JP2007300712A - 交流電力供給装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】3相交流電源から無停電電源装置を介して単相負荷に電力を供給することが不可能になった時に、単相バイパス回路を介して単相負荷に電力を供給する方式のコストの低減が要求されている。
【解決手段】第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに対して第1、第2及び第3の入力導体18a、18b、18cを介してAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3を接続する。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3と負荷2との間に蓄電池4及びDC−AC変換回路5を接続する。第1及び第2の交流入力端子1a、1bと第1及び第2の交流出力端子2a、2bとの間に単相バイパス回路6を設ける。第1及び第2のバイパス電流検出器15a,15bを設ける。バイパス給電時に、第1及び第2のバイパ電流検出信号でAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3から供給する補償電流を制御し、3相交流入力電流を平衡化させる。
【選択図】図1

Description

本発明は、3相入力単相出力の無停電電源装置(UPS)と単相バイパス回路とを有する交流電力供給装置に関し、更に詳細には、単相バイパス回路を介して負荷に電力を供給している時の3相交流入力電流の平衡化改善方式に関する。
3相入力単相出力の無停電電源装置と単相バイパス回路とによって単相負荷に交流電力を供給する方式は特許文献1等で公知である。この方式において単相バイパス回路を使用しないで無停電電源装置を介して単相負荷に交流電力を供給している時には、無停電電源装置の3相交流入力電流は平衡している。従って、この場合には、無停電電源装置の容量及び交流電源側装置(例えば、電源トランス、開閉器等)の電力容量を、単相負荷の電力容量とほぼ同一にすることができる。これに対し、3相交流電源から単相バイパス回路を介して単相負荷に交流電力を供給する時には3相交流入力電流が不平衡になり、単相負荷の電力容量の√3倍の電力容量が3相交流電源側に要求される。これにより、交流電源側装置(例えばトランス、開閉器等)が大型且つ高価になる。
3相交流電源から単相負荷に電力を供給する時に生じる3相交流電流の不平衡化の問題を解消するために、3相交流入力端子にアクティブフイルタを接続することが特許文献1に開示されている。このように3相交流入力端子にアクティブフイルタを接続すると、このアクティブフイルタから補償電流を供給することができ、3相交流電流の平衡化を図ることができる。また、アクティブフイルタによって波形改善及び力率改善を図ることができる。
しかし、特許文献1に示すように独立したアクティブフイルタを設けると、交流電力供給装置が必然的に大型且つ高価になる。
特開平4−304125号公報
本発明が解決しようとする課題は、単相バイパス回路に基づく3相交流入力電流の不平衡が改善された従来の交流電力供給装置は大型且つコスト高になることである。従って、本発明の目的は単相バイパス回路に基づく3相交流入力電流の不平衡化を解消することができる交流電力供給装置の小型化及び低コスト化図ることである。
上記課題を解決するための本発明は、
3相交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端子と、
単相交流電圧を出力するための第1及び第2の交流出力端子と、
前記第1、第2及び第3の交流入力端子に第1、第2及び第3の入力導体を介して接続されたAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路と、
前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の対の直流端子間に接続された蓄電手段と、
前記蓄電手段と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続されたDC−AC変換回路と、
前記第1及び第2の交流入力端子と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続され且つバイパススイッチを有している単相バイパス回路と、
前記単相バイパス回路の電流を検出するバイパス電流検出手段と、
前記第1、第2及び第3の交流入力端子の電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
前記AC−DC変換器兼アクティブフイルタ回路の前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
前記バイパス電流検出手段と記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧検出手段とに接続されており且つ前記バイパススイッチがオフの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子の3相交流電圧を直流電圧に変換するためのAD−DC変換制御信号を形成し、このAC−DC変換制御信号を前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能と、前記バイパススイッチがオンの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子を通って流れる第1、第2及び第3相電流を平衡化させるためのアクティブフイルタ制御信号を形成し、このアクティブフイルタ制御信号をAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能とを有しているAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置に係わるものである。
なお、請求項2に示すように、更に、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の第1、第2及び第3の交流端子を流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段を有し、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路は、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段に接続されており、且つ前記第1、第2及び第3の交流入力端子を流れる電流の波形改善及び力率改善機能を有していることが望ましい。
また、請求項3に示すように、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路は、
第2、 第2及び第3の交流端子と、
第1及び第2の直流端子と、
前記第1、第2の直流端子間に接続された第1及び第2のスイッチの直列回路、第3及び第4のスイッチの直列回路及び第5及び第6のスイッチの直列回路と、
前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに対して逆方向並列に接続された個別又は内蔵の第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードと、
前記第1の交流端子と前記第1及び第2のスイッチの相互接続点との間に接続された第1のリアクトルと、
前記第2の交流端子と前記第3及び第4のスイッチの相互接続点との間に接続された第2のリアクトルと、
前記第3の交流端子と前記第5及び第6のスイッチの相互接続点との間に接続された第3のリアクトルと、
前記第1、第2及び第3の交流端子の相互間に接続された第1、第2及び第3のコンデンサと
から成ることが望ましい。
本発明では、バッテリ等の蓄電手段及びDC−AC変換回路に直流電力を供給するためのAC−DC変換回路をアクティブフイルタ(アクティブスイッチを使用して電流を目標波形にするためのフイルタ)として兼用している。従って、単相バイパス回路を介して単相負荷に電力を供給する時における3相交流入力電流の平衡化が独立したアクティブフイルタ使用しないで達成され、交流電力供給装置の小型化及び低コスト化が達成される。
次に、図1〜図5を参照して本発明の実施形態を説明する。
本実施例1に係わる交流電力供給装置は、図1に示すように図示されていない例えば200V、50Hzの3相正弦波交流電源に接続される第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cと、単相負荷2に接続される第1及び第2の交流出力端子2a、2bと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ(AF)回路3と、蓄電手段としての蓄電池4と、DC−AC変換回路(インバータ回路)5と、単相バイパス回路6と、単相バイパス回路6の電流を検出するバイパス電流検出手段としての第1及び第2のバイパス電流検出器15a,15bと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1、第2及び第3の交流端子3a,3b,3cを流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段としての第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器7a、7b、7cと、交流入力電圧検出手段を構成するための第1、第2及び第3の電圧検出ライン8a、8b、8cと、直流電圧検出手段としての直流電圧検出ライン9a、9bと、AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路10と、交流出力電圧検出手段としての交流出力電圧検出ライン11a、11bと、DC−AC変換制御回路12と、第1、第2及び第3の開閉器13、14、16と、制御可能な交流スイッチから成るバイパススイッチ17とを有している。なおAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3と蓄電池4とDC−AC変換回路5とによって無停電電源装置(UPS)が構成されている。
本発明に係るAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1、第2及び第3の交流端子3a、3b、3cは、第1の開閉器13と第1、第2及び第3の入力導体18a、18b、18cとを介して第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続され、その第1及び第2の直流端子3d、3eは第2の開閉器14を介して蓄電池4に接続され、且つDC−AC変換回路5にも接続されている。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3は、
(1) バイパススイッチ17がオフのインバータ給電期間に、3相交流電源の3相交流電圧を直流電圧に変換して蓄電池4を充電すると同時にDC−AC変換回路5に直流電圧を供給するためのAC−DC変換機能と、
(2) このAC−DC変換時において第1、第2及び第3の交流入力端子1a 、1b、2cにおける力率を好ましくは100%となるように改善し且つ第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cを流れる第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwを正弦波に近似するように波形改善する機能と、
(3) バイパススイッチ17がオンのバイパス給電期間に、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1d、1cを流れる第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwを平衡化する機能と、
(4) このバイパス給電期間に、力率改善及び波形改善する機能と
を有する。
次に、図2を参照して図1のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3を詳しく説明する。AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1及び第2の直流端子3d、3e間に、第1及び第2のスイッチQ1、Q2の直列回路と、第3及び第4のスイッチQ3、Q4の直列回路と、第5及び第6のスイッチQ5、Q6の直列回路とが接続されている。第1〜第6のスイッチQ1〜Q6は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBTで示されているが、これに限るものでなくFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチ又はアクティブスイッチとすることができる。
第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチQ1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6に対して逆方向並列に第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D6が接続されている。即ち、第1、第3及び第5のダイオードD1、D3、D5のカソードが第1の直流端子3dにそれぞれ接続され、アノードが第1、第3及び第5のスイッチQ1,Q3,Q5のエミッタに接続され、 第2、第4及び第6のダイオードD2、D4、D6のアノードが第2の直流端子3eにそれぞれ接続され、カソードが第2、第4及び第6のスイッチQ2,Q4,Q6のコレクタに接続されている。なお、第1〜第6のダイオードD1〜D6を第1〜第6のスイッチQ1〜Q6と同一の半導体基板に形成することもできる。また、第1〜第6のスイッチQ1〜Q6を絶縁ゲート型FETで構成する場合には、第1〜第6のダイオードD1〜D6を絶縁ゲート型FETの寄生ダイオードとすることができる。要するに、第1〜第6のダイオードD1〜D6を個別のダイオード又は内蔵ダイオード又は寄生ダイオードのいずれで構成してもよい。
第1及び第2の直流端子3d、3eにコンデンサCoが接続されている。このコンデンサCoは蓄電池4よりも十分に小さい電力容量を有する。
第1の交流端子3aと第1及び第2のスイッチQ1、Q2の相互接続点21との間に第1のリアクトル(インダクタ)L1が接続され、第2の交流端子3bと第3及び第4のスイッチQ3、Q4の相互接続点22との間に第2のリアクトル(インダクタ)L2が接続され、第3の交流端子3cと第5及び第6のスイッチQ5、Q6の相互接続点23との間に第3のリアクトル(インダクタ)L3が接続されている。第1、第2及び第3のリアクトルL1、L2、L3は、図1の第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに流れる第1、第2及び第3相電流Iv、Iv、Iwを平衡化するための補償電流、力率改善及び波形改善のための補償電流を供給する機能を有する。
第1、第2及び第3の交流端子3a、3b、3cの相互間に第1、第2及び第3のフイルタ用コンデンサC1、C2、C3が接続されている。この第1、第2及び第3のフイルタ用コンデンサC1、C2、C3は第1、第2及び第3のリアクトルL1、L2、L3と同様に、第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwの平衡化のための補償電流、力率及び波形改善のための補償電流を供給する機能を有する。
図1に示すAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路10は、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1〜第6のスイッチQ1〜Q6をオン・オフ制御するためのものであって、第1、第2及び第3の交流入力電圧検出ライン8a、8b、8cに接続され、且つ第1及び第2のバイパス電流検出ライン21,22を介して第1及び第2のバイパス電流検出器15a,15bに接続され、且つ第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン19a、19b、19cを介して第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器7a、7b、7cに接続され、且つ第1及び第2の直流電圧検出ライン9a、9bによってAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1及び第2の直流端子3d、3eに接続され、且つ制御バス20によってAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3に接続されている。このAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路10の詳細は後述する。
蓄電池4は、第2の開閉器14を介してAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1及び第2の直流端子3d、3eに接続されていると共に、第2の開閉器14を介してDC−AC変換回路5の直流端子にも接続されている。従って、蓄電池4は、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3から得られた直流電圧によって充電されてDC−AC変換回路5の直流電源として機能する。
DC−AC変換回路5は、蓄電池4から供給された直流(DC)電圧を交流(AC)電圧に変換する周知のインバータ回路から成る。この実施例のDC−AC変換回路5は直流電圧を単相交流電圧に変換する単相インバータ回路であるので、図2のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3から第5及び第6のスイッチQ5、Q6と、第5及び第6のダイオードD5、D6と、第3の交流端子3cと、第2及び第3のフイルタ用コンデンサC2、C3と、第2及び第3のリアクトルL2、L3とを除去した回路に相当する。このDC−AC変換回路5の出力端子は第3の開閉器16を介して負荷3に接続されている。
なお、DC−AC変換回路5を3相インバータ回路とし、3相出力の内の単相出力のみを使用することもできる。
DC−AC変換制御回路12は、DC−AC変換回路5と交流出力電圧検出ライン11a、11bと第1及び第2の交流入力電圧検出ライン8a 、8bとに接続され、交流入力電圧に同期し且つ所望の振幅を有している交流出力電圧を発生するようにDC−AC変換回路5の変換用スイッチを周知の方法でPWM制御する。
単相バイパス回路6は第1、第2、第3、及び第4のバイパスライン6a、6b、6c、6dとバイパススイッチ17とから成る。第1及び第2のバイパスライン6a、6bの一端は第1及び第2の交流入力端子1a,1bに接続されている。第1及び第2のバイパスライン6a、6bの他端はバイパススイッチ17に接続されている。第3及び第4のバイパスライン6c、6dはバイパススイッチ17と第1及び第2の交流出力端子2a、2bとの間に接続されている。バイパススイッチ17は半導体素子で構成した交流スイッチであることが望ましい。
第1及び第2のバイパス電流検出器15a,15bは、第1及び第2のバイパスライン6a、6bに電磁結合されたカレントトランスから成り、第1及び第2のバイパス電流Iu1,Iv1を検出し、これを第1及び第2のバイパス電流検出ライン21,22に送出する。ここでは、説明を容易にするために第1及び第2のバイパスライン6a、6bの電流と第1及び第2のバイパス電流検出ライン21,22に得られる電流検出信号との両方をIu1,Iv1で示すことにする。
なお、第1及び第2のバイパス電流Iu1,Iv1は振幅が互いに同一で位相が逆の関係を有するので、第1及び第2のバイパス電流Iu1,Iv1のいずれか一方のみを検出し、他方のバイパス電流を示す信号を一方バイパス電流の検出信号を位相反転することによって得ることもできる。例えば、第2のバイパス電流検出器15bを省き、第1のバイパス電流検出器15aの出力を位相反転する回路を設け、ここから第2のバイパス電流検出信号Iv1を得ることができる。
第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器7a、7b、7cは、第1及び第2の入力導体18a、18bと第1及び第2のバイパスライン6a、6bとの接続点P1、P2よりも負荷側の電源ラインに電磁結合されたカレントトランスから成り、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1、第2及び第3の交流端子3a,3b,3cを流れる第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Iu2,Iv2,Iw2を検出する。ここでは、説明を容易にするために第1、第2及び第3の交流端子3a,3b,3cを流れる電流と第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン19a,19b,19cに得られる電流検出信号との両方をIu2,Iv2、Iw2で示すことにする。
次に、図3を参照して図1のAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路10を詳しく説明する。交流電圧検出回路31は、第1、第2及び第3の交流入力電圧検出ライン8a、8b、8cを介して図1の第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続され、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cの第1、第2及び第3相電圧Vu、Vv、Vwを示す出力をライン32a、32b、32cに出力する。ライン32a、32b、32cの第1、第2及び第3相交流電圧Vu、Vv、Vwは波形改善及び力率改善の目標正弦波を示す。なお、本願では説明を容易にするために図1の第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cにおける相電圧と電圧検出回路31の出力電圧とを同一のVu、Vv、Vwで示すことにする。
2つの電圧検出抵抗33、34は第1、及び第2の直流電圧検出ライン9a、9bを介して図1の第1及び第2の直流端子3d、3eに接続され、第1及び第2の直流端子3d、3eの電圧の分圧値を誤差増幅器35の一方の入力端子に与える。誤差増幅器35は基準電圧源36の基準電圧と電圧検出抵抗33、34で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Vdとして出力する。
第1、第2及び第3の乗算器37a、37b、37cは、ライン32a、32b、32cの第1、第2及び第3相電圧Vu、Vv、Vwに誤差増幅器35の直流出力電圧指令値Vdを乗算し、第1、第2及び第3相指令値Vu´、Vv´、Vw´を作成する。第1、第2及び第3相指令値Vu´、Vv´、Vw´は第1、第2及び第3相交流電圧Vu、Vv、Vwの振幅を直流電圧指令値Vdで変調したものに相当する。なお、乗算器37a、37b、37cの代わりに除算器を設けることもできる。
第1及び第2の乗算器37a、37bに第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bの一方の入力端子が接続されている。この第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bは、バイパス給電期間において第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cを流れる第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になることを防ぐための第1及び第2の目標補償電流(バイパス電流を考慮した電流指令)を形成する手段として機能し、バイパス給電しない時には単なる伝送路として機能する。第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bの他方の入力端子は切換手段23に含まれている第1及び第2の切換スイッチ24,25に接続されている。第1及び第2の切換スイッチ24,25は、バイパススイッチ17がオフの時即ちインバータ給電期間に接点aに接続され、バイパススイッチ17がオンの時即ちバイパス給電期間に接点bに接続される。第1及び第2の切換スイッチ24,25の接点aはグランドに接続され、接点bは第1及び第2のバイパス電流検出ライン21,22に接続されている。従って、インバータ給電期間には第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bは、第1及び第2の乗算器37a、37bから得られた第1及び第2指令値Vu´、Vv´をそのまま出力する。また、バイパス給電期間には第1及び第2の乗算器37a、37bから得られた第1及び第2指令値Vu´、Vv´と第1及び第2のバイパス電流検出ライン21,22の第1及び第2のバイパス電流検出信号Iu1、Iv1との差を示す信号を形成し、これを第1及び第2のバイパス電流による不平衡を解消するための第1及び第2相補償指令値Vu´´、Vv´´として出力する。
AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の第1、第2及び第3の交流端子3a,3b,3cを流れる第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Iu2,Iv2,Iw2を目標値に制御するために第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cが設けられている。第1及び第2の帰還制御用減算器38a、38bの一方の入力端子は第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bを介して第1及び第2の乗算器37a、37bに接続され、第3の帰還制御用減算器38cの一方の入力端子は第3の乗算器37cに直接に接続されている。第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cの他方の入力端子は第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出ライン19a,19b,19cに接続されている。従って、インバータ給電期間には、第1、第2及び第3相指令値Vu´、Vv´、Vw´と第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu2、Iv2、Iw2との差を示す信号が第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cから出力される。また、バイパス給電期間には、第1及び第2相補償指令値Vu´´、Vv´´と第1及び第2のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu2、Iv2との差を示す信号が第1及び第2の帰還制御用減算器38a、38bから出力され、また第3相指令値Vw´と第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iw2との差を示す信号が第3の帰還制御用減算器38cから出力される。
第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cに接続された第1、第2及び第3の増幅回路39a、39b、39cは第1〜第3の帰還制御用減算器38a〜38cの出力を増幅又は比例積分又はレベル調整して第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を出力する。なお、第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cと第1、第2及び第3の増幅回路39a、39b、39cとをそれぞれ一体化して第1、第2及び第3の差信号形成手段又は第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号形成回路とすることができる。また、第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を第1、第2及び第3相PWM制御指令信号と呼ぶこともできる。第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3は図3以外の回路によっても勿論形成可能である。
鋸波発生器40は、キャリア発生器と呼こともできるものであり、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cの交流電圧の周波数、例えば50Hz、よりも十分に高い例えば20kHZの周波数で図5(A)に概略的に示す鋸波電圧Vtを発生する。なお、鋸波発生器40を三角波発生器又はこれに類似の周期性信号発生器に置き換えることができる。鋸波電圧Vtの振幅は図5(A)に示すように第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を横切るように設定されている。
第1、第2及び第3のPWM用比較器41a、41b、41cは、第1、第2及び第3の増幅回路39a、39b、39cから得られた第1、第2及び第3のパルス幅制御指令信号V1、V2、V3と鋸波発生器40の鋸波電圧Vtとを図5(A)に示すように比較し、図5(B)に示すようなPWM(パルス幅変調)信号から成る第1、第2及び第3の制御パルスGa、Gb、Gcを形成する。
第1のPWM用比較器41aの出力端子は、第1の駆動回路42とライン48とを介して図2の第1のスイッチQ1のゲート端子に接続され、且つ反転回路43とライン49とを介して第2のスイッチQ2のゲート端子に接続されている。第2のPWM用比較器41bの出力端子は第2の駆動回路44とライン50とを介して第3のスイッチQ3のゲート端子に接続され、且つ反転回路45とライン51とを介して第4のスイッチQ4のゲート端子に接続されている。第3のPWM用比較器41cの出力端子は第3の駆動回路46とライン52とを介して第5のスイッチQ5のゲート端子に接続され、且つ第3の反転回路47とライン53とを介して第6のスイッチQ6のゲート端子に接続されている。第1、第2、第3、第4、第5及び第6のゲート制御信号G1、G2、G3、G4、G5、G6を伝送するライン48、49、50、51、52、53は図1において制御バス20で示されている。第1、第3及び第5のゲート制御信号G1、G3、G5は第1、第2、及び第3のPWM用比較器41a、41b、41cから得られる第1、第2、及び第3の制御パルスGa、Gb、Gcに対応し、第2、第4及び第6のゲート信号G2、G4、G6は第1、第2及び第3の制御パルスGa、Gb、Gcの反転信号に対応する。
なお、第1〜第6のゲート信号G1〜G6は第1〜第6のスイッチQ1〜Q6のゲート・エミッタ間に供給される。
次に、図1の交流電力供給装置の動作を説明する。AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3、蓄電池4、及びDC−AC変換回路5によって負荷2に単相交流電圧を供給するインバータ給電時には、第1、第2及び第3の開閉器13、14、16がオン状態とされ、バイパススイッチ17がオフ状態に制御され、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cの3相交流電圧はAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3で直流に変換される。これにより、蓄電池4が充電され且つDC−AC変換回路5に直流電圧が供給される。DC−AC変換回路5は直流電圧を交流電圧に変換して負荷2に制御された交流電圧を供給する。なお、DC−AC変換回路5は、第1及び第2の交流入力端子1a、1bの交流入力電圧に同期した交流電圧を出力することが望ましい。このDC−AC変換回路5から負荷2に電力を供給している時に、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3は第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cの3相交流電圧を直流電圧に変換すると同時に、力率を改善し且つ第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwを正弦波に近似させる。従って、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cを流れる第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwは高周波成分が抑制された平衡電流である。
第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続されている交流電源が停電状態になると、蓄電池4の直流電圧がDC−AC変換回路5で交流電圧に変換され、負荷2に交流電圧が供給される。
蓄電池4から負荷2に電力を供給することが不可能になった時、又はDC−AC変換回路5が故障又は点検等で使用不能の時には、バイパススイッチ17をオン状態とし且つ第3の開閉器16をオフ状態にする。また、必要に応じて第2の開閉器14もオフ状態にし、バイパス回路6によって負荷2に電力を供給する。この時、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに対するAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3の接続を維持する。従って、第1及び第2の交流入力端子1a、1bにバイパス回路6を介して負荷2が接続され且つAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3も接続される。単相バイパス回路6の第1及び第2のバイパスライン6a、6bの電流Iu1、Iv1は図4に示すように流れ、もしこの電流のみであれば、第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になる。しかし、図1の実施例では、第1及び第2のバイパス電流検出器15a,15b及び第1及び第2のバイパス電流補償用減算器26a,26bが設けられ、バイパス給電期間において第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1d、1cを流れる第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwが不平衡になることを防ぐための第1及び第2相補償指令値Vu´´、Vv´´が形成され、これに基づいて第1、第2、第3及び第4のゲート制御信号G1、G2、G3、G4を形成される。これにより、バイパス給電時には、第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwが第1、第2及び第3相電圧Vu、Vv、Vwと同相になり且つ正弦波となるようにAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3が制御され、単相バイパス回路6に流れる電流Iu1、Iv1に基づく不平衡を補償するための第1、第2及び第3の補償電流Iu2、Iv2、Iw2が供給され、AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3が補償電流供給源として機能する。この結果、図4に示すように第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwは平衡又はほぼ平衡状態となり、且つ正弦波又は近似正弦波になる。また、図4に示す第1の入力端子1aの第1相電圧Vuに対して第1相電流Iuが同相となり、且つ図示されていない第2及び第3相電圧に対して第2及び第3相電流Iv、Iwが同相になる。従って、力率が100%又はほぼ100%になる。
インバータ給電時には、第1、第2及び第3相指令値Vu´、Vv´、Vw´と第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出信号Iu2、Iv2、Iw2とに基づいて第1、第2及び第3相パルス幅制御指令信号V1、V2、V3が形成され、更に第1、第2及び第3の制御パルスGa、Gb、Gcが形成される。従って、力率が100%又はほぼ100%になる。
上述から明らかなように本実施例によれば、DC−AC変換回路5から負荷2に電力を供給するインバータ給電時、単相バイパス回路6を介して負荷2に電力を供給するバイパス給電時のいずれにおいても、第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwを平衡化すること、及び力率を改善すること、及び波形を改善することが可能になる。また、AC−DC変換動作とアクティブフイルタ動作との両方が同一のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3で得られるので、交流電力供給装置が大型且つコスト高になることを抑えて第1、第2及び第3相電流Iu、Iv、Iwの平衡化、力率改善、及び波形改善を達成することができる。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流Iu2,Iv2,Iw2の帰還制御が不要の場合には、第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器7a、7b、7cと第1、第2及び第3の帰還制御用減算器38a、38b、38cとを省くことができる。
(2) バイパス回路6の中にトランスを配置することができる。また、DC−AC変換回路5の出力段にトランスを設けることができる。
(3) 第1、第2及び第3の開閉器13,14,16をオン・オフ制御可能な半導体スイッチで構成することができる。また、バイパススイッチ17をオン・オフ制御可能な電磁遮断器等の別の形式のスイッチで構成することもできる。
(4) 図1の実施例では常時インバータ給電方式を採用しているが、この代わりに、常時に第3の開閉器16をオフ、バイパススイッチ17をオンにして常時バイパス給電(商用給電)方式とすることもできる。
(5) DC−AC変換回路5を3相インバータとし、ここに単相の負荷2を接続することができる。
(6) 蓄電池4の代わりに電気二重層コンデンサを接続することができる。
本発明の実施例1に従う交流電力供給装置を示す回路図である。 図1のAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路3を詳しく示す回路図である。 図1のAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路10を詳しく示す回路図である。 図1の各部の電圧、電流を示す波形図である。 図3の各部の状態を示す波形図である。
符号の説明
1a、1b、1c 第1、第2及び第3の交流入力端子
2a、2b 第1及び第2の交流出力端子
2 負荷
3 AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路
4 蓄電池
5 DC−AC変換回路
6 単相バイパス回路
7a、7b、7c 第1、第2及び第3のAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出器
15a,15b 第1及び第2のバイパス電流検出器
17 バイパススイッチ

Claims (3)

  1. 3相交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端子と、
    単相交流電圧を出力するための第1及び第2の交流出力端子と、
    前記第1、第2及び第3の交流入力端子に第1、第2及び第3の入力導体を介して接続されたAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路と、
    前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の対の直流端子間に接続された蓄電手段と、
    前記蓄電手段と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続されたDC−AC変換回路と、
    前記第1及び第2の交流入力端子と前記第1及び第2の交流出力端子との間に接続され且つバイパススイッチを有している単相バイパス回路と、
    前記単相バイパス回路の電流を検出するバイパス電流検出手段と、
    前記第1、第2及び第3の交流入力端子の電圧を検出する交流入力電圧検出手段と、
    前記AC−DC変換器兼アクティブフイルタ回路の前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出手段と、
    前記バイパス電流検出手段と記交流入力電圧検出手段と前記直流電圧検出手段とに接続されており且つ前記バイパススイッチがオフの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子の3相交流電圧を直流電圧に変換するためのAD−DC変換制御信号を形成し、このAC−DC変換制御信号を前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能と、前記バイパススイッチがオンの時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子を通って流れる第1、第2及び第3相電流を平衡化させるためのアクティブフイルタ制御信号を形成し、このアクティブフイルタ制御信号をAC−DC変換兼アクティブフイルタ回路に送る機能とを有しているAC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路と
    を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。
  2. 更に、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路の第1、第2及び第3の交流端子を流れる電流を検出するAC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段を有し、
    前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ制御回路は、前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ入力電流検出手段に接続されており、且つ前記第1、第2及び第3の交流入力端子を流れる電流の波形改善及び力率改善機能を有していることを特徴とする請求項1記載の交流電力供給装置。
  3. 前記AC−DC変換兼アクティブフイルタ回路は、
    第1、 第2及び第3の交流端子と、
    第1及び第2の直流端子と、
    前記第1、第2の直流端子間に接続された第1及び第2のスイッチの直列回路、第3及び第4のスイッチの直列回路及び第5及び第6のスイッチの直列回路と、
    前記第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチに対して逆方向並列に接続された個別又は内蔵の第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードと、
    前記第1の交流端子と前記第1及び第2のスイッチの相互接続点との間に接続された第1のリアクトルと、
    前記第2の交流端子と前記第3及び第4のスイッチの相互接続点との間に接続された第2のリアクトルと、
    前記第3の交流端子と前記第5及び第6のスイッチの相互接続点との間に接続された第3のリアクトルと、
    前記第1、第2及び第3の交流端子の相互間に接続された第1、第2及び第3のコンデンサと
    から成ることを特徴とする請求項1又は2記載の交流電力供給装置。




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