JP2007300712A - 交流電力供給装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３相交流電源から無停電電源装置を介して単相負荷に電力を供給することが不可能になった時に、単相バイパス回路を介して単相負荷に電力を供給する方式のコストの低減が要求されている。
【解決手段】第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１b、１ｃに対して第１、第２及び第３の入力導体１８a、１８b、１８cを介してAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３を接続する。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３と負荷２との間に蓄電池４及びDC−AC変換回路５を接続する。第１及び第２の交流入力端子１a、１bと第１及び第２の交流出力端子２a、２bとの間に単相バイパス回路６を設ける。第１及び第２のバイパス電流検出器１５ａ，１５ｂを設ける。バイパス給電時に、第１及び第２のバイパ電流検出信号でAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３から供給する補償電流を制御し、３相交流入力電流を平衡化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相入力単相出力の無停電電源装置（UPS）と単相バイパス回路とを有する交流電力供給装置に関し、更に詳細には、単相バイパス回路を介して負荷に電力を供給している時の３相交流入力電流の平衡化改善方式に関する。

３相入力単相出力の無停電電源装置と単相バイパス回路とによって単相負荷に交流電力を供給する方式は特許文献１等で公知である。この方式において単相バイパス回路を使用しないで無停電電源装置を介して単相負荷に交流電力を供給している時には、無停電電源装置の３相交流入力電流は平衡している。従って、この場合には、無停電電源装置の容量及び交流電源側装置（例えば、電源トランス、開閉器等）の電力容量を、単相負荷の電力容量とほぼ同一にすることができる。これに対し、３相交流電源から単相バイパス回路を介して単相負荷に交流電力を供給する時には３相交流入力電流が不平衡になり、単相負荷の電力容量の√３倍の電力容量が３相交流電源側に要求される。これにより、交流電源側装置（例えばトランス、開閉器等）が大型且つ高価になる。

３相交流電源から単相負荷に電力を供給する時に生じる３相交流電流の不平衡化の問題を解消するために、３相交流入力端子にアクティブフイルタを接続することが特許文献１に開示されている。このように３相交流入力端子にアクティブフイルタを接続すると、このアクティブフイルタから補償電流を供給することができ、３相交流電流の平衡化を図ることができる。また、アクティブフイルタによって波形改善及び力率改善を図ることができる。

しかし、特許文献１に示すように独立したアクティブフイルタを設けると、交流電力供給装置が必然的に大型且つ高価になる。
特開平４−３０４１２５号公報

本発明が解決しようとする課題は、単相バイパス回路に基づく３相交流入力電流の不平衡が改善された従来の交流電力供給装置は大型且つコスト高になることである。従って、本発明の目的は単相バイパス回路に基づく３相交流入力電流の不平衡化を解消することができる交流電力供給装置の小型化及び低コスト化図ることである。

上記課題を解決するための本発明は、
３相交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端子と、
単相交流電圧を出力するための第1及び第2の交流出力端子と、
前記第1、第2及び第3の交流入力端子に第1、第2及び第3の入力導体を介して接続されたAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路と、
前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の対の直流端子間に接続された蓄電手段と、
前記蓄電手段と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続されたDC−AC変換回路と、
前記第1及び第2の交流入力端子と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続され且つバイパススイッチを有している単相バイパス回路と、
前記単相バイパス回路の電流を検出するバイパス電流検出手段と、
前記第1、第2及び第3の交流入力端子の電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
前記AC−DC変換器兼アクティブフイルタ回路の前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記バイパス電流検出手段と記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧検出手段とに接続されており且つ前記バイパススイッチがオフの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子の3相交流電圧を直流電圧に変換するためのAD−DC変換制御信号を形成し、このAC−DC変換制御信号を前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能と、前記バイパススイッチがオンの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子を通って流れる第1、第2及び第3相電流を平衡化させるためのアクティブフイルタ制御信号を形成し、このアクティブフイルタ制御信号をAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能とを有しているAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置に係わるものである。

なお、請求項２に示すように、更に、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の第1、第2及び第3の交流端子を流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段を有し、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路は、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段に接続されており、且つ前記第1、第2及び第3の交流入力端子を流れる電流の波形改善及び力率改善機能を有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路は、
第2、 第2及び第3の交流端子と、
第1及び第2の直流端子と、
前記第1、第2の直流端子間に接続された第1及び第2のスイッチの直列回路、第3及び第4のスイッチの直列回路及び第5及び第6のスイッチの直列回路と、
前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに対して逆方向並列に接続された個別又は内蔵の第１、第2、第３、第4、第5及び第6のダイオードと、
前記第1の交流端子と前記第1及び第2のスイッチの相互接続点との間に接続された第1のリアクトルと、
前記第2の交流端子と前記第3及び第４のスイッチの相互接続点との間に接続された第2のリアクトルと、
前記第3の交流端子と前記第5及び第6のスイッチの相互接続点との間に接続された第3のリアクトルと、
前記第1、第2及び第3の交流端子の相互間に接続された第1、第2及び第3のコンデンサと
から成ることが望ましい。

本発明では、バッテリ等の蓄電手段及びDC−AC変換回路に直流電力を供給するためのAC−DC変換回路をアクティブフイルタ（アクティブスイッチを使用して電流を目標波形にするためのフイルタ）として兼用している。従って、単相バイパス回路を介して単相負荷に電力を供給する時における３相交流入力電流の平衡化が独立したアクティブフイルタ使用しないで達成され、交流電力供給装置の小型化及び低コスト化が達成される。

次に、図１〜図５を参照して本発明の実施形態を説明する。

本実施例１に係わる交流電力供給装置は、図１に示すように図示されていない例えば２００V、５０Hzの３相正弦波交流電源に接続される第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃと、単相負荷２に接続される第１及び第２の交流出力端子２a、２bと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ（AF）回路３と、蓄電手段としての蓄電池４と、DC−AC変換回路（インバータ回路）５と、単相バイパス回路６と、単相バイパス回路６の電流を検出するバイパス電流検出手段としての第１及び第２のバイパス電流検出器１５ａ，１５ｂと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第1、第2及び第3の交流端子３ａ，３ｂ，３ｃを流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段としての第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器７a、７ｂ、７ｃと、交流入力電圧検出手段を構成するための第１、第２及び第３の電圧検出ライン８a、８ｂ、８ｃと、直流電圧検出手段としての直流電圧検出ライン９a、９ｂと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路１０と、交流出力電圧検出手段としての交流出力電圧検出ライン１１a、１１ｂと、DC−AC変換制御回路１２と、第１、第２及び第３の開閉器１３、１４、１６と、制御可能な交流スイッチから成るバイパススイッチ１７とを有している。なおAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３と蓄電池４とDC−AC変換回路５とによって無停電電源装置（UPS）が構成されている。

本発明に係るAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第１、第２及び第３の交流端子３a、３b、３ｃは、第１の開閉器１３と第１、第２及び第３の入力導体１８a、１８ｂ、１８ｃとを介して第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに接続され、その第１及び第２の直流端子３d、３eは第２の開閉器１４を介して蓄電池４に接続され、且つDC−AC変換回路５にも接続されている。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３は、
（１） バイパススイッチ１７がオフのインバータ給電期間に、３相交流電源の３相交流電圧を直流電圧に変換して蓄電池４を充電すると同時にDC−AC変換回路５に直流電圧を供給するためのAC−DC変換機能と、
（２） このAC−DC変換時において第１、第２及び第３の交流入力端子１a 、１ｂ、２ｃにおける力率を好ましくは１００％となるように改善し且つ第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃを流れる第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwを正弦波に近似するように波形改善する機能と、
（３） バイパススイッチ１７がオンのバイパス給電期間に、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｄ、１ｃを流れる第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwを平衡化する機能と、
（４） このバイパス給電期間に、力率改善及び波形改善する機能と
を有する。

次に、図２を参照して図１のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３を詳しく説明する。AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第１及び第２の直流端子３d、３e間に、第１及び第２のスイッチQ1、Q2の直列回路と、第３及び第４のスイッチQ3、Q4の直列回路と、第５及び第６のスイッチQ5、Q6の直列回路とが接続されている。第１〜第６のスイッチQ1〜Q6は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBTで示されているが、これに限るものでなくFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチ又はアクティブスイッチとすることができる。

第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチQ１、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6に対して逆方向並列に第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D６が接続されている。即ち、第１、第３及び第５のダイオードD1、D3、D5のカソードが第１の直流端子３dにそれぞれ接続され、アノードが第１、第３及び第５のスイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５のエミッタに接続され、 第２、第４及び第６のダイオードD2、D4、D6のアノードが第２の直流端子３eにそれぞれ接続され、カソードが第２、第４及び第６のスイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ６のコレクタに接続されている。なお、第１〜第６のダイオードD1〜D6を第１〜第６のスイッチQ1〜Q6と同一の半導体基板に形成することもできる。また、第１〜第６のスイッチQ1〜Q6を絶縁ゲート型FETで構成する場合には、第１〜第６のダイオードD1〜D6を絶縁ゲート型FETの寄生ダイオードとすることができる。要するに、第１〜第６のダイオードD1〜D6を個別のダイオード又は内蔵ダイオード又は寄生ダイオードのいずれで構成してもよい。

第１及び第２の直流端子３ｄ、３eにコンデンサCoが接続されている。このコンデンサCoは蓄電池４よりも十分に小さい電力容量を有する。

第１の交流端子３aと第１及び第２のスイッチQ1、Q2の相互接続点２１との間に第１のリアクトル（インダクタ）L1が接続され、第２の交流端子３bと第３及び第４のスイッチQ3、Q4の相互接続点２２との間に第２のリアクトル（インダクタ）L２が接続され、第３の交流端子３cと第５及び第６のスイッチQ5、Q6の相互接続点２３との間に第３のリアクトル（インダクタ）L3が接続されている。第１、第２及び第３のリアクトルL1、L2、L3は、図１の第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに流れる第１、第２及び第３相電流Iv、Iv、Iwを平衡化するための補償電流、力率改善及び波形改善のための補償電流を供給する機能を有する。

第１、第２及び第３の交流端子３a、３b、３cの相互間に第１、第２及び第３のフイルタ用コンデンサC1、C2、C3が接続されている。この第１、第２及び第３のフイルタ用コンデンサC1、C2、C3は第１、第２及び第３のリアクトルL1、L2、L3と同様に、第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwの平衡化のための補償電流、力率及び波形改善のための補償電流を供給する機能を有する。

図１に示すAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路１０は、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第１〜第６のスイッチQ1〜Q6をオン・オフ制御するためのものであって、第１、第２及び第３の交流入力電圧検出ライン８a、８b、８cに接続され、且つ第１及び第２のバイパス電流検出ライン２１，２２を介して第１及び第２のバイパス電流検出器１５ａ，１５ｂに接続され、且つ第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン１９a、１９b、１９ｃを介して第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器７a、７b、７cに接続され、且つ第１及び第２の直流電圧検出ライン９a、９bによってAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第１及び第２の直流端子３d、３eに接続され、且つ制御バス２０によってAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３に接続されている。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路１０の詳細は後述する。

蓄電池４は、第２の開閉器１４を介してAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第１及び第２の直流端子３d、３eに接続されていると共に、第２の開閉器１４を介してDC−AC変換回路５の直流端子にも接続されている。従って、蓄電池４は、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３から得られた直流電圧によって充電されてDC−AC変換回路５の直流電源として機能する。

DC−AC変換回路５は、蓄電池４から供給された直流（DC）電圧を交流（AC）電圧に変換する周知のインバータ回路から成る。この実施例のDC−AC変換回路５は直流電圧を単相交流電圧に変換する単相インバータ回路であるので、図２のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３から第５及び第６のスイッチQ5、Q6と、第５及び第６のダイオードD5、D6と、第３の交流端子３cと、第２及び第３のフイルタ用コンデンサC2、C3と、第２及び第３のリアクトルL2、L3とを除去した回路に相当する。このDC−AC変換回路５の出力端子は第３の開閉器１６を介して負荷３に接続されている。
なお、DC−AC変換回路５を３相インバータ回路とし、３相出力の内の単相出力のみを使用することもできる。

DC−AC変換制御回路１２は、DC−AC変換回路５と交流出力電圧検出ライン１１a、１１bと第１及び第２の交流入力電圧検出ライン８a 、８bとに接続され、交流入力電圧に同期し且つ所望の振幅を有している交流出力電圧を発生するようにDC−AC変換回路５の変換用スイッチを周知の方法でPWM制御する。

単相バイパス回路６は第１、第２、第３、及び第４のバイパスライン６a、６b、６ｃ、６ｄとバイパススイッチ１７とから成る。第１及び第２のバイパスライン６a、６bの一端は第１及び第２の交流入力端子１ａ，１ｂに接続されている。第１及び第２のバイパスライン６a、６bの他端はバイパススイッチ１７に接続されている。第３及び第４のバイパスライン６c、６dはバイパススイッチ１７と第１及び第２の交流出力端子２a、２bとの間に接続されている。バイパススイッチ１７は半導体素子で構成した交流スイッチであることが望ましい。
第１及び第２のバイパス電流検出器１５ａ，１５ｂは、第１及び第２のバイパスライン６a、６bに電磁結合されたカレントトランスから成り、第１及び第２のバイパス電流Ｉｕ１，Ｉｖ１を検出し、これを第１及び第２のバイパス電流検出ライン２１，２２に送出する。ここでは、説明を容易にするために第１及び第２のバイパスライン６a、６bの電流と第１及び第２のバイパス電流検出ライン２１，２２に得られる電流検出信号との両方をＩｕ１，Ｉｖ１で示すことにする。
なお、第１及び第２のバイパス電流Ｉｕ１，Ｉｖ１は振幅が互いに同一で位相が逆の関係を有するので、第１及び第２のバイパス電流Ｉｕ１，Ｉｖ１のいずれか一方のみを検出し、他方のバイパス電流を示す信号を一方バイパス電流の検出信号を位相反転することによって得ることもできる。例えば、第２のバイパス電流検出器１５ｂを省き、第１のバイパス電流検出器１５ａの出力を位相反転する回路を設け、ここから第２のバイパス電流検出信号Ｉｖ１を得ることができる。
第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器７a、７b、７ｃは、第１及び第２の入力導体１８a、１８bと第１及び第２のバイパスライン６a、６bとの接続点P1、P2よりも負荷側の電源ラインに電磁結合されたカレントトランスから成り、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第1、第2及び第3の交流端子３ａ，３ｂ，３ｃを流れる第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を検出する。ここでは、説明を容易にするために第1、第2及び第3の交流端子３ａ，３ｂ，３ｃを流れる電流と第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン１９ａ，１９ｂ，１９ｃに得られる電流検出信号との両方をＩｕ２，Ｉｖ２、Ｉｗ２で示すことにする。

次に、図３を参照して図１のAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路１０を詳しく説明する。交流電圧検出回路３１は、第１、第２及び第３の交流入力電圧検出ライン８a、８b、８ｃを介して図１の第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに接続され、第1、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの第１、第２及び第３相電圧Vu、Vv、Vwを示す出力をライン３２a、３２ｂ、３２ｃに出力する。ライン３２a、３２b、３２cの第１、第２及び第３相交流電圧Vu、Vv、Vwは波形改善及び力率改善の目標正弦波を示す。なお、本願では説明を容易にするために図１の第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃにおける相電圧と電圧検出回路３１の出力電圧とを同一のVu、Vv、Vwで示すことにする。

２つの電圧検出抵抗３３、３４は第１、及び第２の直流電圧検出ライン９a、９bを介して図１の第１及び第２の直流端子３d、３eに接続され、第１及び第２の直流端子３d、３eの電圧の分圧値を誤差増幅器３５の一方の入力端子に与える。誤差増幅器３５は基準電圧源３６の基準電圧と電圧検出抵抗３３、３４で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Vdとして出力する。

第１、第２及び第３の乗算器３７a、３７b、３７ｃは、ライン３２a、３２b、３２cの第１、第２及び第３相電圧Vu、Vv、Vwに誤差増幅器３５の直流出力電圧指令値Vdを乗算し、第１、第２及び第３相指令値Vu´、Vｖ´、Vw´を作成する。第１、第２及び第３相指令値Vu´、Vｖ´、Vw´は第１、第２及び第３相交流電圧Vu、Vv、Vｗの振幅を直流電圧指令値Vdで変調したものに相当する。なお、乗算器３７a、３７b、３７cの代わりに除算器を設けることもできる。

第１及び第２の乗算器３７a、３７bに第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂの一方の入力端子が接続されている。この第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂは、バイパス給電期間において第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃを流れる第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になることを防ぐための第１及び第２の目標補償電流（バイパス電流を考慮した電流指令）を形成する手段として機能し、バイパス給電しない時には単なる伝送路として機能する。第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂの他方の入力端子は切換手段２３に含まれている第１及び第２の切換スイッチ２４，２５に接続されている。第１及び第２の切換スイッチ２４，２５は、バイパススイッチ１７がオフの時即ちインバータ給電期間に接点ａに接続され、バイパススイッチ１７がオンの時即ちバイパス給電期間に接点ｂに接続される。第１及び第２の切換スイッチ２４，２５の接点ａはグランドに接続され、接点ｂは第１及び第２のバイパス電流検出ライン２１，２２に接続されている。従って、インバータ給電期間には第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂは、第１及び第２の乗算器３７a、３７bから得られた第１及び第２指令値Vu´、Vｖ´をそのまま出力する。また、バイパス給電期間には第１及び第２の乗算器３７a、３７bから得られた第１及び第２指令値Vu´、Vｖ´と第１及び第２のバイパス電流検出ライン２１，２２の第１及び第２のバイパス電流検出信号Iu１、Iv1との差を示す信号を形成し、これを第１及び第２のバイパス電流による不平衡を解消するための第１及び第２相補償指令値Vu´´、Vｖ´´として出力する。
AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の第1、第2及び第3の交流端子３ａ，３ｂ，３ｃを流れる第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を目標値に制御するために第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cが設けられている。第１及び第２の帰還制御用減算器３８a、３８bの一方の入力端子は第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂを介して第１及び第２の乗算器３７a、３７bに接続され、第３の帰還制御用減算器３８ｃの一方の入力端子は第３の乗算器３７ｃに直接に接続されている。第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cの他方の入力端子は第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン１９ａ，１９ｂ，１９ｃに接続されている。従って、インバータ給電期間には、第１、第２及び第３相指令値Vu´、Vｖ´、Vw´と第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu２、Iv２、Iw２との差を示す信号が第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cから出力される。また、バイパス給電期間には、第１及び第２相補償指令値Vu´´、Vｖ´´と第１及び第２のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu２、Iv２との差を示す信号が第１及び第２の帰還制御用減算器３８a、３８bから出力され、また第３相指令値Vw´と第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iw２との差を示す信号が第３の帰還制御用減算器３８cから出力される。
第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cに接続された第１、第２及び第３の増幅回路３９a、３９b、３９cは第１〜第３の帰還制御用減算器３８a〜３８ｃの出力を増幅又は比例積分又はレベル調整して第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を出力する。なお、第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cと第１、第２及び第３の増幅回路３９a、３９b、39ｃとをそれぞれ一体化して第１、第２及び第３の差信号形成手段又は第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号形成回路とすることができる。また、第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を第１、第２及び第３相PWM制御指令信号と呼ぶこともできる。第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号V１、V２、V３は図３以外の回路によっても勿論形成可能である。

鋸波発生器４０は、キャリア発生器と呼こともできるものであり、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１cの交流電圧の周波数、例えば５０Hz、よりも十分に高い例えば２０ｋHZの周波数で図５（A）に概略的に示す鋸波電圧Vtを発生する。なお、鋸波発生器４０を三角波発生器又はこれに類似の周期性信号発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Vtの振幅は図５（A）に示すように第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を横切るように設定されている。

第１、第２及び第３のPWM用比較器４１a、４１ｂ、４１ｃは、第１、第２及び第３の増幅回路３９a、３９b、３９cから得られた第１、第２及び第３のパルス幅制御指令信号V１、V２、V３と鋸波発生器４０の鋸波電圧Vtとを図５（A）に示すように比較し、図５（B）に示すようなPWM（パルス幅変調）信号から成る第１、第２及び第３の制御パルスGa、Gb、Gcを形成する。

第１のPWM用比較器４１aの出力端子は、第１の駆動回路４２とライン４８とを介して図２の第１のスイッチQ1のゲート端子に接続され、且つ反転回路４３とライン４９とを介して第２のスイッチQ2のゲート端子に接続されている。第２のPWM用比較器４１bの出力端子は第２の駆動回路４４とライン５０とを介して第３のスイッチQ3のゲート端子に接続され、且つ反転回路４５とライン５１とを介して第４のスイッチQ4のゲート端子に接続されている。第３のPWM用比較器４１cの出力端子は第３の駆動回路４６とライン５２とを介して第５のスイッチQ5のゲート端子に接続され、且つ第３の反転回路４７とライン５３とを介して第６のスイッチQ6のゲート端子に接続されている。第１、第２、第３、第４、第５及び第６のゲート制御信号G1、G2、G3、G4、G5、G6を伝送するライン４８、４９、５０、５１、５２、５３は図１において制御バス２０で示されている。第１、第３及び第５のゲート制御信号G1、G3、G5は第１、第２、及び第３のPWM用比較器４１a、４１b、４１ｃから得られる第１、第２、及び第３の制御パルスGa、Gb、Gcに対応し、第２、第４及び第６のゲート信号G2、G4、G6は第１、第２及び第３の制御パルスGa、Gb、Gcの反転信号に対応する。
なお、第１〜第６のゲート信号G1〜G6は第１〜第６のスイッチQ1〜Q6のゲート・エミッタ間に供給される。

次に、図１の交流電力供給装置の動作を説明する。AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３、蓄電池４、及びDC−AC変換回路５によって負荷２に単相交流電圧を供給するインバータ給電時には、第１、第２及び第３の開閉器１３、１４、１６がオン状態とされ、バイパススイッチ１７がオフ状態に制御され、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの３相交流電圧はAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３で直流に変換される。これにより、蓄電池４が充電され且つDC−AC変換回路５に直流電圧が供給される。DC−AC変換回路５は直流電圧を交流電圧に変換して負荷２に制御された交流電圧を供給する。なお、DC−AC変換回路５は、第１及び第２の交流入力端子１a、１ｂの交流入力電圧に同期した交流電圧を出力することが望ましい。このDC−AC変換回路５から負荷２に電力を供給している時に、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３は第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃの３相交流電圧を直流電圧に変換すると同時に、力率を改善し且つ第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwを正弦波に近似させる。従って、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃを流れる第１、第２及び第３相電流Iu、Iｖ、Iｗは高周波成分が抑制された平衡電流である。

第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに接続されている交流電源が停電状態になると、蓄電池４の直流電圧がDC−AC変換回路５で交流電圧に変換され、負荷２に交流電圧が供給される。

蓄電池４から負荷２に電力を供給することが不可能になった時、又はDC−AC変換回路５が故障又は点検等で使用不能の時には、バイパススイッチ１７をオン状態とし且つ第３の開閉器１６をオフ状態にする。また、必要に応じて第２の開閉器１４もオフ状態にし、バイパス回路６によって負荷２に電力を供給する。この時、第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｂ、１ｃに対するAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３の接続を維持する。従って、第１及び第２の交流入力端子１a、１ｂにバイパス回路６を介して負荷２が接続され且つAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３も接続される。単相バイパス回路６の第１及び第２のバイパスライン６a、６ｂの電流Iu1、Iv1は図４に示すように流れ、もしこの電流のみであれば、第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になる。しかし、図１の実施例では、第１及び第２のバイパス電流検出器１５ａ，１５ｂ及び第１及び第２のバイパス電流補償用減算器２６ａ，２６ｂが設けられ、バイパス給電期間において第１、第２及び第３の交流入力端子１a、１ｄ、１ｃを流れる第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になることを防ぐための第１及び第２相補償指令値Vu´´、Vｖ´´が形成され、これに基づいて第１、第２、第３及び第４のゲート制御信号G1、G2、G3、G4を形成される。これにより、バイパス給電時には、第１、第２及び第３相電流Iu、Iｖ、Iwが第１、第２及び第３相電圧Vu、Vv、Vwと同相になり且つ正弦波となるようにAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３が制御され、単相バイパス回路６に流れる電流Iu1、Iv1に基づく不平衡を補償するための第１、第２及び第３の補償電流Iu2、Iv2、Iw2が供給され、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３が補償電流供給源として機能する。この結果、図４に示すように第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwは平衡又はほぼ平衡状態となり、且つ正弦波又は近似正弦波になる。また、図４に示す第１の入力端子１aの第１相電圧Vuに対して第１相電流Iuが同相となり、且つ図示されていない第２及び第３相電圧に対して第２及び第３相電流Iv、Iwが同相になる。従って、力率が１００％又はほぼ１００％になる。
インバータ給電時には、第１、第２及び第３相指令値Vu´、Vｖ´、Vw´と第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu２、Iv２、Iw２とに基づいて第１、第２及び第３相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3が形成され、更に第１、第２及び第３の制御パルスGa、Gb、Gcが形成される。従って、力率が１００％又はほぼ１００％になる。

上述から明らかなように本実施例によれば、DC−AC変換回路５から負荷２に電力を供給するインバータ給電時、単相バイパス回路６を介して負荷２に電力を供給するバイパス給電時のいずれにおいても、第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwを平衡化すること、及び力率を改善すること、及び波形を改善することが可能になる。また、AC−DC変換動作とアクティブフイルタ動作との両方が同一のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３で得られるので、交流電力供給装置が大型且つコスト高になることを抑えて第１、第２及び第３相電流Iu、Iv、Iwの平衡化、力率改善、及び波形改善を達成することができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２の帰還制御が不要の場合には、第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器７a、７b、７cと第１、第２及び第３の帰還制御用減算器３８a、３８b、３８cとを省くことができる。
（２） バイパス回路６の中にトランスを配置することができる。また、DC−AC変換回路５の出力段にトランスを設けることができる。
（３） 第１、第２及び第３の開閉器１３，１４，１６をオン・オフ制御可能な半導体スイッチで構成することができる。また、バイパススイッチ１７をオン・オフ制御可能な電磁遮断器等の別の形式のスイッチで構成することもできる。
（４） 図１の実施例では常時インバータ給電方式を採用しているが、この代わりに、常時に第３の開閉器１６をオフ、バイパススイッチ１７をオンにして常時バイパス給電（商用給電）方式とすることもできる。
（５） DC−AC変換回路５を３相インバータとし、ここに単相の負荷２を接続することができる。
（６） 蓄電池４の代わりに電気二重層コンデンサを接続することができる。

本発明の実施例１に従う交流電力供給装置を示す回路図である。 図１のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路３を詳しく示す回路図である。 図１のAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路１０を詳しく示す回路図である。 図１の各部の電圧、電流を示す波形図である。 図３の各部の状態を示す波形図である。

符号の説明

１a、１b、１ｃ 第１、第２及び第３の交流入力端子
２a、２b 第１及び第２の交流出力端子
２ 負荷
３ AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路
４ 蓄電池
５ DC−AC変換回路
６ 単相バイパス回路
７a、７b、７c 第１、第２及び第３のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器
１５ａ，１５ｂ 第１及び第２のバイパス電流検出器
１７ バイパススイッチ

Claims (3)

1. ３相交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端子と、
   単相交流電圧を出力するための第1及び第2の交流出力端子と、
   前記第1、第2及び第3の交流入力端子に第1、第2及び第3の入力導体を介して接続されたAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路と、
   前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の対の直流端子間に接続された蓄電手段と、
   前記蓄電手段と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続されたDC−AC変換回路と、
   前記第1及び第2の交流入力端子と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続され且つバイパススイッチを有している単相バイパス回路と、
   前記単相バイパス回路の電流を検出するバイパス電流検出手段と、
   前記第1、第2及び第3の交流入力端子の電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
   前記AC−DC変換器兼アクティブフイルタ回路の前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記バイパス電流検出手段と記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧検出手段とに接続されており且つ前記バイパススイッチがオフの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子の3相交流電圧を直流電圧に変換するためのAD−DC変換制御信号を形成し、このAC−DC変換制御信号を前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能と、前記バイパススイッチがオンの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子を通って流れる第1、第2及び第3相電流を平衡化させるためのアクティブフイルタ制御信号を形成し、このアクティブフイルタ制御信号をAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能とを有しているAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路と
   を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。
2. 更に、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の第1、第2及び第3の交流端子を流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段を有し、
   前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路は、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段に接続されており、且つ前記第1、第2及び第3の交流入力端子を流れる電流の波形改善及び力率改善機能を有していることを特徴とする請求項1記載の交流電力供給装置。
3. 前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路は、
   第1、 第2及び第3の交流端子と、
   第1及び第2の直流端子と、
   前記第1、第2の直流端子間に接続された第1及び第2のスイッチの直列回路、第3及び第4のスイッチの直列回路及び第5及び第6のスイッチの直列回路と、
   前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに対して逆方向並列に接続された個別又は内蔵の第１、第2、第３、第4、第5及び第6のダイオードと、
   前記第1の交流端子と前記第1及び第2のスイッチの相互接続点との間に接続された第1のリアクトルと、
   前記第2の交流端子と前記第3及び第４のスイッチの相互接続点との間に接続された第2のリアクトルと、
   前記第3の交流端子と前記第5及び第6のスイッチの相互接続点との間に接続された第3のリアクトルと、
   前記第1、第2及び第3の交流端子の相互間に接続された第1、第2及び第3のコンデンサと
   から成ることを特徴とする請求項1又は2記載の交流電力供給装置。
   
   
   
   
   

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