JP5327691B2 - 無停電電源装置 - Google Patents

Description

本発明は交流電源電圧を所望振幅の交流電圧に変換することができ且つ交流電源電圧の異常時にも電力供給を継続できる無停電電源装置に関する。

従来の典型的な単相交流無停電電源装置は、図１に示すように交流電源ＡＣと負荷Ｒとの間に、入力高周波コンデンサＣ１と入力リアクトルＬ１，Ｌ２と直流―交流変換器即ちコンバータＣＯＮＶと蓄電池ＢＴと直流リンクコンデンサＣ２と交流―直流変換器即ちインバータＩＮＶと出力リアクトルＬ３，Ｌ４と出力高周波コンデンサＣ３と商用トランスＴｒとを順次に有する。コンバータＣＯＮＶはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で示された第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１１、Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４と第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４とを備えたフルブリッジ型コンバータである。インバータＩＮＶはＩＧＢＴで示された第５、第６、第７及び第８のスイッチＱ１５、Ｑ１６，Ｑ１７，Ｑ１８と第５、第６、第７及び第８のダイオードＤ１５，Ｄ１６，Ｄ１７，Ｄ１８とを備えたフルブリッジ型インバータである。

図１の単相交流無停電電源装置は、入力電圧が歪みを有している場合であっても歪みのない一定振幅の電圧を出力することができという特長、及び入力電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を改善させることができという特長を有する。しかし、図１の単相交流無停電電源装置は、コンバータＣＯＮＶとインバータＩＮＶとを合わせて８個のスイッチＱ１１〜Ｑ１８と８個のダイオードＤ１１〜Ｄ１８とを備え、且つトランスＴｒを備えているので、大型且つ高価になるという欠点を有する。

図１の単相交流無停電電源装置の欠点を解決するためにハーフブリッジ型コンバータとハーフブリッジ型インバータとを組み合わせた図２の単相交流無停電電源装置が知られている。この図２の単相交流無停電電源装置は、交流電源ＡＣと、昇圧用リアクトルＬ１１と、ハーフブリッジ型コンバータを構成するトランジスタから成る第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂと、ハーフブリッジ型インバータを構成するトランジスタから成る第３及び第４のスイッチＱｃ，Ｑｄと、第１、第２、第３及び第４のダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄと、第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、平滑用リアクトルＬ１２と、蓄電池ＢＴと、負荷Ｒとから成る。第１のコンデンサＣ１１は第１のダイオードＤａを介して充電され、第２のコンデンサＣ１２は第２のダイオードＤｂを介して充電される。リアクトルＬ１１に対するエネルギーの蓄積は第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂによって制御される。リアクトルＬ１１にエネルギーが蓄積されることによって、第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２は交流電源ＡＣの電圧とリアクトルＬ１１の電圧とを加算した電圧によって充電され、ハーフブリッジ型インバータの直流電源として機能する。

図２の単相交流無停電電源装置は、ハーフブリッジ型コンバータとハーフブリッジ型インバータとに基づいて構成されているので、図１の単相交流無停電電源装置に比べて、トランスが不要になり、且つスイッチ、ダイオード及びリアクトルの数が半分になり、小型化且つ低コスト化が可能であるという長所を有する反面、各スイッチＱａ〜Ｑｄと各ダイオードＤａ〜Ｄｄとにかかる電圧が第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の電圧の２倍になるため、スイッチングによる損失が大きくなるという欠点を有する。例えば、２００V（実効値）の交流電源ＡＣを使用して負荷Ｒに交流電圧２００V（実効値）を供給する場合、図１の方式では最低で２８２V（ピーク値）の電圧が各スイッチＱ１１〜Ｑ１８と各ダイオードＤ１１〜Ｄ１８とにかかるが、図２の方式ではその倍の５６４Vの電圧が各スイッチＱａ〜Ｑｄと各ダイオードＤａ〜Ｄｄとにかかり、スイッチング損失が大幅に上昇してしまう。また、各スイッチＱａ〜Ｑｄを負荷Ｒが必要とする電流のすべてが流れるため、各スイッチＱａ〜Ｑｄにおける導通損失が比較的大きくなる。

図２のハーフブリッジ型コンバータ及びハーフブリッジ型インバータの変形として、負荷Ｒの一端（左端）を第１及び第２のコンデンサＣ１１，Ｃ１２の相互接続点に接続する代りに鎖線で示すように交流電源ＡＣの一端に接続する方式が特開平７−３３７０３６号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１の方式では、交流電源ＡＣの電圧にインバータの電圧を加算した電圧が負荷Ｒに印加される。しかし、特許文献１には図２の蓄電池ＢＴを有さない回路が開示されているのみであり、比較的長い停電に対応することができる無停電電源装置は開示されていない。また、交流電源ＡＣの交流電源の周波数が異常の場合の対処の方法が開示されていない。
特開平７−３３７０３６号公報

本発明が解決しようとする課題は、小型且つ低コストな無停電電源装置が要求されていることであり、本発明の目的はこの要求に応えることができる無停電電源装置を提供することである。

上記目的を達成するための本発明は、
交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された蓄電池と、
前記第１及び第２のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続されたリアクトルと、
前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に前記リアクトルを介することなく接続された負荷と、
前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された入力スイッチと、
前記第１及び第２の電源端子に交流電源電圧が正常に供給されている時に、前記入力スイッチをオン状態に制御し且つハーフブリッジ型コンバータ動作で前記交流電源電圧を直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御し且つハーフブリッジ型インバータ動作で前記第１及び第２のコンデンサの直流電圧を前記交流電源電圧に同期して交流電圧に変換するように前記第３及び第４のスイッチを制御し、前記交流電源電圧が異常の時に前記入力スイッチをオフ状態に制御し且つフルブリッジ型インバータ動作で前記蓄電池の直流電圧を前記負荷が要求する交流電圧に変換するように前記第１、第２、第３及び第４のスイッチを制御する制御回路と
を備え、前記制御回路は、
前記交流電源電圧を直流電圧に変換する時に前記第１及び第２のスイッチをハーフブリッジ型コンバータ動作させるための第１及び第２のコンバータ制御信号を形成する交流―直流変換制御回路と、
前記交流―直流変換制御回路から得られた第１及び第２のコンバータ制御信号を前記第１及び第２のスイッチに送る信号伝送路と、
前記第１及び第２のコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する時に前記第３及び第４のスイッチをインバータ動作させるための第１及び第２のインバータ制御信号を形成する直流―交流変換制御回路と、
前記直流―交流変換制御回路から得られた第１及び第２のインバータ制御信号を前記第３及び第４のスイッチの制御端子に送る信号伝送路と、
前記交流電源電圧の異常を検出する異常検出手段を含み、前記異常検出手段で異常が検出されていない時に前記第３及び第４のスイッチによるハーフブリッジ型インバータモードを示し、前記異常検出手段で異常が検出された時に前記第１、第２、第３及び第４のスイッチによるフルブリッジ型インバータモードを示すモード切換制御信号を発生するモード切換制御回路と、
前記フルブリッジ型インバータモードを示す前記モード切換制御信号に応答してオン状態になり、前記直流―交流変換制御回路から得られた第１のインバータ制御信号を前記第２のスイッチの制御端子に送る第１のインバータ制御信号伝送用スイッチ（８０）と、
前記フルブリッジ型インバータモードを示す前記モード切換制御信号に応答してオン状態になり、前記直流―交流変換制御回路から得られた第２のインバータ制御信号を前記第１のスイッチの制御端子に送る第２のインバータ制御信号伝送用スイッチ（８１）と
を備えていることを特徴とする無停電電源装置に係わるものである。
なお、本願において、負荷に対する電力供給が無視できるほど短い時間（例えば、交流電源電圧Ｖ_ACの１／４サイクル以下）停止した場合も無停電とみなす。

なお、請求項２に示すように、前記直流―交流変換制御回路は、ハーフブリッジ型インバータ動作時に、前記交流電源電圧に対して同相又は逆相の微小のインバータ出力電圧を発生させるように前記第３及び第４のスイッチを制御するための第１及び第２のインバータ制御信号を形成するものであることが望ましい。
また、請求項３に示すように、更に、前記第１の電源端子と前記負荷の一端との間に接続されたバイパススイッチと、前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記負荷の一端との間に接続された出力スイッチと、前記交流電源電圧を前記バイパススイッチを介して前記負荷に供給する時に前記バイパススイッチをオン状態に制御し、前記入力スイッチ及び前記出力スイッチをオフ状態に制御する制御手段とを備えていることが望ましい。

請求項１〜３の発明は次の効果を有する。
（１）第１及び第２の電源端子から交流電源電圧が正常に供給されている時に、交流電源電圧を直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチを制御し且つ直流電圧を交流電圧に変換するように第３及び第４のスイッチを制御（ハーフブリッジ型インバータ制御）し、第１及び第２の電源端子間の交流電源電圧が異常（例えば周波数異常又は振幅異常）の時に、入力スイッチをオフ状態に制御し且つ蓄電池の直流電圧を交流電圧に変換するように第１、第２、第３及び第４のスイッチを制御（フルブリッジ型インバータ制御）する。これにより、交流電源電圧が正常の時に、交流電源電圧にハーフブリッジ型インバータの出力電圧を重畳する方式であるにもかかわらず、交流電源電圧の周波数異常時に負荷に対して所望周波数及び所望振幅の電圧を供給することができ、信頼性の高い無停電電源装置を提供することができる。
（２）交流電源電圧が正常の時には、交流電源電圧にハーフブリッジ型インバータの出力電圧を重畳して所望の負荷電圧を得る。ハーフブリッジ型インバータは交流電源電圧の変動分（例えば±１V）のみを供給すればよい。
（３）交流電源電圧が正常の時には、第１及び第２のスイッチに負荷電流が流れず、入力電流の歪みを補償する電流と直流電圧を一定に維持するだけの電流が流れる。従って、第１及び第２のスイッチにおける電力損失が低減される。

次に、図３〜図８を参照して本発明の実施形態を説明する。

図３に示す本発明の実施例１に従う単相交流無停電電源装置は、交流発電機又は商用交流電源等から成る交流電源１から負荷２に交流電力を無停電で供給するためのものであって、図２の従来回路と同様に交流―直流変換（コンバータ）機能と直流―交流変換（インバータ）機能とを有する。しかし、実施例１に従う単相交流無停電電源装置は、図２の従来回路に比べて次の新規な点を有する。
１． 負荷２が交流電源１の一端とインバータの出力端子３との間に接続されている。
２． 交流電源１の電圧変動をインバータで補償する。
３．インバータを介して負荷２に交流電力を供給することができない時に、交流電源１から負荷２に交流電力を直接に供給するためのバイパススイッチ１６が設けられている。
４．交流電源１が異常（周波数又は振幅異常）の時に交流電源１をコンバータ及び負荷２から切り離すための入力スイッチ１３が設けられ、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４がフルブリッジ型インバータ駆動される。
５．インバータを負荷２から切り離すための出力スイッチ１５が設けられている。

次に、図３の単相交流無停電電源装置の各部を詳しく説明する。この単相交流無停電電源装置は、交流電源１と負荷２との間に交流―直流―交流変換回路を有する。この交流―直流―交流変換回路は第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路と、この第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列回路と、第１及び第２のリアクトル６、９とで構成されている。

交流電源１は定格電圧（目標電圧）が例えば１００Ｖ（実効値）、定格周波数（目標周波数）が５０Ｈｚの電源であり、第１及び第２の電源端子１ａ、１ｂに接続されている。なお、この実施例では第２の電源端子１ｂがグランドに接続されている。また、交流電源１の交流電源電圧Ｖ_ACの正方向が第１の電源端子１ａから第２の電源端子１ｂに向う方向に決められている。また、交流電源１は交流電源電圧Ｖ_ACの周波数と電圧値との一方又は両方が変動すること、又は停電することがあり得るものから成る。

第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路は正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１は入力スイッチ１３を介して交流電源１の第１の電源端子１ａに接続されている。第１及び第２のコンデンサ７，８はハーフブリッジ型コンバータのための直流電圧分割機能を有する。単相交流無停電電源装置は、交流電源１の停電又は異常をバックアップするための蓄電池１２が正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。

第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の直列回路は、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列接続され且つ正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２は、アクティブフイルタ機能を有するハーフブリッジ型コンバータのために使用されると共にフルブリッジ型インバータのためにも使用される。第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２は第１のリアクトル（インダクタンス）６を含む導体を介して第２の電源端子１ｂに接続されている。第１のリアクトル６は昇圧型ハーフブリッジ型コンバータのための昇圧用インダクタンスとして機能する。なお、第１のリアクトル６をラインの寄生インダクタンスとすることもできる。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の直列回路は、第１及び第２のコンデンサ７，８の直列回路に対して並列接続され且つ正側直流導体（ライン）４と負側直流導体（ライン）５との間に接続されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４はハーフブリッジ型インバータのために使用されると共にフルブリッジ型インバータのためにも使用される。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点Ｐ３は出力フイルタ用の第２のリアクトル９と出力スイッチ１５とを介して交流出力端子３に接続されている。第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４のそれぞれは絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなり、第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを有する。第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４はドレイン、ソース及びゲート（制御端子）をそれぞれ有する。第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対して逆方向並列に接続されている。第１及び第２の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２はコンバータ動作時の整流ダイオードとして機能すると共に、インバータ動作時の回生電流又は循環電流を流すために寄与する。第３及び第４の寄生ダイオードＤ３，Ｄ４はインバータの回生電流又は循環電流を流すために寄与する。なお、第１、第２、第３及び第４の寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を個別ダイオードに置き換えることもできる。

第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１と第２の電源端子１ｂとの間に入力段のフイルタコンデンサ１０が接続されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点Ｐ３と第２の電源端子１ｂとの間に第２の交流リアクトル９を介して出力段のフイルタコンデンサ１１が接続されている。

負荷２の一端は出力端子３に接続され、他端は第２の電源端子１ｂに接続されていると共に、第１のリアクトル６を介して第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点Ｐ２にも接続されている。負荷２に印加される電圧Ｖ_ABの詳細は後述する。

バイパススイッチ１６は、交流電源１の第１の電源端子１ａと出力端子３との間に接続されている。このバイパススイッチ１６はインバータを介して負荷２に交流電力を供給することができない時に交流電源１から負荷２に交流電力を供給するためのものであり、インバータを介して負荷２に交流電力を供給するインバータ給電モードから交流電源１から負荷２に交流電力を直接に供給するバイパス給電モードへの切換を例えば交流電源電圧Ｖ_ACの１／４サイクル以下のように高速で達成することができる双方向半導体スイッチ（交流スイッチ）又はスイッチ回路で構成されている。即ち、バイパススイッチ１６は２つのサイリスタの逆並列回路、又はトライアック、又は複数の半導体スイッチ（例えばＩＧＢＴ、トランジスタ、ＦＥＴ）と複数のダイオードとの組み合わせから成る周知の双方向スイッチで構成される。

入力スイッチ１３は第１の電源端子１ａと第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１と間に接続されており、交流電源１が異常の時、又はバイパス給電モード時にオフに制御され、交流―直流―交流変換回路を交流電源１から切り離す。
出力スイッチ１５は第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点Ｐ３と交流出力端子３と間に接続されており、インバータの故障又は点検時にオフに制御され、インバータを負荷２から切り離す。
本実施例の入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５は電気的に制御可能な機械的開閉器で構成されている。しかし、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５を電気的に制御可能な半導体スイッチで構成することもできる。

第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４、入力スイッチ１３、出力スイッチ１５、バイパススイッチ１６を制御するために第１、第２及び第３の電流検出器１４，１７，１８が設けられ、更に制御回路３２が設けられている。第１、第２及び第３の電流検出器１４，１７，１８はライン１９，１７ａ、２９によって制御回路３２に接続されている。第１の電源端子１ａの電位（第１及び第２のコンデンサ７，８の相互接続点Ｐ１の電位Ｖ_Cと同じ）を検出するライン２１、正側直流導体４の電位を検出するライン２２、負側直流導体５の電位を検出するライン２３、出力端子３の電位Ｖ_Bを検出するライン３０、及び第２の電源端子１ｂの電位Ｖ_Aを検出するライン３１が制御回路３２にそれぞれ接続されている。第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲートと制御回路３２との間が信号伝送路としてのライン２４，２５，２６，２７でそれぞれ接続されている。入力スイッチ１３の制御端子と制御回路３２との間がライン２０で接続され、出力スイッチ１５の制御端子と制御回路３２との間がライン１５ａで接続され、バイパススイッチ１６の制御端子と制御回路３２との間がライン２８で接続されている。なお、第１、第２、第３及び第４のＦＥＴスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート制御信号は各ゲート・ソース間に印加される。従って、実際にはゲート制御信号を印加するためにゲートのみならずソースも制御回路３２に接続されているが、この接続は図示を簡略化するために省かれている。

制御回路３２は次の機能を有する。
１．第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂから交流電源電圧Ｖ_ACが正常に供給されている時（正常モード時）には、交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御するための第１及び第２のコンバータ制御信号を形成し、これを第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給する。また、直流電圧を交流電圧に変換するための第１及び第２のインバータ制御信号を形成し、これを第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のゲートに供給する。また、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５をオン状態に制御し、バイパススイッチ１６をオフ状態に制御する。
２．もし、第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂ間の交流電源電圧Ｖ_ACが異常の時には、入力スイッチ１３及びバイパススイッチ１６をオフ状態に制御し且つフルブリッジ型インバータ動作で蓄電池１２の直流電圧を交流電圧に変換するように第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を制御する。
３．バイパス給電時に、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５をオフ状態に制御し、バイパススイッチ１６をオン状態に制御する。

図４に上記１〜３の制御を実行するための制御回路３２の詳細が示されている。この制御回路３２は大別して交流―直流変換制御回路６１と、直流―交流変換制御回路６２と、モード切換制御回路６３と、スイッチ回路７９とを有する。

交流―直流変換制御回路６１は、交流電源電圧Ｖ_ACが正常の時に、ハーフブリッジ型コンバータ動作で交流電源電圧Ｖ_ACを直流電圧に変換するための第１及び第２のコンバータ制御信号を形成し、これを第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のゲートに供給するためのものであって、直流電圧を検出するためにライン２２、２３に接続された直流電圧検出回路４１と、直流電圧基準値発生器３３と、直流電圧検出回路４１から得られた直流電圧検出信号と直流電圧基準値発生器３３から得られた直流電圧基準値との差を示す信号を形成する減算器３４aと、減算器３４aに接続された比例積分回路（PI）３４bとを有する。比例積分回路３４bはライン２２、２３間の直流電圧を一定に制御するための直流電圧制御信号を出力する。なお、減算器３４aと比例積分回路３４bとを一体にして誤差増幅回路にすることもできる。交流電源電圧V_ACの検出信号を伝送するライン２１は振幅調整回路（G）３６を介して乗算器３５に入力している。乗算器３５は振幅調整回路３６から得られた正弦波交流信号に比例積分回路３４bから得られた直流電圧制御信号を乗算して振幅調整された正弦波交流信号を出力する。乗算器３５に接続された減算器３７aは乗算器３５から得られた正弦波交流信号とライン１９の交流入力電流検出信号との差を示す信号を形成する。減算器３７aに接続された比例積分回路３７bは減算器３７aの出力を比例積分して正弦波交流信号と交流入力電流検出信号との差を示す信号を出力する。なお、減算器３７aと比例積分回路３７bとを一体にして誤差増幅回路にすることもできる。比較器３８の一方の入力端子は比例積分回路３７bに接続され、他方の入力端子は三角波発生回路３９に接続されている。従って、比較器３８は比例積分回路３７bから得られた図６（A）に示す信号V1と三角波発生器３９から得られた交流電源電圧V_ACよりも十分に高い繰返し周波数を有する三角波電圧（又は鋸波電圧）V2とを比較し、図６（B）に示すPWM信号を出力する。比較器３８に入力する信号V1は直流電圧の情報、交流入力電流の振幅及び波形情報を含んでいる。これにより、蓄電池１２の電圧を一定に制御すると共に交流入力電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を１に近づけるための信号が比較器３８から出力する。制御信号形成回路４０は比較器３８の出力に基づいて図３の第１及び第２のFETスイッチS1、S2を制御するための第１及び第２のコンバータ制御信号を形成し、これをライン（信号伝送路）２４、２５に送出する。ライン２４には図６（B）の第１のコンバータ制御信号信号が送られ、ライン２５には図６（B）の第１のコンバータ制御信号信号の位相反転信号から成る第２のコンバータ制御信号信号が送られる。

図４の直流―交流変換制御回路６２は、負荷２が要求する正弦波電圧と同一の周波数の基準正弦波を発生する基準正弦波発生器４２を有している。基準正弦波発生器４２と交流電源電圧V_ACの検出ライン２１とに接続された位相同期制御回路４３は、交流電源電圧V_ACの位相と基準正弦波発生器４２の基準正弦波の位相とを比較して位相差を示す信号をラインＣに出力すると共に、基準正弦波発生器４２の基準正弦波の位相を交流電源電圧V_ACの位相に徐々に近づけるように位相シフトした基準正弦波を次段の乗算器４４に送る。もし、停電で交流電源電圧V_ACが発生していない場合には、基準正弦波発生器４２の基準正弦波が位相同期制御回路４３の出力となる。位相同期制御回路４３の出力段の乗算器４４は、位相同期制御回路４３から出力された基準正弦波に対して基準交流電圧振幅信号発生器４５から発生した基準交流電圧の振幅を示す信号を乗算して所望振幅と所望位相を有する目標交流出力電圧信号を形成する。交流出力電圧検出回路４６はライン３０、３１間に得られる交流出力電圧即ち負荷電圧V_ABを検出し、この検出信号を交流出力電圧検出信号としてラインＢに出力し且つ減算器４７aに送る。減算器４７aは、乗算器４４から得られた基準交流電圧と交流出力電圧検出信号V_ABとの差を示す信号を出力する。比例積分回路４７bは減算器４７aの出力信号を比例積分して出力電圧指令信号を出力する。なお、減算器４７aと比例積分回路４７bとを一体化して誤差増幅回路を構成することもできる。比例積分回路４７bの出力段の減算器４８aは比例積分回路４７bの出力からライン２９の出力電流検出信号を減算する。比例積分回路４８bは減算器４８aの出力を比例積分して出力電流によって振幅補正された出力電圧指令信号を出力する。なお、減算器４８aと比例積分回路４８bとを一体化して誤差増幅器を構成することもできる。また、電流による補正が不要の場合には、減算器４８aと比例積分回路４８bとを省くこともできる。比例積分回路４８bの出力段の比較器４９は比例積分回路４８bから得られた出力電圧指令信号と三角波発生器５０から得られた三角波電圧（又は鋸波電圧）とを比較してPWM信号を形成する。三角波発生器５０は交流電源電圧V_ACよりも十分高い繰返し周波数で三角波を発生するものであり、交流―直流変換制御回路６１内の三角波発生器３９と兼用することもできる。比較器４９の出力段の制御信号形成回路５１は、比較器４９の出力に基づいて第３及び第４のFETスイッチS3、S4をオン・オフ制御するための第１及び第２のインバータ制御信号を形成する。即ち、制御信号形成回路５１は、比較器４９から出力に相当する第１のインバータ制御信号をライン（信号伝送路）２６に出力し、第１のインバータ制御信号の位相反転信号からなる第２のインバータ制御信号をライン（信号伝送路）２７に出力する。ライン２６，２７の第１及び第２のインバータ制御信号は第３及び第４のFETスイッチS３、S4に送られる。

スイッチ回路７９は第１〜第４のFETスイッチS1〜S4を選択的にフルブリッジ型インバータ動作させるためのものであり、直流―交流変換制御回路６２の制御信号形成回路５１から導出されたライン２６をライン２５に選択的に接続するスイッチ８０と、制御信号形成回路５１から導出されたライン２７をライン２４に選択的に接続するためのスイッチ８１とを有する。スイッチ８０，８１はモード切換制御回路６３から導出されているライン５２の信号で制御され、第１〜第４のFETスイッチS1〜S4をフルブリッジ型インバータ動作させる時にのみオンになる。スイッチ８０，８１がオンの時には、第１のインバータ制御信号がライン２６を介して第３のFETスイッチS３に供給されると同時にスイッチ８０とライン２５を介して第２のFETスイッチS２に供給され、また、第２のインバータ制御信号がライン２７を介して第４のFETスイッチS４に供給されると同時にスイッチ８１とライン２４を介して第１のFETスイッチS１に供給される。これにより、第１〜第４のFETスイッチS1〜S4がフルブリッジ型インバータ駆動される。なお、スイッチ回路７９のスイッチ８０，８１がオンの時に、交流―直流変換制御回路６１の制御信号形成回路４０の出力端子をライン２４、２５から切り離すためのスイッチ９１，９２を含むスイッチ回路９０が制御信号形成回路４０とライン２４、２５との間に設けられている。スイッチ回路９０のスイッチ９１，９２は、モード切換制御回路６３から導出されているライン５２の信号で制御され、スイッチ回路７９のスイッチ８０，８１と反対に動作する。即ち、スイッチ回路９０のスイッチ９１，９２は、スイッチ回路７９のスイッチ８０，８１がオフの時にオン、オンの時にオフになる。なお、２つのスイッチ回路７９、９０を、ライン２４、２５を交流―直流変換制御回路６１の制御信号形成回路４０と直流―交流変換制御回路６２の制御信号形成回路５１とに択一的に接続するための切換スイッチに変形することができる。

モード切換制御回路６３は、シーケンスブロックと呼ぶこともできるものであり、交流電源電圧V_ACの異常及び変換回路の異常を検出する異常検出手段を含み、交流電源電圧V_ACの異常検出手段で異常が検出されていない時に第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４によるハーフブリッジ型インバータモードを示し、異常検出手段で異常が検出された時に第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によるフルブリッジ型インバータモードを示すモード切換制御信号と、入力スイッチ１３、出力スイッチ１５、及びバイパススイッチ１６を制御するモード切換制御信号とを発生するものであり、ライン１７a、１９、２１、２９、A、B、Cから入力する信号に基づいて入力スイッチ１３、出力スイッチ１５、及びバイパススイッチ１６を制御するためのモード切換制御信号をライン２０、１５a、２８に出力し、スイッチ８０，８１、９１，９２を制御するためのモード切換制御信号をライン５２に出力する。なお、ラインA、B、Cは直流電圧検出回路４１、交流出力電圧検出回路４６、位相同期制御回路４３をモード切換制御回路６３に接続するものであるが、図示を簡略化するためにこれらの一部が省かれている。

図５に詳しく示すようにモード切換制御回路６３は、大別してハーフブリッジ・フルブリッジ切換制御回路６４とバイパス給電切換制御回路６５とORゲート６６とを有する。

ハーフブリッジ・フルブリッジ切換制御回路６４は、交流電源電圧V_ACが異常の時に、ハーフブリッジ型インバータモードからフルブリッジ型インバータモードへの切換を示すモード切換制御を形成するものであり、電源電圧振幅異常検出回路６７と周波数異常検出回路６８とOR回路６9とから成る。電源電圧振幅異常検出回路６７はライン２１の交流電源電圧V_ACの値（振幅又は実効値又は平均値）が正常範囲（例えば定格電圧の−２０％〜＋２０％の値）内か否かを周知の比較器で判定し、正常範囲以外の時に電源電圧の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。周波数異常検出回路６８は、交流電源電圧V_ACの周波数が基準周波数（定格周波数）から所定値以上ずれているか否かを位相同期制御回路４３の出力ラインCの信号に基づいて判定するものであり、交流電源電圧V_ACの周波数が正常範囲（例えば定格周波数のー１％〜＋１％の値）内でない時に周波数異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。

OR 回路６９は電源電圧振幅異常検出回路６７から得られた電源電圧振幅異常検出信号と周波数異常検出回路６８から得られた周波数異常検出信号との両方を通過させるものであり、電源電圧振幅異常時と周波数異常時のいずれにおいてもフルブリッジ型インバータモードを示す高レベルのモード切換制御信号を出力し、電源電圧振幅と周波数との両方が正常の時にハーフブリッジ型インバータモードを示す低レベルのモード切換制御信号を出力する。OR回路６９の出力端子７０はライン５２に接続されていると共に別のOR回路６６を介してライン２０に接続されている。従って、ハーフブリッジ・フルブリッジ切換制御回路６４からフルブリッジ型インバータモードを示す高レベルのモード切換制御信号が出力された時に、入力スイッチ１３はライン２０の信号に応答してオフになり、変換回路（コンバータ）が交流電源１から切り離され、且つスイッチ回路７９の２つのスイッチ８０、８１がオンになり、第１〜第４のFETスイッチS1〜S4がフルブリッジインバータ駆動され、基準周波数の交流電圧が負荷２に供給される。なお、この実施例では、入力スイッチ１３が高レベルのモード切換制御信号でオフになるが、逆にフルブリッジ型インバータモードを示すモード切換制御信号を低レベル信号に変形し、入力スイッチ１３を低レベル信号でオフになるように変形することもできる。同様に、ライン２０のモード切換制御信号をフルブリッジ型インバータモードの時に低レベルになるように変形し、スイッチ回路７９の２つのスイッチ８０、８１を低レベルのモード切換制御信号でオンになるように変形することもできる。

バイパス給電切換制御回路６５は変換回路（コンバータ、インバータ）の異常を検出し、変換回路を交流電源１及び負荷２から切り離して交流電源１からバイパススイッチ１６を介して負荷２に電力を供給する制御を実行するものであり、ライン１９に接続された入力電流異常検出回路７１と、ライン２９に接続された出力電流異常検出回路７２と、ライン１７aに接続された蓄電池電流異常検出回路７３と、ラインAに接続された直流電圧異常検出回路７４と、ラインBに接続された出力電圧異常検出回路７５と、手動でバイパス給電指令を発生させるためのバイパス給電指令発生回路７６と、前記各回路７１〜７６に接続されたOR回路７７とから成る。入力電流異常検出回路７１は、ライン１９の交流入力電流検出信号に基づいて入力電流が正常範囲（例えば定格電流の１５０％以下）内か否かを判定し、正常範囲で無い時に入力電流の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。出力電流異常検出回路７２は、ライン２９の出力電流検出信号に基づいて出力電流が正常範囲（例えば定格電流の１５０％以下）内か否かを判定し、正常範囲でない時に出力電流の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。蓄電池電流異常検出回路７３は、ライン１７aの蓄電池電流検出信号が許容最大充電電流よりも大きいか否かを判定し、許容最大充電電流よりも大きい時に蓄電池電流の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。直流電圧異常検出回路７４はラインAの信号に基づいて直流電圧（蓄電池電圧）が正常範囲（例えば定格電圧の８０〜１２０％の値）内か否かを判定し、正常範囲で無い時に直流電圧の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。出力電圧異常検出回路７５はラインBの信号に基づいて出力電圧（負荷電圧）が正常範囲（例えば定格電圧の８０〜１２０％）内か否かを判定し、正常範囲でない時に出力電圧（負荷電圧）の異常を示す高レベル（論理の１）信号を出力する。バイパス給電指令発生回路７６は変換回路の保守点検等で変換回路を交流電源１及び負荷２から切り離す時に高レベル（論理の１）信号から成るバイパス給電指令を送出するものである。このバイパス給電指令発生回路７６はバイパス給電指令スイッチ（図示せず）の手動操作によってバイパス給電指令を発生する。OR回路７７に前段の６個の回路７１〜７６の出力ラインがそれぞれ接続され、バイパス給電モードとインバータ給電モードとを区別するモード切換制御信号を出力する。この実施例では、高レベルのモード切換制御信号がバイパス給電モードを示し、低レベルのモード切換制御信号がインバータ給電モードを示す。OR回路７７の出力端子７８は別なOR回路６６を介してライン２０に接続され且つライン１５a及び２８にも接続されている。従って、５個の異常検出回路７１〜７５のいずれか１つ又は複数から異常を示す高レベル（論理の１）信号が出力した時、又はバイパス給電指令発生回路７６からバイパス給電指令が発生した時に、OR回路７７からバイパス給電モードを示す高レベルのモード切換制御信号がライン１５ａ、２０、２８に供給され、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５がオフになり、バイパススイッチ１６がオンになり、負荷２に交流電源電圧V_ACがバイパススイッチ１６を介して供給される。出力スイッチ１５は高レベルのモード切換制御信号に応答してオフになるように構成され、バイパススイッチ１６は高レベルのモード切換制御信号に応答してオンになるように構成されている。なお、図５のライン１５ａ、２０、２８にバイパス給電モード時に高レベルのモード切換制御信号を供給する代わりに低レベルのモード切換制御信号を供給するようにモード切換制御回路６３を変形し、出力スイッチ１５を低レベルのモード切換制御信号に応答してオフになるように変形し、バイパススイッチ１６を低レベルのモード切換制御信号に応答してオンになるように変形することもできる。

次に、図３の単相交流無停電電源装置の動作を説明する。
交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御、第２のFETスイッチＳ２ が オン制御されている時には、第２のコンデンサ８と交流電源１と第１のリアクトル６と第２のFETスイッチＳ２とからなる第１の閉回路が形成され、第２のコンデンサ８の電圧と交流電源電圧Ｖ_ACとの和が第１のリアクトル６に加わり、この第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。次に、交流電源１から正方向電圧が発生している期間において、第１のFETスイッチＳ１がオン制御され、第２のFETスイッチＳ２ がオフ制御されると、交流電源１と第１のリアクトル６と第１のダイオードＤ１又は第１のFETスイッチＳ１と第１のコンデンサ７とから成る第２の閉回路で第１のコンデンサ７が交流電源電圧V_ACより高い値に充電される。

交流電源１から負方向電圧が発生している期間に、第１のＦＥＴスイッチＳ１が オン制御、第２のFETスイッチＳ２がオフ制御されると、交流電源１と第１のコンデンサ７と第１のFETスイッチＳ１ と第１のリアクトル６とから成る第３の閉回路が形成され、交流電源電圧Ｖ_ACとコンデンサ７の電圧との和の電圧が第１のリアクトル６に加わり、この第１のリアクトル６にエネルギーが蓄積される。次に、交流電源１から負方向電圧が発生している期間において、第２のFET スイッチＳ２がオン制御、第１のFETスイッチＳ１がオフ制御されると、交流電源１と第２のコンデンサ８と第２のダイオードＤ２又は第２のFET スイッチＳ２と第１のリアクトル６とから成る第４の閉回路が形成され、第１のリアクトル６の蓄積エネルギーと交流電源１との両方によって第２のコンデンサ８が交流電源電圧Ｖ_ACよりも高い値に充電される。
交流電源電圧Ｖ_ACが例えば１００Ｖ（実効値）であるとすれば、正側直流導体４と負側直流導体５との間の直流電圧Ｖ_PNは、例えば、交流電源電圧Ｖ_ACのピーク値（１４１Ｖ）の２倍に相当する２８２Ｖに制御される。
第１及び第２のFETスイッチＳ１、Ｓ２は、図４の交流―直流変換制御回路６１によってオンオフ制御されるために、直流電圧Ｖ_PNは一定値に制御され、且つ交流入力電流の波形は正弦波に近似するように制御される。これにより、インバータ回路の直流電源電圧としての直流電圧Ｖ_PNが安定化され、且つ力率改善が達成される。なお、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２には入力電流の歪みを補償するための電流（正弦波にするための電流）と直流電圧Ｖ_PNを一定値に維持する電流が流れるのみであり、負荷２のための有効電流は流れない。従って、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２における電力損失は図２の従来回路の第１及び第２のスイッチＱａ，Ｑｂ、第１及び第２のダイオードＤａ、Ｄｂの電力損失よりも小さい。

交流電源電圧Ｖ_ACが正常（定格）であり、且つバイパススイッチ１６がオフ、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５がオンの時には、図４の直流―交流変換制御回路６２の出力で第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４がオンオフ制御される。この時の第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオンオフ動作はハーフブリッジ型インバータ動作である。本実施例では、交流電源電圧Ｖ_ACにハーフブリッジ型インバータの出力電圧が重畳（加算又は減算）されたものが負荷２に印加される。更に詳しく説明すると、第３のFETスイッチＳ３のオン期間には、第１のコンデンサ７と第３のFETスイッチＳ３（又は第３のダイオードＤ３）と第２のリアクトル９と負荷２と交流電源１との閉回路が形成され、また、第４のFETスイッチＳ４のオン期間には、第２のコンデンサ８と交流電源１と負荷２と第２のリアクトル９と第４のFETスイッチＳ４（又は第４のダイオードＤ４）との閉回路が形成される。負荷２が電位Ｖ_Aの第２の電源端子１ｂと電位Ｖ_Bの出力端子３との間に接続されているために、負荷２の電圧V_ABは第２の電源端子１ｂと交流出力端子３との間の電圧となる。ここで、第１及び第２のコンデンサ７、８の相互接続点Ｐ１と出力端子３との間の電圧（インバータ出力電圧）をV_BCとすれば、負荷電圧V_ABと電源電圧Ｖ_ACとインバータ出力電圧V_BCとの関係を次式で示すことができる。
Ｖ_AB＝Ｖ_AC―V_BC
もし、図７（Ａ）に示すように正弦波の交流電源電圧Ｖ_ACの最大振幅がその定格電圧Ｖｎよりも電圧ΔＶだけ低い時には、図７（Ｂ）に示すように図７（Ａ）の交流電源電圧Ｖ_ACに対して逆相であり且つΔＶの最大振幅を有する正弦波のインバータ出力電圧V_BCが形成され、これが交流電源電圧Ｖ_ACに重畳され、負荷電圧V_ABの最大振幅は図７（Ｃ）に示すように定格電圧Ｖｎになる。
逆に、図８（Ａ）に示すように正弦波の交流電源電圧Ｖ_ACの最大振幅がその定格電圧ＶｎよりもΔＶだけ高い時には、図８（Ｂ）に示すように図８（Ａ）の交流電源電圧Ｖ_ACに対して同相であり且つΔＶの最大振幅を有する正弦波のインバータ出力電圧V_BCが形成され、これが交流電源電圧Ｖ_ACに重畳され、負荷電圧V_ABの最大振幅は図８（Ｃ）に示すように定格電圧Ｖｎになる。即ち、交流電源電圧Ｖ_ACが定格電圧Ｖｎよりも低い時には、交流電源電圧Ｖ_ACから逆相のインバータ出力電圧―V_BCが減算され、Ｖ_AB＝Ｖ_AC−（−V_BC）＝Ｖ_AC＋V_BCの式に従って、交流電源電圧Ｖ_ACよりも高い所望の負荷電圧V_ABが得られる。また、交流電源電圧Ｖ_ACが定格電圧Ｖｎよりも高い時には、交流電源電圧Ｖ_ACから同相のインバータ出力電圧V_BCが減算され、Ｖ_AB＝Ｖ_AC−V_BCの式に従って、交流電源電圧Ｖ_ACよりも低い所望の負荷電圧V_ABが得られる。これにより、交流電源電圧Ｖ_ACの変動にかかわらず、負荷電圧V_ABを所望の一定値（例えば１００Ｖ）に保つことができる。交流電源電圧Ｖ_ACが所望の負荷電圧V_ABと同一の時は、インバータ出力電圧V_BCが零になるように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４を制御する。なお、交流電源電圧Ｖ_ACに波形歪みがある場合には、たとえ実効値又はピ−ク値において交流電源電圧Ｖ_ACが所望負荷電圧V_ABと同一であっても、正弦波の負荷電圧V_ABが得られるように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４が制御される。

交流電源電圧Ｖ_ACが異常（周波数異常又は電圧振幅異常）の時には、入力電圧異常を示すモード切換制御信号がモード切換制御回路６３内のハープブリッジ・フルブリッジ切換制御回路６４から送出され、この信号がＯＲ回路６６とライン２０を介して入力スイッチ１３に送られると共にライン５２を介してスイッチ回路７９に送られる。これにより、入力スイッチ１３がオフになり、且つスイッチ回路７９のスイッチ８０，８１がオンになる。この結果、直流―交流変換制御回路６２から出力された第１及び第２のインバータ制御信号が第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４に送られると共に第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２にも送られ、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４がフルブリッジ型インバータ動作する。即ち第１及び第４のスイッチＱ１，Ｑ４のオン期間に、蓄電池１２、第１のスイッチＱ１，第１のリアクトル６、負荷２、第２のリアクトル９及び第４のスイッチＱ４の経路で第１の方向の電流が流れ、また、第２及び第３のスイッチＱ２，Ｑ３のオン期間に、蓄電池１２、第３のスイッチＱ３，第２のリアクトル９、負荷２、第１のリアクトル６、及び第２のスイッチＱ２の経路で第２の方向の電流が流れる。負荷電圧V_ABは直流―交流変換制御回路６２で制御されているので、前述のハーフブリッジ型インバータ動作時と同様に負荷２に所望周波数、所望振幅の電圧が供給される。

モード切換制御回路６３内のバイパス給電切換制御回路６５からバイパス給電を示すモード切換制御信号が送出された時には、この信号がライン２０，１５ａを介して入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５に送られ、入力スイッチ１３及び出力スイッチ１５がオフになり、且つこの信号がライン２８を介してバイパススイッチ１６に送られ、バイパススイッチ１６がオンになる。これにより、交流電源１から負荷２に第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４から成る変換回路を介さないで電力が供給される。第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４から成る変換回路は交流電源１及び負荷２から切り離されているので、この点検又は修理が可能になる。

本実施例は次の効果を有する。
（１）第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂから交流電源電圧が正常に供給されている時に、交流電源電圧を直流電圧に変換するように第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を制御し且つ直流電圧を交流電圧に変換するように第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４を制御（ハーフブリッジ型インバータ制御）し、第１及び第２の電源端子１ａ，１ｂ間の交流電源電圧Ｖ_ACが異常（例えば周波数異常又は振幅異常）の時に、入力スイッチ１３をオフ状態に制御し且つ蓄電池１２の直流電圧を交流電圧に変換するように第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４を制御（フルブリッジ型インバータ制御）する。これにより、交流電源電圧の異常時に負荷２に所望周波数及び所望振幅の電圧を供給することができ、信頼性の高い無停電電源装置を提供することができる。
（２）交流電源電圧Ｖ_ACが正常の時には、交流電源電圧Ｖ_ACにハーフブリッジ型インバータの電圧を重畳して所望の負荷電圧を得る。ハーフブリッジ型インバータは交流電源電圧の変動分（例えば±１V）のみを供給すればよい。
（３）交流電源電圧Ｖ_ACが正常の時には、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２に負荷電流が流れず、蓄電池１２の充電電流と入力電流の歪みを補償する電流と直流電圧を一定に維持するだけの電流が流れるのみである。従って、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２における電力損失が低減される。即ち、コンバータの電力損失が図２の従来回路に比べて低減される。
（４）負荷２に対してインバータを介して交流電圧を供給することができない時であっても、バイパススイッチ１６を介して負荷２に交流電圧を供給することができる。これにより、負荷２に対する電力供給の停止を防ぐことができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４を、図１のＩＧＢＴから成る第１〜第４のスイッチＱ１１〜Ｑ１４と第１〜第４のダイオードＤ１１〜Ｄ１４との組み合わせと同様なものに置き換えることができる。また、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４を、図２の接合型トランジスタから成る第１〜第４のスイッチＱａ〜Ｑｄと第１〜第４のダイオードＤａ〜Ｄｄとの組み合わせと同様なものに置き換えることができる。
（２）図５に示すハープブリッジ・フルブリッジ切換制御回路６４を、電源電圧振幅異常検出回路６７と周波数異常検出回路６８とのいずれか一方のみで構成することができる。また、ＯＲ回路６９をＡＮＤ回路に置き換え、電源電圧振幅異常検出信号と周波数異常検出信号との両方が同時に得られた時にハープブリッジ・フルブリッジ切換信号をライン２０，５２に送出することができる。
（３）図５に示すバイパス給電切換制御回路６５を、５個の異常検出回路７１〜７５から選択された１つ又は複数と、ＯＲ回路７７とのみで構成することができる。また、図５に示すバイパス給電切換制御回路６５を、バイパス給電指令発生回路７６のみで構成することができる。また、バイパス給電切換制御回路６５を、５個の異常検出回路７１〜７５の全部又は選択された複数の出力段にＡＮＤ回路を設け、ＡＮＤ回路によって複数の異常検出が同時に得られたか否かを判定し、複数の異常検出が同時に得られた時にバイパス給電切換制御信号を出力させることができる。
（４）交流電源１と第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２との間のライン、又は交流電源１と第１及び第２のコンデンサ７，８との間のラインがインダクタンスを有する場合には第１のリアクトル６を省くことができる。また、第３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４から成るインバータの出力ラインがインダクタンスを有する場合、又は負荷２がインダクタンスを有する場合には、第２のリアクトル９を省くことができる。

従来の単相交流無停電電源装置を示す回路図である。 従来の別の単相交流無停電電源装置を示す回路図である。 本発明の実施例の単相交流無停電電源装置を示す回路図である。 図３の制御回路を詳しく示す回路図である。 図４のモード切換制御回路を詳しく示す回路図である。 図４の各部の状態を示す波形図である。 交流電源電圧が低い時における図３の各部の状態を示す波形図である。 交流電源電圧が高い時における図３の各部の状態を示す波形図である。

符号の説明

１３ 入力スイッチ
１５ 出力スイッチ
１６ バイパススイッチ
Ｑ１〜Ｑ４ 第１〜第４のスイッチ

Claims (3)

1. 交流電源電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、
   第１及び第２のコンデンサの直列回路と、
   前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路と、
   前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された第３及び第４のスイッチの直列回路と、
   前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に対して並列に接続された蓄電池と、
   前記第１及び第２のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に接続されたリアクトルと、
   前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記第２の電源端子との間に前記リアクトルを介することなく接続された負荷と、
   前記第１の電源端子と前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続された入力スイッチと、
   前記第１及び第２の電源端子に交流電源電圧が正常に供給されている時に、前記入力スイッチをオン状態に制御し且つハーフブリッジ型コンバータ動作で前記交流電源電圧を直流電圧に変換するように前記第１及び第２のスイッチを制御し且つハーフブリッジ型インバータ動作で前記第１及び第２のコンデンサの直流電圧を前記交流電源電圧に同期して交流電圧に変換するように前記第３及び第４のスイッチを制御し、前記交流電源電圧が異常の時に前記入力スイッチをオフ状態に制御し且つフルブリッジ型インバータ動作で前記蓄電池の直流電圧を前記負荷が要求する交流電圧に変換するように前記第１、第２、第３及び第４のスイッチを制御する制御回路と
   を備え、前記制御回路は、
   前記交流電源電圧を直流電圧に変換する時に前記第１及び第２のスイッチをハーフブリッジ型コンバータ動作させるための第１及び第２のコンバータ制御信号を形成する交流―直流変換制御回路と、
   前記交流―直流変換制御回路から得られた第１及び第２のコンバータ制御信号を前記第１及び第２のスイッチに送る信号伝送路と、
   前記第１及び第２のコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する時に前記第３及び第４のスイッチをインバータ動作させるための第１及び第２のインバータ制御信号を形成する直流―交流変換制御回路と、
   前記直流―交流変換制御回路から得られた第１及び第２のインバータ制御信号を前記第３及び第４のスイッチの制御端子に送る信号伝送路と、
   前記交流電源電圧の異常を検出する異常検出手段を含み、前記異常検出手段で異常が検出されていない時に前記第３及び第４のスイッチによるハーフブリッジ型インバータモードを示し、前記異常検出手段で異常が検出された時に前記第１、第２、第３及び第４のスイッチによるフルブリッジ型インバータモードを示すモード切換制御信号を発生するモード切換制御回路と、
   前記フルブリッジ型インバータモードを示す前記モード切換制御信号に応答してオン状態になり、前記直流―交流変換制御回路から得られた第１のインバータ制御信号を前記第２のスイッチの制御端子に送る第１のインバータ制御信号伝送用スイッチ（８０）と、
   前記フルブリッジ型インバータモードを示す前記モード切換制御信号に応答してオン状態になり、前記直流―交流変換制御回路から得られた第２のインバータ制御信号を前記第１のスイッチの制御端子に送る第２のインバータ制御信号伝送用スイッチ（８１）と
   を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
2. 前記直流―交流変換制御回路は、ハーフブリッジ型インバータ動作時に、前記交流電源電圧に対して同相又は逆相の微小のインバータ出力電圧を発生させるように前記第３及び第４のスイッチを制御するための第１及び第２のインバータ制御信号を形成するものであることを特徴とする請求項１記載の無停電電源装置。
3. 更に、前記第１の電源端子と前記負荷の一端との間に接続されたバイパススイッチと、
   前記第３及び第４のスイッチの相互接続点と前記負荷の一端との間に接続された出力スイッチと、
   前記交流電源電圧を前記バイパススイッチを介して前記負荷に供給する時に前記バイパススイッチをオン状態に制御し、前記入力スイッチ及び前記出力スイッチをオフ状態に制御する制御手段と
   を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の無停電電源装置。

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