JP2017046402A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高力率かつ高い電力変換効率を実現可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ３と、コンバータ３から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給するインバータ４と、直流正母線１３および直流負母線１４の間に接続されるコンデンサ１５と、制御装置１０とを備える。制御装置１０は、交流電源１からコンバータ３に供給される交流入力電圧の振幅値、およびインバータ４から負荷６に供給される交流出力電圧の振幅値に基づいて、コンバータ３から直流正母線１３および直流負母線１４の間に出力される直流電圧の基準値を生成する。制御装置１０は、コンデンサ１５の両端の電圧が基準値に一致するとともに、交流電源１の相電圧と同相の電流がコンバータ３の入力側に流れるように、コンバータを制御する。【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する高力率コンバータを備えた電力変換装置に関する。

三相交流電源にリアクトルを介して三相ブリッジ型変換回路を接続した構成の電力変換装置は、電流追従型高力率コンバータとして公知である。たとえば特開平７−５９３５４号公報（特許文献１）には、交流電源ラインに直列に接続されたリアクトルと、リアクトルの出力端子と一対の直流出力端子との間に接続されたブリッジ型変換回路と、一対の直流出力端子間に接続されたコンデンサとを備えた電力変換装置が開示されている。上記ブリッジ型変換回路は、６個のスイッチング素子をブリッジ接続し、各スイッチング素子に逆並列にダイオードを接続することにより構成される。

上記電力変換装置では、一対の直流出力端子間に出力される直流出力電圧が、所望出力電圧を示す直流電圧指令値に一致するように、ブリッジ型変換回路の各スイッチング素子のオン・オフを制御する。このとき、交流電源ラインに流れる電流をほぼ正弦波状に、かつ、交流電源ラインの電圧と同相になるように制御することによって、力率をほぼ１にすることができる。

特開平７−５９３５４号公報

上記電力変換装置では、リアクトルおよびブリッジ型変換回路によって昇圧型の回路が構成されている。そのため、ブリッジ型変換回路は、交流電源ラインから供給される交流入力電圧の振幅値以上となる直流電圧を出力する。したがって、高力率化を得るためには、直流電圧指令値を、交流入力電圧以上の電圧に設定する必要がある。

その一方で、直流電圧指令値を高く設定することによって直流出力電圧が高くなると、ブリッジ型変換回路では高い直流電圧の下でスイッチング素子のオン・オフが行なわれることになるため、電力損失が増大してしまう。この結果、電力変換効率を低下させることになる。

このように高力率を実現しつつ、電力変換効率の低下を抑えるためには、直流電圧指令値をどのように設定するかが重要となってくる。しかしながら、直流電圧指令値をどのように設定するかについて、上記特許文献１には言及されていない。

それゆえ、この発明の主たる目的は、高力率かつ高い電力変換効率を実現可能な電力変換装置を提供することである。

本発明のある局面に従うと、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータから直流正母線および直流負母線を介して供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、直流正母線および直流負母線の間に接続されるコンデンサと、コンバータおよびインバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、交流電源からコンバータに供給される交流入力電圧の振幅値、およびインバータから負荷に供給される交流出力電圧の振幅値に基づいて、コンバータから直流正母線および直流負母線の間に出力される直流電圧の基準値を生成する基準値生成回路と、コンデンサの両端の電圧が基準値に一致するとともに、交流電源の相電圧と同相の電流がコンバータの入力側に流れるように、コンバータを制御するコンバータ制御部とを含む。

この発明によれば、高力率かつ高い電力変換効率を有する電力変換装置を実現することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータ、インバータおよび直流電圧変換器の構成を詳細に説明する回路図である。 制御装置に含まれる、コンバータの制御部を説明するブロック図である。 図３に示した電圧指令生成回路の機能ブロック図である。 基準値生成回路の構成例を示す図である。 基準値生成回路の他の構成例を示す図である。 制御装置のコンバータ制御部に含まれる、電圧指令生成回路の機能ブロック図である。 図７に示した基準値生成回路の構成例を示す図である。 図５に示した基準値生成回路の他の構成例を示す回路図である。 図９に示した基準値生成回路から出力される基準値の時間的変化の一例を模式的に示した図である。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。電力変換装置１００は、代表的には無停電電源装置に適用される。

図１を参照して、電力変換装置１００は、入力フィルタ２と、コンバータ３と、インバータ４と、出力フィルタ５と、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）７と、制御装置１０と、直流正母線１３と、直流負母線１４と、コンデンサ１５と、電圧センサ３１，３４，３５，３７と、電流センサ３２，３６と、停電検出回路３３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬと、Ｕ相ラインＵＬと、Ｖ相ラインＶＬと、Ｗ相ラインＷＬとを備える。

入力フィルタ２は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。

コンバータ３は、商用交流電源１から入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ３は、その直流電力を直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ４に供給する。

コンデンサ１５は、直流正母線１３と直流負母線１４との間に接続されて、直流正母線１３および直流負母線１４の間の電圧を平滑化する。

インバータ４は、コンバータ３から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ４からの交流電力は出力フィルタ５を介して負荷６に供給される。出力フィルタ５は、インバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１６（リアクトル１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ）およびコンデンサ１７（コンデンサ１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。

直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧を直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧に変換する。なお、直流電圧変換器７は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧と蓄電池８の電圧とを相互に変換するように構成されていてもよい。また、直流電圧変換器７には充放電可能な電力貯蔵装置が接続されていればよく、たとえば電気二重層キャパシタが直流電圧変換器７に接続されていてもよい。さらに本実施の形態では、蓄電池８は電力変換装置１００（無停電電源装置）の外部に設置されているが、蓄電池８は電力変換装置１００に内蔵されていてもよい。

電圧センサ３１は、Ｒ相ラインＲＬの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインＳＬの電圧ＶＳ、Ｔ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出回路３３に出力する。

電流センサ３２は、Ｒ相ラインＲＬの電流ＩＲ、Ｓ相ラインＳＬの電流ＩＳおよびＴ相ラインＴＬの電流ＩＴを検出し、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３７は、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶＵ、Ｖ相ラインＶＬの電圧ＶＶ、Ｗ相ラインの電圧ＶＷを検出し、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを示す三相電圧信号を制御装置１０に出力する。

停電検出回路３３は、電圧センサ３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源１の停電を検出する。停電検出回路３３は、商用交流電源１の停電を示す停電信号を制御装置１０に出力する。

電圧センサ３４は、コンデンサ１５の両端の電圧Ｖｄｃを検出して、電圧Ｖｄｃを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３５は、蓄電池８の正負極間の電圧ＶＢを検出して、電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流センサ３６は、蓄電池８から出力される電流ＩＢを検出して、電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。

制御装置１０は、コンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７の動作を制御する。具体的には、制御装置１０は、停電検出回路３３からの停電信号に基づいて、商用交流電源１の停電が発生したか否かを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相に同期してコンバータ３およびインバータ４を制御する。

後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお、本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。

制御装置１０は、電圧Ｖｄｃが基準値Ｖｄｃ＊になるようにコンバータ３を構成する半導体スイッチをオン／オフさせるとともに、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが波形歪の無い正弦波状の交流電圧になるようにインバータ４を構成する半導体スイッチング素子をオン／オフさせる。電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの振幅は、電圧Ｖｄｃ／２よりも小さい値にされる。さらに制御装置１０は、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相が電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相に一致するようにインバータ４の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる。

本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は、電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、電圧センサ３７からの三相電圧信号、電圧センサ３４が検出した電圧Ｖｄｃを示す信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３５が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３６が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。

次に、本実施の形態に係る電力変換装置１００の動作について説明する。
商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合、コンバータ３は商用交流電源１からの交流電力を直流電力に変換し、インバータ４はその直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給する。一方、商用交流電源１が停電した場合には、制御装置１０は、停電検出回路３３からの停電信号に基づいてコンバータ３を停止させる。さらに制御装置１０は、蓄電池８からインバータ４に直流電力が供給されるように直流電圧変換器７を動作させてインバータ４による交流電力の供給を継続させる。この場合、直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧をインバータ４の入力電圧として好適な電圧に変換する。これにより負荷６に安定して交流電力を供給することができる。

図２は、図１に示したコンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒと、Ｓ相アーム３Ｓと、Ｔ相アーム３Ｔとを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗとを含む。

コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも２レベル回路として構成され、２つのＩＧＢＴ素子と２つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２ＲおよびダイオードＤ１Ｒ，Ｄ２Ｒを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２ＳおよびダイオードＤ１Ｓ，Ｄ２Ｓを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２ＴおよびダイオードＤ１Ｔ，Ｄ２Ｔを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２ＵおよびダイオードＤ１Ｕ，Ｄ２Ｕを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ，Ｑ２ＶおよびダイオードＤ１Ｖ，Ｄ２Ｖを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ，Ｑ２ＷおよびダイオードＤ１Ｗ，Ｄ２Ｗを含む。

以下では、コンバータ３の各相アームおよびインバータ４の各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘは直流正母線１３および直流負母線１４の間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘにそれぞれ逆並列接続される。

コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点が交流入力端子に対応する。コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）の交流入力端子は対応する線（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続される。一方、インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点が交流出力端子に対応する。インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）の交流出力端子は対応する線（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。

直流電圧変換器７は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄと、ダイオードＤ１Ｄ，Ｄ２Ｄとを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄは直流正母線１３および直流負母線１４の間に直列に接続される。ダイオードＤ１Ｄ，Ｄ２Ｄは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄにそれぞれ逆並列接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点にリアクトルＬ１の一方端が接続される。リアクトルＬ１の他方端は蓄電池８の正極に接続される。

図３は、制御装置１０に含まれる、コンバータ３の制御部を説明するブロック図である。図３を参照して、コンバータ制御部６０は、電圧指令生成回路６２と、ＰＷＭ回路６４とを含む。

電圧指令生成回路６２は、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流センサ３２が検出した電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、電圧センサ３２が検出した電圧Ｖｄｃ、および電圧センサ３７が検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを受けて、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊を生成する。

ＰＷＭ回路６４は、電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に基づいて、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊にそれぞれ等しくするための信号を生成する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれるＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。

図４は、図３に示した電圧指令生成回路６２の機能ブロック図である。図４を参照して、電圧指令生成回路６２は、基準値生成回路７０と、減算器７１，７５Ａ〜７５Ｃと、直流電圧制御回路７２と、正弦波発生回路７３と、乗算器７４Ａ〜７４Ｃと、電流制御回路７６と、加算器７７Ａ〜７７Ｃとを含む。

基準値生成回路７０は、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴおよび電圧センサ３７が検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを受けて、電圧Ｖｄｃの目標値である基準値Ｖｄｃ＊を生成する。基準値生成回路７０の構成は後に詳述する。

減算器７１は、基準値Ｖｄｃ＊と電圧センサ３４が検出した電圧Ｖｄｃとの差を算出する。直流電圧制御回路７２は、基準値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの差が０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ＊を算出する。直流電圧制御回路７２は、たとえば基準値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの差を比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｉ＊を算出する。

正弦波発生回路７３は、商用交流電源１のＲ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＳ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＴ相電圧と同相の正弦波信号とを出力する。３つの正弦波信号は、乗算器７４Ａ〜７４Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ＊が乗じられる。これにより、商用交流電源１の相電圧と同相の電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊が生成される。

減算器７５Ａは、電流指令値ＩＲ＊と電流センサ３２により検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器７５Ｂは、電流指令値ＩＳ＊と電流センサ３２により検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器７５Ｃは、電流指令値ＩＴ＊と電流センサ３２により検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。

電流制御回路７６は、電流指令値ＩＲ＊とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ＊とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ＊とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル１２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。電流制御回路７６は、たとえば電流指令値と電流センサ３２により検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより、電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。

加算器７７Ａは、電圧指令値ＶＲａ＊と電圧センサ３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ＊を生成する。加算器７７Ｂは、電圧指令値ＶＳａ＊と電圧センサ３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ＊を生成する。加算器７７Ｃは、電圧指令値ＶＴａ＊と電圧センサ３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ＊を生成する。

電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊は、振幅が互いに等しく互いに２π／３の位相差がある正弦波電圧である。ＰＷＭ回路６４（図３）は、信号波として電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊を用い、搬送波として共通の三角波信号を用いる。ＰＷＭ回路６４は、信号波と搬送波との電圧比較に従って、コンバータ３の各相アームに含まれるＩＧＢＴ素子のオン・オフを制御する。

上記の構成を有するコンバータ制御部６０によってコンバータ３が制御されることにより、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源１と同相かつ正弦波の電流となるため、力率をほぼ１にすることができる。言い換えれば、力率をほぼ１にするためには、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを波形歪の無い正弦波状の交流電流に制御することが好ましい。

上記のとおり、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの目標値となる電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊は、電流指令値Ｉ＊に対して商用交流電源１の相電圧と同相の正弦波信号を乗じることにより生成される。そして、この電流指令値Ｉ＊は、基準値Ｖｄｃ＊と電圧センサ３４が検出した電圧Ｖｄｃとの差に基づいて算出される。したがって、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを制御する上で、基準値Ｖｄｃ＊を如何に設定するかが重要となる。

ここで、コンバータ３は入力フィルタ２のリアクトル１２を介して商用交流電源１に接続されているため、コンバータ３およびリアクトル１２によって昇圧型の回路が構成されている。そのため、コンバータ３は、商用交流電源１からリアクトル１２に供給される交流入力電圧の振幅値以上の直流電圧を出力する。本実施の形態において、商用交流電源１は三相交流電源であるため、商用交流電源１から供給される交流入力電圧は、商用交流電源１の二つの相電圧の差である線間電圧（例えばＶＲＳ＝ＶＲ−ＶＳ）に相当する。したがって、コンバータ３は、入力線間電圧（ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ）の振幅値以上の直流電圧を出力することになる。これによれば、コンバータ３の出力電圧Ｖｄｃの目標値となる基準値Ｖｄｃ＊を、入力線間電圧の振幅値以上の電圧に設定する必要がある。

コンデンサ１５の出力電圧Ｖｄｃはさらに、インバータ４によって商用周波数の交流電圧に変換される。制御装置１０に含まれる、インバータ４の制御部（図示せず）は、インバータ４の出力電圧が正弦波状に変化するようにインバータ４を制御する。具体的には、インバータ４の制御部は、負荷６に供給される三相電圧（電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）の位相が、商用交流電源１から供給される三相電圧（電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ）の位相に一致するように、インバータ４を制御する。

インバータ４の制御には、一般的なＰＷＭ制御として、正弦波ＰＷＭ制御が適用される。正弦波ＰＷＭ制御において、搬送波の振幅はコンデンサ１５の両端の電圧Ｖｄｃの１／２（＝Ｖｄｃ／２）に相当する。なお、搬送波の振幅に対する電圧指令値の基本波成分の振幅の比率を「変調率」という。インバータ４における変調率は、電圧Ｖｄｃ／２に対する電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅の比率となる。

搬送波の振幅を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅よりも大きくすることで、搬送波の周期ごとに必ずＩＧＢＴ素子のオン・オフが行なわれるため、相電圧の基本波成分の振幅を、対応する電圧指令値の振幅に比例させることができる。これにより、二つの相電圧の差である線間電圧（例えばＶＵＶ＝ＶＵ−ＶＶ）の基本波成分も正弦波となる。正弦波ＰＷＭ制御において、インバータ４が出力可能な相電圧の基本波振幅の最大値はＶｄｃ／２となるため、これを出力線間電圧の基本波振幅に換算すると、√３Ｖｄｃ／２≒０．８７Ｖｄｃとなる。

さらに、電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を、基本波とその３次高調波とを重畳して作成する方法を採ることによって、出力線間電圧の基本波振幅を電圧Ｖｄｃと等しくすることも可能である。

このように、インバータ４は、入力直流電圧Ｖｄｃ以下の振幅値を有する交流電圧を出力する。本実施の形態において、インバータ４は三相インバータであるため、インバータ４から負荷６に供給される交流出力電圧は、インバータ４の出力線間電圧（ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵ）に相当する。したがって、インバータ４は、入力直流電圧Ｖｄｃ以下の振幅値を有する出力線間電圧を出力することになる。これによれば、基準値Ｖｄｃ＊を、出力線間電圧の振幅値以上の電圧に設定することで、交流出力電圧を波形歪の無い正弦波状に変化させることができる。

その一方で、電圧Ｖｄｃを高くすると、コンバータ３およびインバータ４の各々において、高い直流電圧の下で半導体スイッチ（ＩＧＢＴ素子）のオン・オフが行なわれることになるため、スイッチング損失が増大してしまう。また、電圧Ｖｄｃを高くすることで、コンバータ３およびインバータ４における変調率が低くなる。変調率が低くなると、コンバータ３の入力電流およびインバータ４の出力電流に含まれる高調波成分が増加する。高次の高調波成分は入力フィルタ２のコンデンサ１１または出力フィルタ５のコンデンサ１７によってほとんど吸収できるが、低次の高調波成分はコンデンサ容量が小さいと十分に吸収できず、商用交流電源１の擾乱や負荷６における損失を増加させる要因となり得る。

これに対しては、電圧Ｖｄｃを低く設定すれば、変調率が高くなる。これにより、高い直流電圧の下でのＰＷＭチョッパ動作が回避されるとともに、ＰＷＭ制御電流に含まれる高調波成分が低減するため、上述した損失の増加を抑えることができる。

以上により、電圧Ｖｄｃは、商用交流電源１から供給される交流入力電圧の振幅値以上であり、かつ、負荷６に供給される交流出力電圧の振幅値以上であることが求められる。ただし、電力変換装置１００全体の損失の増加を抑えるためには、電圧Ｖｄｃをできるだけ低い値とすることが好ましい。

その一方で、商用交流電源１から供給される交流入力電圧および負荷６に供給される交流出力電圧は、通常時であっても変動（増減）する場合がある。商用交流電源１から供給される交流入力電圧が増加することによって、交流入力電圧の振幅値が電圧Ｖｄｃよりも高くなると、コンバータ３の入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを正弦波状に制御することができず、結果的に力率を１にすることが困難となる可能性がある。

同様に、負荷６に供給される交流出力電圧が増加することによって、交流出力電圧の振幅値が電圧Ｖｄｃよりも高くなると、変調率が１を超えてしまうため、インバータ４の出力電圧を正弦波状に制御することが困難となる可能性がある。

商用交流電源１から供給される電圧および負荷６に供給される電圧の変動に影響されずにコンバータ３およびインバータ４の制御を安定して行なうためには、電圧Ｖｄｃを、商用交流電源１から供給される交流入力電圧および負荷６に供給される交流出力電圧の振幅値に対して、変動分に相当するマージンを加算した値とすることができる。しかしながら、電圧Ｖｄｃを高く設定することで、コンバータ３およびインバータ４の制御の安定性が向上する反面、上記のとおり電力変換装置１００全体の損失を増加させることになる。

そこで、本実施の形態に係る電力変換装置１００では、電圧Ｖｄｃの目標値である基準値Ｖｄｃ＊を、固定的ではなく、商用交流電源１から供給される交流入力電圧の検出値および負荷６に供給される交流出力電圧の検出値に基づいて動的に設定する。これにより、コンバータ３およびインバータ４の制御の安定性を向上させつつ、電力変換装置１００全体の損失の増加を抑えることを可能とする。

基準値Ｖｄｃ＊の生成は、電圧指令生成回路６２における基準値生成回路７０（図３）により実行される。以下、基準値Ｖｄｃ＊の生成について説明する。

図５は、基準値生成回路７０の構成例を示す図である。図５を参照して、基準値生成回路７０は、三相全波整流回路８０，８１と、最大値選択回路８４とを含む。

三相全波整流回路８０（第１の整流回路）は、電圧センサ３１が検出した三相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを受ける。三相全波整流回路８０には、例えば６個の逆並列ダイオードをブリッジ接続したブリッジ整流器が用いられる。三相全波整流回路８０は、三相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを整流して直流電圧Ｖｄｃ１に変換する。直流電圧Ｖｄｃ１は、線間電圧ＶＲＳ（電圧ＶＲと電圧ＶＳとの差分）の絶対値｜ＶＲＳ｜、線間電圧ＶＳＴ（電圧ＶＳと電圧ＶＴとの差分）の絶対値｜ＶＳＴ｜、および線間電圧ＶＳＲ（電圧ＶＳと電圧ＶＲとの差分）の絶対値｜ＶＳＲ｜のうちの最大値と等しくなる。直流電圧Ｖｄｃ１は、商用交流電源１から供給される交流入力電圧（入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ）の振幅値を含んでいる。すなわち、三相全波整流回路８０は、交流入力電圧の振幅値を検出するための検出手段を構成する。

三相全波整流回路８１（第２の整流回路）は、電圧センサ３７が検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを受ける。三相全波整流回路８１には三相全波整流回路８１と同様に、例えばブリッジ整流器が用いられる。三相全波整流回路８１は、三相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを整流して直流電圧Ｖｄｃ２に変換する。直流電圧Ｖｄｃ２は、線間電圧ＶＵＶ（電圧ＶＵと電圧ＶＶとの差分）の絶対値｜ＶＵＶ｜、線間電圧ＶＶＷ（電圧ＶＶと電圧ＶＷとの差分）の絶対値｜ＶＶＷ｜、および線間電圧ＶＷＵ（電圧ＶＷと電圧ＶＵとの差分）の絶対値｜ＶＷＵ｜のうちの最大値と等しくなる。直流電圧Ｖｄｃ２は、負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵ）のピーク値を含んでいる。すなわち、三相全波整流回路８１は、交流出力電圧の振幅値を検出するための検出手段を構成する。

最大値選択回路８４（選択回路）は、三相全波整流回路８０により変換された直流電圧Ｖｄｃ１および三相全波整流回路８１により変換された直流電圧Ｖｄｃ２のうちから大きい方を選択する。最大値選択回路８４は、選択した直流電圧を、基準値Ｖｄｃ＊として加算器７１（図４）に出力する。

三相全波整流回路８０から出力される直流電圧Ｖｄｃ１は、商用交流電源１から供給される交流入力電圧（入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ）の変動を反映した値となる。三相全波整流回路８１から出力される直流電圧Ｖｄｃ２は、負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵ）の変動を反映した値となる。最大値選択回路８４が直流電圧Ｖｄｃ１およびＶｄｃ２のうちの大きい方を選択して基準値Ｖｄｃ＊を生成することにより、生成された基準値Ｖｄｃ＊は、交流入力電圧および交流出力電圧のうちの変動が最も大きくなる電圧の振幅値に追従して変化することになる。

このような構成とすることにより、例えば商用交流電源１から供給される交流入力電圧が変動して振幅値が増加した場合には、当該振幅値の増加が反映されて基準値Ｖｄｃ＊が高く設定される。この基準値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの差が０となるようにコンバータ３の入力電流が制御されることにより、電圧Ｖｄｃが増加する。その結果、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを正弦波状の交流電流に制御することができるため、コンバータ３の力率をほぼ１にすることができる。

また、負荷６に供給される交流出力電圧が変動して振幅値が増加した場合には、当該振幅値の増加が反映されて基準値Ｖｄｃ＊が高く設定される。このような場合も、基準値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの差が０となるようにコンバータ３の入力電流が制御されることにより、電圧Ｖｄｃが増加する。その結果、インバータ４の正弦波ＰＷＭ制御において、変調率が１を超えることを防ぐことができる。したがって、インバータ４の出力電圧を正弦波状であって、かつ、コンバータ３の入力電圧と位相が一致するように制御することができる。

以上のように、本実施の形態１によれば、商用交流電源１から供給される交流入力電圧または負荷６に供給される交流出力電圧が変動した場合であっても、交流入力電圧および交流出力電圧の振幅値の変動に追従するように基準値Ｖｄｃ＊が動的に設定される。したがって、交流入力電圧および交流出力電圧の振幅値の変動に追従するように、電圧Ｖｄｃも変動する。これにより、交流入力電圧および交流出力電圧の変動に影響されることなく、コンバータ３およびインバータ４を安定して制御することができる。したがって、基準値Ｖｄｃ＊を、交流電圧の変動分に相当するマージンを持たせた値に固定的に設定するものと比較して、制御の安定性を損なうことなく、電力変換装置１００全体の損失を低減できる。この結果、高力率かつ高い電力変換効率を有する電力変換装置を実現することが可能となる。

［実施の形態２］
図６は、実施の形態２に係る電力変換装置１００Ａの主回路構成を示す概略ブロック図である。図６を参照して、電力変換装置１００Ａは、無停電電源装置に適用される。電力変換装置１００Ａは、図１に示す電力変換装置１００と基本的構成が同じであるが、電磁接触器１８，２１，２２、半導体スイッチ２０および電圧センサ３８が追加されている点が異なっている。

電磁接触器２２は、一方端子が交流入力端子Ｔ１に接続され、他方端子が入力フィルタ２の入力ノードに接続される。電磁接触器２２は、制御装置１０Ａによって制御され、無停電電源装置の使用時にはオンされ、たとえば無停電電源装置の保守および点検時にオフされる。電磁接触器２２と入力フィルタ２との間のノードＮ１に現われる電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴは、電圧センサ３１によって検出される。

電磁遮断器１８は、一方端子が出力フィルタ５の出力ノードに接続され、他方端子が交流出力端子Ｔ２に接続される。電磁接触器１８は、図７に示すように、Ｕ相ラインＵＬに接続される電磁接触器１８Ｕ、Ｖ相ラインＶＬに接続される電磁接触器１８ＶおよびＷ相ライン１９に接続される電磁接触器１８Ｗにより構成される。

電磁接触器１８は、制御装置１０Ａによって制御される。電磁接触器１８は、インバータ４によって生成された交流電力を負荷６に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、商用交流電源１からの交流電力を、交流入力端子Ｔ１と交流出力端子Ｔ２との間に配設される三相ライン１９を経由して負荷６に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。出力フィルタ５と電磁接触器１８との間のノードＮ２に現われる電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、電圧センサ３７によって検出される。

半導体スイッチ２０は、交流入力端子Ｔ１と交流出力端子Ｔ２との間に接続される。半導体スイッチ２０は、サイリスタを含み、制御装置１０Ａによって制御される。半導体スイッチ２０は、通常時はオフし、インバータ給電モードからバイパス給電モードへ移行するときに所定時間だけオンする。

電磁接触器２１は、半導体スイッチ２０に並列接続され、制御装置１０Ａによって制御される。電磁接触器２１は、図７に示すように、三相ライン１９のＵ相ラインに接続される電磁接触器２１Ｕ、Ｖ相ラインに接続される電磁接触器２１Ｖ、およびＷ相ラインに接続される電磁接触器２１Ｗにより構成される。電磁接触器２１は、インバータ給電モード時にはオフされ、バイパス給電モード時にはオンされる。以下の説明では、半導体スイッチ２０および電磁接触器２１の並列回路を、バイパス回路とも称する。

交流入力端子Ｔ１と半導体スイッチ２０との間のノードＮ３に現われる電圧ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１は、電圧センサ３８によって検出される。電圧センサ３８は、電圧ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を示す三相電圧信号を制御装置１０Ａに出力する。

なお、図６の例では、バイパス給電モード時に用いるバイパス交流電源を商用交流電源１と同じとしているが、商用交流電源１とは別にバイパス交流電源を設けてもよい。

制御装置１０Ａは、コンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７の動作を制御する。具体的には、制御装置１０Ａは、電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、電圧センサ３７からの三相電圧信号、電圧センサ３４が検出した電圧Ｖｄｃを示す信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３５が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３６が検出した電流ＩＢを示す信号、および電圧センサ３８からの三相電圧信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。

制御装置１０Ａは、コンバータ制御部を含んでいる。当該コンバータ制御部は、図３に示したコンバータ制御部６０と基本的構成が同じであるが、電圧指令生成回路６２に代えて、電圧指令生成回路６２Ａを含む点が異なっている。電圧指令生成回路６２Ａは、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流センサ３２が検出した電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、電圧センサ３４が検出した電圧Ｖｄｃ、電圧センサ３７が検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、および電圧センサ３８が検出した電圧ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を受けて、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊を生成する。

以下、電圧指令生成回路６２Ａの構成について説明する。図７は、制御装置１０Ａのコンバータ制御部に含まれる、電圧指令生成回路６２Ａの機能ブロック図である。電圧指令生成回路６２Ａの基本的構成は、図４に示した電圧指令生成回路６２と同じであるが、基準値生成回路７０に代えて、基準値生成回路７０Ａを含む点が異なっている。

基準値生成回路７０Ａは、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電圧センサ３７が検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷおよび電圧センサ３８が検出した電圧ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を受けて、電圧Ｖｄｃの目標値である基準値Ｖｄｃ＊を生成する。

図８は、基準値生成回路７０Ａの構成例を示す図である。図８を参照して、基準値生成回路７０Ａは、三相全波整流回路８０，８１，８２と、最大値選択回路８４とを含む。基準値生成回路７０Ａは、図５に示した基準値生成回路７０に対して、三相全波整流回路８２を追加したものである。

三相全波整流回路８２（第３の整流回路）には、三相全波整流回路８０，８１（第１および第２の整流回路）と同様に、６個の逆並列ダイオードをブリッジ接続したブリッジ整流器が用いられる。三相全波整流回路８２は、三相ライン１９の三相電圧ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を整流して直流電圧Ｖｄｃ３に変換する。直流電圧Ｖｄｃ３は、線間電圧ＶＵＶ１（電圧ＶＵ１と電圧ＶＶ１との差分）の絶対値｜ＶＵＶ１｜、線間電圧ＶＶＷ１（電圧ＶＶ１と電圧ＶＷ１との差分）の絶対値｜ＶＶＷ１｜、および線間電圧ＶＷＵ１（電圧ＶＷ１と電圧ＶＵ１との差分）の絶対値｜ＶＷＵ１｜のうちの最大値と等しくなる。直流電圧Ｖｄｃ３は、バイパス回路を経由して負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ１，ＶＶＷ１，ＶＷＵ１）のピーク値を含んでいる。

最大値選択回路８４は、三相全波整流回路８０により変換された直流電圧Ｖｄｃ１、三相全波整流回路８１により変換された直流電圧Ｖｄｃ２および、三相全波整流回路８２により変換された直流電圧Ｖｄｃ３のうちから最も大きいものを選択する。最大値選択回路８４は、選択した直流電圧を、基準値Ｖｄｃ＊として加算器７１（図７）に出力する。

三相全波整流回路８０から出力される直流電圧Ｖｄｃ１は、商用交流電源１から供給される交流入力電圧（入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ）の変動を反映した値となる。三相全波整流回路８１から出力される直流電圧Ｖｄｃ２は、負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵ）の変動を反映した値となる。三相全波整流回路８２から出力される直流電圧Ｖｄｃ３は、バイパス回路を経由して負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ１，ＶＶＷ１，ＶＷＵ１）の変動を反映した値となる。最大値選択回路８４が直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２およびＶｄｃ３のうちの最も大きいものを選択して基準値Ｖｄｃ＊を生成することにより、生成された基準値Ｖｄｃ＊は、これらの交流入力電圧および交流出力電圧のうちの変動が最も大きくなる電圧のピーク値に追従して変化することになる。

図６に示す無停電電源装置においては、無停電電源装置の保守および点検時、または、インバータ４が故障したときに、インバータ給電モードからバイパス給電モードに移行する。このとき、半導体スイッチ２０が瞬時にオンし、次いで電磁接触器２１がオンする。その後、電磁接触器１８がオフすることにより、無瞬断でインバータ給電状態からバイパス給電状態に切替えることができる。

しかしながら、バイパス回路を経由して負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ１，ＶＶＷ１，ＶＷＵ１）が変動し、インバータ４から負荷６に供給される交流出力電圧（出力線間電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵ）よりも高くなると、バイパス回路がオンされてから電磁接触器１８がオフされるまでの間、すなわち、バイパス回路および電磁接触器１８がともにオンされている間に、交流出力端子Ｔ２からインバータ４側に向けて電流が流れることになる。この電流は横流と呼ばれる。この横流の発生を抑えるためには、インバータ４から出力される交流出力電圧がバイパス回路を経由して供給される交流出力電圧以上であることが好ましい。このようにバイパス回路を経由して供給される交流出力電圧ＶＵＶ１，ＶＶＷ１，ＶＷＵ１は、インバータ４の制御に影響を与え得る。

基準値生成回路７０Ａによれば、バイパス回路を経由して供給される交流出力電圧ＶＵＶ１，ＶＶＷ１，ＶＷＵ１が変動して、インバータ４から供給される交流出力電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵよりもピーク値が増加した場合には、当該ピーク値の増加が反映されて基準値Ｖｄｃ＊が高く設定される。この基準値Ｖｄｃ＊と電圧Ｖｄｃとの差が０となるようにコンバータ３の入力電流が制御されることにより、電圧Ｖｄｃが増加する。その結果、インバータ４の正弦波ＰＷＭ制御において、変調率が１を超えることを防ぐことができる。したがって、インバータ４の交流出力電圧を正弦波状であって、かつ、バイパス回路を経由して供給される交流出力電圧以上になるように制御することができる。

以上のように、本実施の形態２によれば、インバータ給電モードからバイパス給電モードに移行する際に、インバータ４またはバイパス回路から供給される交流出力電圧が変動した場合であっても、交流出力電圧の変動に追従するように基準値Ｖｄｃ＊が動的に設定されることで、電圧Ｖｄｃも変動する。これにより、交流出力電圧の変動に影響されることなく、インバータ給電モードからバイパス給電モードに移行することができる。したがって、基準値Ｖｄｃ＊を、交流出力電圧の変動分に相当するマージンを持たせた値に固定的に設定するものと比較して、制御の安定性を損なうことなく、電力変換装置１００全体の損失を低減することができる。

［実施の形態３］
図９は、図５に示した基準値生成回路７０の他の構成例を示す回路図である。図９を参照して、基準値生成回路７０Ｂは、図５に示した基準値生成回路７０と基本的構成が同じであるが、最大値ホールド回路８５、ゲイン回路８８，８６、比較器８７および切換回路８９が付加されている点で異なっている。

最大値選択回路８４は、三相全波整流回路８０により変換された直流電圧Ｖｄｃ１および三相全波整流回路８１により変換された直流電圧Ｖｄｃ２のうちの大きい方を選択し、選択した直流電圧を最大値ホールド回路８５に出力するとともに、比較器８７に出力する。

最大値ホールド回路８５は、最大値選択回路８４から送られてくる直流電圧を、所定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。

ゲイン回路８６は、最大値ホールド回路８５に保持されている直流電圧にゲインＧ１を乗算し、乗算結果を閾値Ｖｔｈとして出力する。ゲインＧ１は０より大きく１より小さくなるように設定された固定値である。例えばゲインＧ１は０．８〜０．９程度の値に設定されている。

比較器８７は、非反転入力端子（＋端子）にゲイン回路８６から出力された閾値Ｖｔｈが入力され、反転入力端子（−端子）に最大値選択回路８４により選択された直流電圧が入力される。比較器８７は、閾値Ｖｔｈと直流電圧とを比較し、比較結果を出力する。比較器８７は、最大値選択回路８４からの直流電圧が閾値Ｖｔｈよりも大きいときにＨ（論理ハイ）レベルの信号を出力し、最大値選択回路８４からの直流電圧が閾値Ｖｔｈ以下となるときにＬ（論理ロー）レベルの信号を出力する。

ゲイン回路８８は、最大値ホールド回路８５に保持されている直流電圧に制御ゲインＧ２を乗算する。制御ゲインＧ２は、基準値Ｖｄｃ＊を予め設定された変化速度で増減させるために用いられる。基準値Ｖｄｃ＊を増加させる場合、制御ゲインＧ２は、値「０」を初期値として「１」に向かって上記変化速度で増加する。一方、基準値Ｖｄｃ＊を減少させる場合には、制御ゲインＧ２は、値「１」を初期値として「０」に向かって上記変化速度で減少する。なお、制御ゲインＧ２の変化速度は、制御装置１０が基準値Ｖｄｃ＊の変化に電圧Ｖｄｃを追従させることができるように、制御装置１０の応答速度に応じて設定されている。

切換回路８９は、比較器８７の出力信号に応じて、基準値生成回路７０Ｂから出力される基準値Ｖｄｃ＊を、ゲイン回路８８の出力（Ｉ側）と、最大値ホールド回路８５の出力（ＩＩ側）との間で切換える。具体的には、比較器８７の出力信号がＨレベルのとき、切換回路８９は、最大値ホールド回路８５の出力（ＩＩ側）を基準値Ｖｄｃ＊として選択する。すなわち、最大値選択回路８４からの直流電圧が閾値Ｖｔｈよりも大きいときには、最大値ホールド回路８５に保持された直流電圧が、基準値Ｖｄｃ＊として基準値生成回路７０Ｂから出力される。

これに対して、比較器８７の出力信号がＬレベルのとき、切換回路８９は、ゲイン回路８８の出力（Ｉ側）を基準値Ｖｄｃ＊として選択する。すなわち、最大値選択回路８４からの直流電圧が閾値Ｖｔｈ以下となるときには、最大値ホールド回路８５に保持された直流電圧に制御ゲインＧ２を乗算した電圧が、基準値Ｖｄｃ＊として基準値生成回路７０Ｂから出力される。最大値選択回路８４からの直流電圧が閾値Ｖｔｈ以下となっている間、ゲイン回路８８から切換回路８９を経由して出力される基準値Ｖｄｃ＊は、所定の変化速度で徐々に減少する。

図１０は、図９に示した基準値生成回路７０Ｂから出力される基準値Ｖｄｃ＊の時間的変化の一例を模式的に示した図である。図１０中の実線は最大値選択回路８４から出力される直流電圧、すなわち、直流電圧Ｖｄｃ１およびＶｄｃ２のうちの大きい方を示す。以下の説明では、最大値選択回路８４の出力電圧を、Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）と表記する。図１０において破線は切換回路８９から出力される基準値Ｖｄｃ＊を示す。

図１０には、商用交流電源１から供給される交流入力電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ，ＶＴＲ、または、負荷６に供給される交流出力電圧ＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵが減少したことにより、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が減少した場合が示されている。

基準値生成回路７０Ｂ内部では、最大値ホールド回路８５に保持された電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）にゲインＧ１を乗算することによって閾値Ｖｔｈが演算される。なお、閾値Ｖｔｈは、最大値ホールド回路８５のサンプリング周波数に応じた周期で更新される。

図１０の時刻ｔ１以前では、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が閾値Ｖｔｈよりも大きくなっている。したがって、切換回路８９により、比較器８７からのＨレベルの出力信号に基づいて、最大値ホールド回路８５の出力（ＩＩ側）が基準値Ｖｄｃ＊として選択される。

電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が減少して時刻ｔ１において閾値Ｖｔｈ以下になると、比較器８７の出力信号はＨレベルからＬレベルに切替わる。これにより、切換回路８９では、最大値ホールド回路８５の出力（Ｉ側）に代えて、ゲイン回路８８の出力（Ｉ側）が基準値Ｖｄｃ＊として選択される。ゲイン回路８８では、制御ゲインＧ２が値「１」を初期値として、予め設定された変化速度で減少する。これにより、基準値Ｖｄｃ＊は、時刻ｔ１における電圧値から徐々に減少する。時刻ｔ１以降における基準値Ｖｄｃ＊の変化速度は、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）の変化速度よりも遅くなっている。そのため、制御装置１０は、電圧Ｖｄｃを基準値Ｖｄｃ＊に追従させることができる。

電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が減少から増加に転じたことによって、時刻ｔ１より後の時刻ｔ２において、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が再び閾値Ｖｔｈよりも大きくなると、比較器８７の出力信号はＬレベルからＨレベルに切替わる。したがって、切換回路８９では、ゲイン回路８８の出力（ＩＩ側）に代えて、最大値ホールド回路８５の出力（Ｉ側）が基準値Ｖｄｃ＊として選択される。

このような構成とすることにより、基準値Ｖｄｃ＊は、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）に比べて、変動範囲が小さく抑えられている。電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）をそのまま基準値Ｖｄｃ＊として用いた場合、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が急激に変動したときに、基準値Ｖｄｃ＊の変動に対してコンバータ３およびインバータ４の制御を追従させることが困難となる可能性がある。これに対して、本実施の形態では、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２）が急激に変動した場合であっても、基準値Ｖｄｃ＊は、コンバータ３およびインバータ４の制御可能な変化速度で、電圧Ｖｍａｘ（Ｖｄｃ１，Ｖｃ２）に追従するように変化する。これにより、コンバータ３およびインバータ４の制御の安定性を保つことができる。

本実施の形態による電力変換装置では、コンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７を２レベル回路により構成したが、コンバータ３、インバータ４および直流電圧変換器７を３レベル回路により構成してもよい。

また、本実施の形態では、商用交流電源１として三相交流電源を示したが、商用交流電源１は単相交流電源であってもよい。

また本実施の形態では、無停電電源装置への適用例を説明したが、本発明は交流電力から直流電力を出力する電力変換装置に適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 商用交流電源、２ 入力フィルタ、３ コンバータ、３Ｒ Ｒ相アーム、３Ｓ Ｓ相アーム、３Ｔ Ｔ相アーム、４ インバータ、４Ｕ Ｕ相アーム、４Ｖ Ｖ相アーム、４Ｗ Ｗ相アーム、５ 出力フィルタ、６ 負荷、７ 直流電圧変換器、８ 蓄電池、１０，１０Ａ 制御装置、１１，１７ コンデンサ、１２，１６ リアクトル、１３ 直流正母線、１４ 直流負母線、１５ コンデンサ、１８，２１，２２ 電磁接触器、１９ 三相ライン、２０ 半導体スイッチ、３１，３４，３５，３７，３８ 電圧センサ、３２，３６ 電流センサ、３３ 停電検出回路、６０ コンバータ制御部、６２ 電圧指令生成回路、６４ ＰＷＭ回路、７０，７０Ａ，７０Ｂ 基準値生成回路、７２ 直流電圧制御回路、７３ 正弦波発生回路、７４Ａ，７４Ｂ，７４Ｃ 乗算器、７６ 電流制御回路、７７Ａ，７７Ｂ，７７Ｃ 加算器、７１，７５Ａ，７５Ｂ，７５Ｃ 減算器、８０，８１，８２ 三相全波整流回路、８４ 最大値選択回路、８７ 比較器、８９ 切換回路、１００，１００Ａ 電力変換装置、Ｑ１Ｒ，Ｑ１Ｓ，Ｑ１Ｔ，Ｑ２Ｒ，Ｑ２Ｓ，Ｑ２Ｔ，Ｑ１Ｕ，Ｑ１Ｖ，Ｑ１Ｗ，Ｑ２Ｕ，Ｑ２Ｖ，Ｑ２Ｗ，Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄ ＩＧＢＴ素子、Ｄ１Ｒ，Ｄ１Ｓ，Ｄ１Ｔ，Ｄ２Ｒ，Ｄ２Ｓ，Ｄ２Ｔ，Ｄ１Ｕ，Ｄ１Ｖ，Ｄ１Ｗ，Ｄ２Ｕ，Ｄ２Ｖ，Ｄ２Ｗ，Ｄ１Ｄ，Ｄ２Ｄ ダイオード、ＲＬ Ｒ相ライン、ＳＬ Ｓ相ライン、ＴＬ Ｔ相ライン、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン。

Claims (7)

1. 交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   前記コンバータから直流正母線および直流負母線を介して供給される前記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
   前記直流正母線および前記直流負母線の間に接続されるコンデンサと、
   前記コンバータおよび前記インバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記交流電源から前記コンバータに供給される交流入力電圧の振幅値、および前記インバータから前記負荷に供給される交流出力電圧の振幅値に基づいて、前記コンバータから前記直流正母線および前記直流負母線の間に出力される直流電圧の基準値を生成する基準値生成回路と、
   前記コンデンサの両端の電圧が前記基準値に一致するとともに、前記交流電源の相電圧と同相の電流が前記コンバータの入力側に流れるように、前記コンバータを制御するコンバータ制御部とを含む、電力変換装置。
2. 前記基準値生成回路は、前記交流入力電圧の振幅値および前記交流出力電圧の振幅値のうちの最大値を、前記基準値として出力する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記基準値生成回路は、
   前記交流入力電圧を全波整流する第１の整流回路と、
   前記交流出力電圧を全波整流する第２の整流回路と、
   前記第１の整流回路の出力および前記第２の整流回路の出力のうちの大きい方を、前記基準値として選択する選択回路とを含む、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記基準値生成回路は、
   前記選択回路の出力を保持するホールド回路と、
   前記ホールド回路の出力よりも低い値に設定された閾値と、前記選択回路の出力とを比較する比較器と、
   前記選択回路の出力が前記閾値よりも高いときには前記ホールド回路の出力を前記基準値として出力する一方で、前記選択回路の出力が前記閾値以下になると、前記ホールド回路の出力を所定の変化速度で減少させることによって、前記基準値を前記選択回路の出力に追従させるように構成された切換回路とをさらに含む、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記交流電源からの交流電力を前記負荷に供給するためのバイパス回路をさらに備え、
   前記制御装置は、前記インバータおよび前記バイパス回路のうちのいずれか一方から前記負荷に交流電力を供給可能に構成され、
   前記基準値生成回路は、前記交流電源から前記コンバータに供給される交流入力電圧の振幅値、前記インバータから前記負荷に供給される交流出力電圧の振幅値、前記交流電源から前記バイパス回路に供給される交流電圧の振幅値に基づいて、前記基準値を生成する、請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記基準値生成回路は、前記交流入力電圧の振幅値、前記交流出力電圧の振幅値および前記交流電圧の振幅値のうちの最大値を、前記基準値として出力する、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記基準値生成回路は、
   前記交流入力電圧を全波整流する第１の整流回路と、
   前記交流出力電圧を全波整流する第２の整流回路と、
   前記交流電圧を全波整流する第３の整流回路と、
   前記第１の整流回路の出力、前記第２の整流回路の出力および前記第３の整流回路の出力のうちの最大値を、前記基準値として選択する選択回路とを含む、請求項６に記載の電力変換装置。
   

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