が、図１１Ａに示した事例との違いである。図１１Ｂに示す事例の場合、単相インバータ１０１と単相インバータ１０２の電圧基準の大きさが互いに揃っていないために、第１巻線Ｗ１に零相電圧が掛かる期間と第２巻線Ｗ２に零相電圧が掛かる期間とが重ならないときが生じる。このために、各主回路が出力するフレームＥに対する電圧の影響を打ち消しあわない期間が生じて、零相電圧の出力によって生じうるノイズの抑制効果が低下する。なお、図１１Ｂに示すように、単相インバータ１０１と単相インバータ１０２の電圧基準の大きさに差があり、これが大きくなるほど、上記の効果が低下することがある。このような比較例の事象を生じさせないためには、各単相インバータの電圧基準の大きさが揃うように構成するとよい。

次に、図１２を参照して、基本波位相が逆相の関係にある電圧基準を適用する事例について説明する。図１２は、実施形態の電圧基準の位相関係を説明するための図である。電圧基準の基本波位相とは、電圧基準の基本波成分の位相のことである。電圧基準の基本波成分の振幅は、正弦波になる。ここでは、第１の電圧基準と、第１の電圧基準の基本波位相に対して逆相の関係にある第２の電圧基準との関係を、幾何学的な観点で説明する。

図１２の中の（ａ）に、電圧基準の基本波成分の１周期の中で、特定の位相の範囲の電圧基準を示す。図１２の中の（ｂ）に、図１２の中の（ａ）に示した電圧基準の基本波位相を逆相にしたものを示す。図１２の中の（ａ）の縦軸は、電圧基準及び三角波キャリアの大きさを示し、この図の上に向かう方向に大きくなるように配置されている。これに対して、図１２の中の（ｂ）の縦軸は、同様に電圧基準及び三角波キャリアの大きさを示し、この図の下に向かう方向に大きくなるように配置され基本波位相が逆相であることを示している。

図１２の中の（ａ）と（ｂ）とに示す波形は、見かけ上、同じものであるが、各図の縦軸の天地が入れ替わったものである。グラフＲＳ１は、単相インバータが出力する電圧を示す。

グラフＲＳ１が示すように、零相電圧は、三角波キャリアＣａｒの絶対値が、Ｕ相の電圧基準ＶｒｕとＶ相の電圧基準Ｖｒｖの両方の値よりも大きい場合に出力される。図１２の中の（ａ）と（ｂ）に示すように、縦軸の向きを入れ替えて、基本波位相を逆相にした場合も同様の条件が満たされるときに零相電圧が生成されることに変わりはない。このことは、単相インバータ１０１と単相インバータ１０２の基本波位相差が１８０°の場合でも、キャリア位相を差１８０°とすれば零相電圧による影響が打ち消しあって、フレームＥの電位変動を軽減させることができることを示している。

次に、キャリア位相を逆相にしてもインバータ出力電圧（線間電圧）波形が変わらない理由を、解析学的な観点で、数式を用いて説明する。

例えば、Ｕ相の出力端子の対に接続される接続線ＵＬ（図１）と、Ｖ相の出力端子の対に接続される接続線ＶＬ（図１）間に正電圧を出力する場合について説明する。換言すれば上記の場合は、Ｕ相に対応する第１正側アームとＹ相に対応する第２負側アームとがともにオン（ON）の場合のことである。

以下の式中に示す変数VruをＵ相の電圧基準Ｖｒｕとし、変数VrvをＶ相の電圧基準Ｖｒｖとし、変数carを三角波キャリアの値とする。

Ｕ相正側アームをオン（ON）にするときの条件を次の式（１）に示す。この場合、Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕが、三角波キャリアの値よりも大きい。

Vru - car > 0 ・・・（１）

Ｙ相負側アームをオン（ON）にするときの条件を次の式（２）に示す。この場合、Ｖ相の電圧基準Ｖｒｖが、三角波キャリアの値よりも小さい。なお、Ｙ相の制御に用いるＹ相の基準電圧Ｖｒｙは、Ｖ相の電圧基準Ｖｒｖに等しいものとする。式（２）の中の変数として、Ｖ相の電圧基準Ｖｒｖの変数Vrvを用いている。

Vrv - car < 0 ・・・（２）

以下、ノイズ抑制に効果がある状態に関連する所望の条件が満たされるときに、上記の式（１）と式（２）が成立することについて説明する。

Ｕ相正側アームをオン（ON）にして、Ｙ相負側アームをオン（ON）にしている期間において、以下の関係が成り立つ。

式（１）を変形すると、次の式（３）になる。

Vru > car ・・・（３）

Ｕ相の電圧基準Ｖｒｕの位相とＶ相の電圧基準Ｖｒｖの位相とが、逆相の関係にあるから、次の式（４）の関係がある。

Vru = -Vrv ・・・（４）

そこで、式（４）の関係にあるVrvを式（２）に代入して整理すると、次の式（５）と式（６）とが得られる。

-Vru - car < 0 ・・・（５）
Vru + car > 0 ・・・（６）

続いて、上記の式（５）又は式（６）が満たされることを確認する。
Ｕ相を制御するための第１三角波キャリア（変数car1）と、Ｙ相を制御するための第２三角波キャリア（変数car2）とが逆相になるから、次の式（７）に示す関係がある。

car’ = -car ・・・（７）

Ｖ相の電圧基準Ｖｒｖと第２三角波キャリア（変数car2）との関係を、次の式（８）と式（９）とに整理する。

Vru - car2 = Vru - (-car1) = Vru + car1 > 0 ・・・（８）
Vrv - car2 = (-Vru) - (-car1) = -Vru + car1 < 0 ・・・（９）

上記の式（８）から、Ｕ相正側アームをオン（ON）にするための式（１）が導かれている。上記の式（９）から、式（５）の関係が導かれている。上記のとおり、式（５）は、Ｙ相負側アームをオン（ON）にするための式（２）に関連する。

このように、上記の式（３）から式（９）に示した関係から、式（１）と式（２）を導くことができる。

次に、図１３を参照して、ノイズの抑制効果以外の効果について説明する。
図１３は、ノイズの抑制効果以外の効果について説明するための図である。
図１３の中の（ａ）に示す三角波キャリアＣａr１と、図１３の中の（ｂ）に示す三角波キャリアＣａr２は、その振幅の平均値を基準にして、正側の波形と負側の波形の対象性がそれぞれ保たれている。三角波キャリアＣａr１と三角波キャリアＣａr２は、逆相の関係にあるが、各単相インバータ１０ｉが出力する電圧、換言すれば各巻線の両端に掛かる電圧（線間電圧）の波形は、変わらない。これは、多相電動機３側から見た状態は、各相の三角波キャリアを同期して、各相の三角波キャリアの位相を揃えた場合と変わりがない。

上記の実施形態によれば、電流制御回路１２１は、主回路１１１に対応付けて設けられ、第１ＰＷＭ信号を第１電圧基準Ｅｒ１と第１キャリア信号Ｃａｒ１に基づいて生成し、第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。電流制御回路１２２は、主回路１１２に対応付けて設けられ、第２ＰＷＭ信号を第２電圧基準Ｅｒ２と第２キャリア信号Ｃａｒ２に基づいて生成し、第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する。第１電圧基準に基づいて生成される第１交流の位相と、第２電圧基準に基づいて生成される第２交流の位相との関係が同相の関係又は同相に比較的近い位相関係にある電流制御回路１２１と電流制御回路１２２において、第１キャリア信号Ｃａｒ１の位相と第２キャリア信号Ｃａｒ２の位相との関係が、逆相の関係又は逆相に比較的近い位相関係にある。これにより、多相電動機３の第１巻線Ｗ１に電力を供給する主回路１１１の第１巻線Ｗ１側の電位と、フレームＥの電位との間の電位変動の影響を低減させることができる。

電流制御回路１２１は、第１巻線Ｗ１を第１極性に充電するようなＰ電圧を主回路１１１から出力させる。電流制御回路１２２は、第２巻線Ｗ２を第２極性に充電するようなＮ電圧を主回路１１２から出力させる。このとき、第１極性と第２極性は、互いに相補の関係にあれば。これによって、主回路１１１の第１巻線Ｗ１側の電位と、フレームＥの電位との間の電位変動の影響と、主回路１１２の第２巻線Ｗ２側の電位と、フレームＥの電位との間の電位変動の影響と、を低減させることができる。

電流制御回路１２１は、第１電圧基準Ｅｒ１の大きさと第１三角波キャリアＣａｒ１の大きさの比較結果に基づいて、第１巻線Ｗ１を第１極性に充電するような電圧を主回路１１１から出力させる。これに合わせて、電流制御回路１２２は、第２電圧基準Ｅｒ２の大きさと第２三角波キャリアＣａｒ２の大きさの比較結果に基づいて、第２巻線Ｗ２を第２極性に充電するような電圧を主回路１１２から出力させてもよい。これにより、フレームＥの電位変動を低減させることができる。

例えば、電流制御回路１２１は、キャリア生成回路１２１７を備える。キャリア生成回路１２１７は、同期信号に基づいて第１三角波キャリアＣａｒ１と第２三角波キャリアＣａｒ２を生成する。電流制御回路１２２は、キャリア生成回路を備えずに、電流制御回路１２１から第２三角波キャリアの供給を受けるとよい。これにより、第１三角波キャリアＣａｒ１の位相と第２三角波キャリアＣａｒ２の位相の管理が容易になる。

なお、上記の実施形態では、単相インバータ１０１と１０２を例示して、２台の単相インバータの場合について説明したが、上記の説明を偶数台の単相インバータを備える構成に適用してもよい。その場合には、奇数番目の単相インバータと偶数番目の単相インバータを上記の単相インバータ１０１と１０２にそれぞれ当てはめるとよい。上記と同様のキャリア信号の位相の調整方法によって、複数台の単相インバータを備える構成の場合についても、上記と同様の結果が得られる。

なお、各単相インバータのＰＬＬが生成する信号の位相の連続性を保ちながら、上記のようにＰＷＭ制御に利用する各三角波キャリア信号の位相に位相差を設けたり、位相差をなくしたり切り替えることができ、その大きさを調整してもよい。

なお、多相電動機３の各相の巻線に対して設けられた各単相インバータのキャリア信号を同期させることにより、位相を整合させて巻線に入力されるＰＷＭパルスのタイミングを一致させている。このような場合、ＰＷＭパルス起因の高調波電流成分が減少し多相電動機３の損失・温度上昇を低減することがある。

少なくとも上記の実施形態によれば、多相電動機駆動装置１は、多相電動機３と、主回路１１１と、主回路１１２と、電流制御回路１２１と、電流制御回路１２２と、を備える。多相電動機３は、少なくとも第１巻線Ｗ１と第２巻線Ｗ２とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される。主回路１１１（第１主回路）は、第１巻線Ｗ１に接続され、ＰＷＭ方式により変調された第１ＰＷＭ信号に基づいて第１巻線Ｗ１に交流電力を供給する。主回路１１２（第２主回路）は、第２巻線Ｗ２に接続され、ＰＷＭ方式により変調された第２ＰＷＭ信号に基づいて第２巻線Ｗ２に交流電力を供給する。電流制御回路１２１（第１制御部）は、主回路１１１に対応付けて設けられ、第１ＰＷＭ信号を第１電圧基準と第１キャリア信号に基づいて生成し、第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。電流制御回路１２２（第２制御部）は、主回路１１２に対応付けて設けられ、第２ＰＷＭ信号を第２電圧基準と第２キャリア信号に基づいて生成し、第２ＰＷＭ信号を主回路１１２に供給する。第１電圧基準に基づいて生成される第１交流の位相と、第２電圧基準に基づいて生成される第２交流の位相との関係が同相の関係又は同相に比較的近い位相関係にある電流制御回路１２１と電流制御回路１２２において、第１キャリア信号の位相と第２キャリア信号の位相との関係が、逆相の関係又は逆相に比較的近い位相関係にある。これにより、多相電動機駆動装置１は、多相電動機３の巻線に電力を供給する主回路の巻線側の電位と、基準電位との間の電位変動の影響を低減させることができる。

上記の多相電動機駆動装置１の電流制御回路１２ｉとは、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…多相電動機駆動装置、２…直流電源、３…多相電動機、１０…制御装置、１０１、１０２、１０Ｎ、１０ｉ…単相インバータ、１５０…同期信号生成回路、１６０…速度位相制御回路、１７０…回転角度検出器、１１１…主回路（第１主回路）、１１２…主回路（第２主回路）、１１Ｎ、１１ｉ…主回路、１２１…電流制御回路（第１制御部）、１２２…電流制御回路（第２制御部）、１２Ｎ、１２ｉ…電流制御回路、１２１５…ＰＷＭ制御回路（第１ＰＷＭユニット）、１２１６…位相比較器（第１位相比較器）、１２１７…キャリア生成回路（第１キャリア生成ユニット）、１２１８…キャリア位相補正回路（第１キャリア位相補正回路）、１２１８ｃ…位相補正決定部、１２２５…ＰＷＭ制御回路（第２ＰＷＭユニット）、１２Ｎ５…ＰＷＭ制御回路（第ＮＰＷＭユニット）、１２Ｎ６…位相比較器（第Ｎ位相比較器）、１２Ｎ７…キャリア生成回路（第Ｎキャリア生成ユニット）、１２Ｎ８…キャリア位相補正回路（第Ｎキャリア位相補正回路）、１２Ｎ８ｃ…位相補正決定部、１３１、１３２、１３Ｎ…コンデンサ、１４１、１４２、１４Ｎ…電流センサ、１５０…同期信号生成回路、１６０…速度位相制御回路

Claims (9)

1. 少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備えた多相電動機であって、前記複数の巻線の各巻線相互間が電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される多相電動機と、
   対になる単相インバータを含む組が決定されていて、前記多相電動機のＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の位相を調整するための同期信号を前記組に夫々供給する同期信号生成部と、
   を備え、
   前記第１巻線に接続される単相パルス幅変調方式の第１単相インバータを第１ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御することで、前記第１単相インバータが前記第１巻線に交流電力を供給する第１主回路と、
   前記第２巻線に接続される単相パルス幅変調方式の第２単相インバータを第２ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御することで、前記第２単相インバータが前記第２巻線に交流電力を供給する第２主回路と、
   前記第１主回路に対応付けて設けられ、前記第１ＰＷＭ信号を第１電圧基準と第１キャリア信号に基づいて生成した前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給する第１制御部と、
   前記第２主回路に対応付けて設けられ、前記第２ＰＷＭ信号を第２電圧基準と第２キャリア信号に基づいて生成した前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する第２制御部と、
   をさらに組ごとに備え、
   同じ組内の前記第１制御部と前記第２制御部は、
   前記第１電圧基準に基づいて生成される第１交流の位相と、前記第２電圧基準に基づいて生成される第２交流の位相との関係が同相の関係又は同相に比較的近い位相関係になるように形成されていて、
   前記同じ組内の前記第１制御部と前記第２制御部の何れか一方は、
   前記同期信号生成部からの同期信号を受けて、前記第１キャリア信号の位相と前記第２キャリア信号の位相とを、逆相の関係又は逆相に比較的近い位相関係にする、
   多相電動機駆動装置。
2. 各組の前記第１制御部は、
   前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号とを生成する位相補正回路を備え、
   前記各組の前記第２制御部は、
   前記第２制御部と同じ組の前記第１制御部によって前記生成された第２キャリア信号を前記第２ＰＷＭ信号の生成に用いる、
   請求項１記載の多相電動機駆動装置。
3. 前記第１制御部は、
   前記第１巻線を第１極性に充電するような電圧を前記第１主回路から出力させて、
   前記第２制御部は、
   前記第２巻線を第２極性に充電するような電圧を前記第２主回路から出力させて、
   前記第１極性と前記第２極性は、互いに相補の関係にある、
   請求項１記載の多相電動機駆動装置。
4. 前記第１制御部は、
   前記第１電圧基準の大きさと前記第１キャリア信号の大きさの比較結果に基づいて、前記第１巻線を第１極性に充電するような電圧を前記第１主回路から出力させて、
   前記第２制御部は、
   前記第２電圧基準の大きさと前記第２キャリア信号の大きさの比較結果に基づいて、前記第２巻線を第２極性に充電するような電圧を前記第２主回路から出力させる、
   請求項１記載の多相電動機駆動装置。
5. 前記多相電動機の前記複数の巻線は、
   ３つ以上であり、前記組をなす前記第１巻線と前記第２巻線のほかに、前記組をなさない第３巻線を含む、
   請求項１記載の多相電動機駆動装置。
6. 前記第３巻線に接続される単相パルス幅変調方式の第３単相インバータを第３ＰＷＭ信号に基づいてＰＷＭ制御することで、前記第３単相インバータが前記第３巻線に交流電力を供給する第３主回路と、
   前記第３主回路に対応付けて設けられ、前記第３ＰＷＭ信号を第３電圧基準と第３キャリア信号に基づいて生成し、前記第３ＰＷＭ信号を前記第３主回路に供給する第３制御部と、
   を備える請求項５記載の多相電動機駆動装置。
7. 前記同期信号生成部は、
   前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号を同期させるための同期信号を前記各組の前記第１制御部に供給する、
   請求項２記載の多相電動機駆動装置。
8. 前記同じ組内の前記第１制御部は、
   前記同期信号に基づいて周波数を調整して、
   前記位相補正回路は、
   前記調整された周波数を用いて、前記第１キャリア信号と前記第２キャリア信号を生成する、
   請求項７記載の多相電動機駆動装置。
9. 前記第１電圧基準の第１交流の位相と、前記第２電圧基準の第２交流の位相との関係が所定の位相関係になるように形成されていて、
   前記所定の位相関係が、同相の関係、同相に比較的近い位相関係、逆相の関係及び逆相に比較的近い位相関係の内の何れかである、
   請求項１に記載の多相電動機駆動装置。

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