JP6573198B2

JP6573198B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6573198B2
Application number: JP2016004792A
Authority: JP
Inventors: 智規伊藤; 祐輔岩松
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2016-01-13
Filing date: 2016-01-13
Publication date: 2019-09-11
Anticipated expiration: 2036-01-13
Also published as: JP2017127115A

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置の多くでは、ブリッジ回路を用いたインバータ回路が用いられる。ブリッジ回路では、直流電源に接続されるハイサイド基準線とローサイド基準線の間に、直列接続された２つのスイッチング素子（アーム）が２つ並列に接続される。２つのアームの４つのスイッチング素子の内、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子とが相補的に動作する。これにより、ハイサイド基準電位とローサイド基準電位が、それぞれの出力時間が調整されながら交互に出力される。この２レベルで規定される信号が後段のフィルタ回路を通過することにより、正弦波状の交流電圧が生成される。以下、本明細書では当該制御方式をバイポーラＰＷＭ方式と呼ぶ。

ブリッジ回路とフィルタ回路の間にクランプ回路を挿入する回路構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この回路構成では、ブリッジ回路の両端出力をクランプ回路で短絡させる期間を挿入することができる。従ってハイサイド基準電位、ゼロ電位、ローサイド基準電位の３レベルをフィルタ回路に出力することができる。正弦波の正領域ではハイサイド基準電位とゼロ電位の２レベルで規定される信号が出力され、正弦波の負領域ではゼロ電位とローサイド基準電位の２レベルで規定される信号が出力される。この３レベルで規定される信号が後段のフィルタ回路を通過することにより、正弦波状の交流電圧が生成される。以下、本明細書では当該制御方式をクランプ制御方式と呼ぶ。

クランプ制御方式ではバイポーラＰＷＭ方式と比較して、フィルタ回路に出力される電圧振幅を半分にすることができるため、損失を低減でき高効率な電力変換が可能である。

太陽電池、燃料電池、蓄電池などの直流電源と、商用電力系統（以下、系統という）との間に接続される電力変換装置（パワーコンディショナ）は、系統連系モードと自立運転モードを有する。電力変換装置は通常時は系統連系モードで動作するが、系統の停電時は自立運転モードで動作する。

国際公開第２０１４／１５７７００号

電力変換装置をクランプ制御方式で駆動すると、系統電圧の０Ｖ付近（ゼロクロス付近）で当該電力変換装置の出力電圧に、デッドタイムに起因した歪が発生する。これにより、当該電力変換装置の出力電流に歪が発生したり、ゼロクロス検出を行う負荷に悪影響を与える。例えば、ゼロクロスのタイミングを検出して周波数を測定している場合、測定した周波数に誤差が生じやすくなる。特に自立運転モードでは、系統電圧が存在しないためゼロクロス歪が負荷へ与える影響が大きくなる。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、高効率で歪が小さい電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、前記ブリッジ回路と前記フィルタ回路の間に介在し、前記ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、前記ブリッジ回路及び前記クランプ回路に含まれるスイッチング素子を制御する制御回路と、を備える。前記制御回路は、前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第１モードと、前記フィルタ回路に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第２モードとを有する。前記フィルタ回路から出力される交流電力を系統へ供給する連系運転時は前記第１モードを選択し、前記フィルタ回路から出力される交流電力を前記系統と切り離された負荷へ供給する自立運転時は前記第２モードを選択する。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、高効率で歪が小さい電力変換装置を実現できる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。第１動作モードにおける、第１スイッチング素子〜第６スイッチング素子の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。第２動作モードにおける、第１スイッチング素子〜第６スイッチング素子の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。第１動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔと、第２動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔを比較した図である。デッドタイム誤差電圧を補償する機能を有する制御部の構成例を示す図である。変形例に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。

図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。電力変換装置２０は直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換して系統３０または負荷６０に供給する。直流電源１０は例えば太陽電池または燃料電池であり、その場合、電力変換装置２０は太陽電池または燃料電池により発電された直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナとして機能する。また直流電源１０は蓄電池であってもよい。その場合、電力変換装置２０は双方向パワーコンディショナとして機能する。

電力変換装置２０の出力電流路は、系統連系用の電流路と自立出力用の電流路に分岐される。系統連系用の電流路には系統連系リレーＲＬａが挿入され、自立出力用の電流路には自立出力リレーＲＬｂが挿入される。なお系統連系リレーＲＬａ及び自立出力リレーＲＬｂの代わりに、半導体スイッチなど、他のスイッチ素子を用いてもよい。

例えば、電力変換装置２０が家庭用の小型パワーコンディショナである場合、自立出力用の電流路の終端にＡＣコンセントが設けられることが多い。また室内の非常用ＡＣコンセントと自立出力用の電流路の終端が配線で接続されていてもよい。ユーザは停電時、負荷６０（電気製品）のＡＣプラグを当該ＡＣコンセントに差し込むことにより、当該電気製品を使用することができる。

また電力変換装置２０がオフィスやマンション用の大型パワーコンディショナである場合、自立出力用の電流路と特定の負荷６０（例えば、照明灯やエレベータ）を予め接続しておいてもよい。

電力変換装置２０の第１コンデンサＣ１は、直流電源１０の電圧を平滑化する。ブリッジ回路２１は、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路として機能する。ブリッジ回路２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が直列接続された第１アームと、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４が直列接続された第２アームを含み、第１アームと第２アームは直流電源１０に並列接続される。

第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用できる。第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。なお第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用してもよい。この場合、第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

以上の構成を持つブリッジ回路２１は、直流電源１０から入力される直流電圧を、２つの電圧レベル（正側基準電圧＋Ｖｂ、負側基準電圧−Ｖｂ）の組み合わせで規定される交流電圧に変換して、第１アームの中点Ｎ１と第２アームの中点Ｎ２から出力する。

クランプ回路２２は、ブリッジ回路２１とフィルタ回路２３の間に設けられ、ブリッジ回路２１の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間を短絡可能であり、短絡時の導通方向を切替可能な回路である。クランプ回路２２は、逆向きに直列接続された第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６を含み、直列接続された第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６は、ブリッジ回路２１の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間に接続される。

図１に示す例では、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６にＩＧＢＴが使用され、第５スイッチング素子Ｑ５のコレクタ端子がブリッジ回路２１の第１出力線に接続され、第６スイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子がブリッジ回路２１の第２出力線に接続される。第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６のエミッタ端子同士が接続される。第５スイッチング素子Ｑ５と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第５還流ダイオードＤ５が接続され、第６スイッチング素子Ｑ６と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第６還流ダイオードＤ６が接続される。

なお第５スイッチング素子Ｑ５、第６スイッチング素子Ｑ６にＭＯＳＦＥＴを使用する場合、第５還流ダイオードＤ５、第６還流ダイオードＤ６に、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。図１では第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６のエミッタ端子同士が接続される向きに第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が設置される例を示しているが、コレクタ端子同士が接続される向きに第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が設置されてもよい。

フィルタ回路２３は、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含み、クランプ回路２２を通過したブリッジ回路２１の出力電圧および出力電流の高調波成分を減衰させて、ブリッジ回路２１の出力電圧および出力電流を正弦波に近づける。フィルタ回路２３から出力される交流電力は、系統３０または負荷６０に供給される。

制御回路２４は、ブリッジ回路２１及びクランプ回路２２に含まれる第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御して、電力変換装置２０を駆動する。制御回路２４は、電圧検出部４１、電流検出部４２、電圧検出部４３、制御部４４、第１ＰＷＭ信号生成部４５、第２ＰＷＭ信号生成部４６、スイッチ部４７、駆動部４８、スイッチングパターン切替部４９、電圧検出部５０及び停電検出部５１を含む。制御回路２４の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

制御回路２４は、フィルタ回路２３に３つ電圧レベルを出力するように第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御する第１動作モードと、フィルタ回路２３に２つの電圧レベルを出力するように第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御する第２動作モードをサポートしている。第１動作モードが上述したクランプ制御方式に対応し、第２動作モードが上述したバイポーラＰＷＭ方式に対応する。

電圧検出部４１は、ブリッジ回路２１の入力電圧（直流バス電圧値Ｖｂ）を検出して制御部４４に出力する。電流検出部４２は、第１リアクトルＬ１に流れる交流電流（リアクトル電流値ＩＬ）を電流センサＣＴを用いて検出して制御部４４に出力する。電圧検出部４３は、フィルタ回路２３を通過後の交流電圧値Ｖａｃを検出して制御部４４に出力する。

制御部４４は、目標電流値Ｉｒｅｆ、リアクトル電流値ＩＬ、直流バス電圧値Ｖｂ及び交流電圧Ｖａｃをもとに電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。電圧指令値Ｖｒｅｆの具体的な生成方法は後述する。

第１ＰＷＭ信号生成部４５は、制御部４４から供給される電圧指令値Ｖｒｅｆと第１動作モード用の搬送波をもとに、第１動作モードで使用されるＰＷＭ信号を生成する。第２ＰＷＭ信号生成部４６は、制御部４４から供給される電圧指令値Ｖｒｅｆと第２動作モード用の搬送波をもとに、第２動作モードで使用されるＰＷＭ信号を生成する。第１ＰＷＭ信号生成部４５及び第２ＰＷＭ信号生成部４６はそれぞれ、電圧指令値Ｖｒｅｆと搬送波を比較するコンパレータを有し、当該コンパレータは比較結果に応じてハイレベル信号またはローレベル信号を出力する。

第１動作モード用の搬送波は、電圧指令値Ｖｒｅｆが正の半周期で使用される第１搬送波と、電圧指令値Ｖｒｅｆが負の半周期で使用される第２搬送波の２つの搬送波を用いる。第１搬送波と第２搬送波は、電圧指令値Ｖｒｅｆのゼロレベルを基準に線対称な２つの三角波で構成される。第２動作モード用の搬送波は１つの三角波で構成される。なお第１動作モード用の搬送波の振幅は、第２動作モード用の搬送波の振幅の半分になる。

スイッチ部４７は、制御部４４から入力される電圧指令値Ｖｒｅｆを第１ＰＷＭ信号生成部４５に出力するか、第２ＰＷＭ信号生成部４６に出力するか、スイッチングパターン切替部４９からの制御信号に応じて切り替えるＣ接点スイッチである。

駆動部４８は、第１ＰＷＭ信号生成部４５または第２ＰＷＭ信号生成部４６から供給されるＰＷＭ信号にもとづき、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６のゲート端子に供給する駆動信号を生成する。第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号はそれぞれ、第１アンプＡ１〜第６アンプＡ６で電圧増幅されて、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６のゲート端子に印加される。

図２は、第１動作モードにおける、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。リアクトル電流値ＩＬにはリプルが重畳されており、フィルタ回路２３により平均化される。

第１動作モードにおいて電圧指令値Ｖｒｅｆが正のとき、駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に制御する駆動信号、及び第６スイッチング素子Ｑ６をオン状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４の２つと、第５スイッチング素子Ｑ５とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

第１動作モードにおいて電圧指令値Ｖｒｅｆが負のとき、駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御する駆動信号、及び第５スイッチング素子Ｑ５をオン状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３の２つと、第６スイッチング素子Ｑ６とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

図３は、第２動作モードにおける、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。

第２動作モードにおいて、駆動部４８は第２動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６をオフ状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第２動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４の２つと、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

図２に示したクランプ制御方式と図３に示したバイポーラＰＷＭ方式を比較するとクランプ制御方式では、ゼロクロス付近でデッドタイムによる制御不感帯に起因する歪が発生しているが、バイポーラＰＷＭ方式ではゼロクロス付近で歪が発生していない。またバイポーラＰＷＭ方式の方がクランプ制御方式より、リアクトル電流値ＩＬの極性が反転するタイミングがゼロクロス地点より離れた位置で発生する。これはバイポーラＰＷＭ方式の方が、電流リプルが大きいためである。

図４は、第１動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔと、第２動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔを比較した図である。第１動作モードに対応するクランプ制御方式では出力電圧値Ｖｏｕｔの振幅が直流電源１０の電圧と同じ振幅になるが、第２動作モードに対応するバイポーラＰＷＭ方式では出力電圧値Ｖｏｕｔの振幅が直流電源１０の電圧の２倍の振幅となる。従って、クランプ制御方式ではバイポーラＰＷＭ方式と比較して、フィルタ回路２３に印加される電圧が半減されるため損失が小さくなる。

このようにクランプ制御方式はゼロクロス付近で歪が発生するが変換効率が高い。一方、バイポーラＰＷＭ方式はクランプ制御方式より効率が低いが、ゼロクロス付近で歪が発生しない。そこで本実施の形態において、制御回路２４は電力変換装置２０が系統連系モードで動作しているとき、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６をクランプ制御方式に対応した第１動作モードで制御する。一方、電力変換装置２０が自立運転モードで動作しているとき、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６をバイポーラＰＷＭ方式に対応した第２動作モードで制御する。

図２に戻る。電圧検出部５０は系統３０の電圧を検出して停電検出部５１に出力する。停電検出部５１は、電圧検出部５０により検出された電圧値から系統３０の停電を検出する。停電検出部５１は系統３０の停電を検出すると、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示する切替信号を出力する。

スイッチングパターン切替部４９は、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示する切替信号が入力されると、制御部４４から入力される電圧指令値Ｖｒｅｆの出力先を、第１ＰＷＭ信号生成部４５側から第２ＰＷＭ信号生成部４６側に切り替える。

系統連系リレーＲＬａは、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示する切替信号が入力されると閉状態から開状態に遷移する（ターンオフ）。一方、自立出力リレーＲＬｂは、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示する切替信号が入力されると開状態から閉状態に遷移する（ターンオン）。

停電検出部５１は系統３０が復旧すると、第２動作モードから第１動作モードへの切り替えを指示する切替信号を出力する。スイッチングパターン切替部４９、系統連系リレーＲＬａ及び自立出力リレーＲＬｂは、第２動作モードから第１動作モードへの切り替えを指示する切替信号が入力されると、上述の動作と逆の動作を行う。

ブリッジ回路２１及びクランプ回路２２をＰＷＭ信号に基づき制御する際、相補動作すべき複数のスイッチング素子を貫通する電流が流れることを阻止するため、デッドタイムが設けられる。デッドタイムは、相補動作すべき複数のスイッチング素子のそれぞれのオン期間の開始から所定期間、設けられる。デッドタイム期間中は、相補動作すべき複数のスイッチング素子の全てがオフ状態になる。

図５は、デッドタイム誤差電圧を補償する機能を有する制御部４４の構成例を示す図である。制御部４４は、減算部４４ａ、補償部４４ｂ、第１加算部４４ｃ、第２加算部４４ｄ、及び補償値生成部４４ｅを含む。

減算部４４ａは、目標電流値Ｉｒｅｆから電流検出部４２で検出されたリアクトル電流値ＩＬから求められる出力電流値Ｉｏｕｔを減算する。補償部４４ｂは、目標電流値Ｉｒｅｆと出力電流値Ｉｏｕｔとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により、デッドタイム誤差電圧補償前の電圧指令値Ｖｒｅｆｐを生成する。第１加算部４４ｃは当該電圧指令値Ｖｒｅｆｐに、電圧検出部４３で検出された交流電圧値Ｖａｃを、電圧検出部４１で検出されたバス電圧値Ｖｂで割った電圧を加算して、系統電圧による外乱成分を補償する。

第２加算部４４ｄは、外乱成分が補償されたデッドタイム誤差電圧補償前の電圧指令値Ｖｒｅｆｐに、補償値生成部４４ｅから供給されるデッドタイム誤差補償値を加算して、デッドタイム誤差補償後の電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。当該電圧指令値Ｖｒｅｆは、スイッチ部４７を介して第１ＰＷＭ信号生成部４５または第２ＰＷＭ信号生成部４６に出力されると共に、制御部４４内の補償値生成部４４ｅに出力される。

補償値生成部４４ｅは、第２加算部４４ｄから入力される電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧値Ｖｏｕｔをもとに、デッドタイム誤差電圧を補償するためのデッドタイム誤差補償値を生成する。出力電圧値Ｖｏｕｔは、フィルタ回路２３の前段に別の電圧検出部（不図示）を設けて検出してもよいし、電圧検出部４３で検出される交流電圧値Ｖａｃと電流検出部４２で検出されるリアクトル電流値ＩＬと第１リアクトルＬ１の定数をもとに演算により求めてもよい。

図５に示したデッドタイム誤差電圧の補償方式は、電圧方式に分類される補償方式である。この点、出力電流値Ｉｏｕｔの位相から電流の極性を検出して、デッドタイム誤差補償値を決定する電流方式を用いてもよい。

以上説明したように本実施の形態によれば、系統連系モードにおいて第１動作モードで動作し、自立運転モードにおいて第２動作モードで動作することにより、高効率で歪が小さい電力変換装置２０を実現することができる。第１動作モードでは電圧振幅を小さくすることができるためスイッチング損失を抑えることができる。しかしながらゼロクロス付近で、デッドタイムに起因する歪が発生する。一方、第２動作モードではゼロクロス付近で、デッドタイムに起因する歪が発生しない。そこで相対的にゼロクロス歪による影響が小さい系統連系モードでは第１動作モードで動作し、ゼロクロス歪による影響が大きい自立運転モードでは第２動作モードで動作する。自立運転モードでは系統電圧が存在しないため、インバータ回路の出力電圧の歪により出力電流が受ける歪が大きくなり、負荷６０への悪影響が大きくなる。従って自立運転モードでは、ゼロクロス歪が基本的に発生しない第２動作モードを選択する。

また第１動作モードと第２動作モードのいずれの場合においても、電流極性と電圧極性を問わず、適切に電流を制御することができる。また第１動作モードと第２動作モードのいずれの場合においても、コモンモード電圧を一定に保つことができ、漏洩電流の増加を抑制することができる。

また相補的に動作する２組のスイッチング素子が同時にオン状態にならないように、２組のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイム期間が設けられる。これにより貫通電流を防止し、消費電力の増大と誤動作を抑制することができる。

また第１動作モードと第２動作モードに応じて、適切なデッドタイム誤差補償値を生成して、電圧指令値Ｖｒｅｆｐに加えることにより、デッドタイム誤差の影響を低減することができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

図６は、変形例に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。変形例では、図１の電力変換装置２０における電圧検出部５０及び停電検出部５１が、操作部７０に置き換えられる。

操作部７０は、電力変換装置２０の筐体の外に設けられ、ユーザによる操作を受け付ける。操作部７０は、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示するユーザの操作を受け付けると、第１動作モードから第２動作モードへの切り替えを指示する切替信号を出力する。

操作部７０は、第２動作モードから第１動作モードへの切り替えを指示するユーザの操作を受け付けると、第２動作モードから第１動作モードへの切り替えを指示する切替信号を出力する。スイッチングパターン切替部４９、系統連系リレーＲＬａ及び自立出力リレーＲＬｂは、第２動作モードから第１動作モードへの切り替えを指示する切替信号が入力されると、上述の動作と逆の動作を行う。

図１に示した電圧検出部５０及び停電検出部５１を使用する構成では、停電発生時に自動的に、第２動作モードで動作する自立運転モードに切り替わる。従ってユーザの手間を省くことができる。一方、変形例では、動作モードの切り替えを外部から手動で行うことにより、運転中の誤検出により、意図しないモードに勝手に切り替わることを防止することができる。

なお図１と図６に示した構成を組み合わせた構成を用いてもよい。この構成では、停電検出部５１が停電を検出すると、電力変換装置２０の動作を一旦停止させる。ユーザが操作部７０に自立運転を指示する操作を行うと、自立運転モードで電力変換装置２０の動作が再開する。

また上述の実施の形態ではクランプ回路２２が２つのスイッチング素子で構成される例を説明した。この点、クランプ回路２２を構成するスイッチング素子の数を増やして、３つ以上のレベルの電圧をフィルタ回路２３に出力できるようにしてもよい。例えば、第１動作モードにおいて５レベルの電圧をフィルタ回路２３に出力してもよい。この場合、第１動作モードにおける電圧振幅をより小さくすることができ、スイッチング損失をより低減することができる。

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路（２１）と、
前記ブリッジ回路（２１）の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路（２３）と、
前記ブリッジ回路（２１）と前記フィルタ回路（２３）の間に介在し、前記ブリッジ回路（２１）の出力側を短絡可能なクランプ回路（２２）と、
前記ブリッジ回路（２１）及び前記クランプ回路（２２）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する制御回路（２４）と、を備え、
前記制御回路（２４）は、
前記フィルタ回路（２３）に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第１モードと、前記フィルタ回路（２３）に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第２モードとを有し、
前記フィルタ回路（２３）から出力される交流電力を系統（３０）へ供給する連系運転時は前記第１モードを選択し、前記フィルタ回路（２３）から出力される交流電力を前記系統（３０）と切り離された負荷（６０）へ供給する自立運転時は前記第２モードを選択することを特徴とする電力変換装置（２０）。
これによれば、高効率で歪を抑えた電力変換装置（２０）を実現することができる。
［項目２］
前記ブリッジ回路（２１）は、直列接続された第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び第２のスイッチング素子（Ｑ２）と、直列接続された第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び第４のスイッチング素子（Ｑ４）を含み、
前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）の両端と、前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の両端は、直流電源（１０）に並列に接続され、
前記クランプ回路（２２）は、互いに逆向きになるように直列に接続された第５のスイッチング素子（Ｑ５）と第６のスイッチング素子（Ｑ６）を含み、
前記制御回路（２４）は、
前記第１モードにおいて前記複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のオン／オフを指定する電圧指令値が正のとき、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）をオフ状態に制御し、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオン状態に制御し、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第１モードにおいて前記電圧指令値が負のとき、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）をオフ状態に制御し、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）をオン状態に制御し、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つと、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第２モードにおいて、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）及び前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオフ状態に制御し、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つとを相補的にオン／オフさせるように制御することを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、第１モードにおいて３レベルの電圧を出力することができ、第２モードにおいて２レベルの電圧を出力することができる。
［項目３］
前記フィルタ回路（２３）の出力経路を、前記系統（３０）に繋がる経路に接続するか、自立出力経路に接続するか切り替えるスイッチ回路（ＲＬａ、ＲＬｂ）と、
前記系統（３０）に繋がる経路の電圧を検出する電圧検出部（５０）と、
前記電圧検出部（５０）により検出された電圧値から前記系統（３０）の停電を検出する停電検出部（５１）と、をさらに備え、
前記停電検出部（５１）は、前記系統の停電を検出すると、前記第１モードから前記第２モードへの切り替えを指示する切替信号を出力し、
前記スイッチ回路（ＲＬａ、ＲＬｂ）は、前記切替信号が入力されると、前記フィルタ回路（２３）の出力経路を前記自立出力経路に接続することを特徴とする項目１または２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、停電発生時に自動的に、第２モードで動作する自立運転モードに切り替えることができる。
［項目４］
前記フィルタ回路（２３）の出力経路を、前記系統（３０）に繋がる経路に接続するか、自立出力経路に接続するか切り替えるスイッチ回路（ＲＬａ、ＲＬｂ）と、
ユーザの操作を受け付ける操作部（７０）と、をさらに備え、
前記操作部（７０）は、系統連系運転から自立運転に切り替える操作を受け付けると、前記第１モードから前記第２モードへの切り替えを指示する切替信号を出力し、
前記スイッチ回路（ＲＬａ、ＲＬｂ）は、前記切替信号が入力されると、前記フィルタ回路（２３）の出力経路を前記自立出力経路に接続することを特徴とする項目１または２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、停電発生後、ユーザの操作に起因して、第２モードで動作する自立運転モードに切り替わるため、自動制御により誤って自立運転モードに切り替えられることを防止することができる。

１０直流電源、２０電力変換装置、２１ブリッジ回路、２２クランプ回路、２３フィルタ回路、２４制御回路、Ｑ１第１スイッチング素子、Ｑ２第２スイッチング素子、Ｑ３第３スイッチング素子、Ｑ４第４スイッチング素子、Ｑ５第５スイッチング素子、Ｑ６第６スイッチング素子、Ｄ１第１還流ダイオード、Ｄ２第２還流ダイオード、Ｄ３第３還流ダイオード、Ｄ４第４還流ダイオード、Ｄ５第５還流ダイオード、Ｄ６第６還流ダイオード、Ｃ１第１コンデンサ、Ｃ２第２コンデンサ、Ｌ１第１リアクトル、Ｌ２第２リアクトル、Ａ１第１アンプ、Ａ２第２アンプ、Ａ３第３アンプ、Ａ４第４アンプ、Ａ５第５アンプ、Ａ６第６アンプ、ＲＬａ系統連系リレー、ＲＬｂ自立出力リレー、４１電圧検出部、４２電流検出部、４３電圧検出部、４４制御部、４５第１ＰＷＭ信号生成部、４６第２ＰＷＭ信号生成部、４７スイッチ部、４８駆動部、４９スイッチングパターン切替部、５０電圧検出部、５１停電検出部、４４ａ減算部、４４ｂ補償部、４４ｃ第１加算部、４４ｄ第２加算部、４４ｅ補償値生成部、６０負荷、７０操作部。

Claims

入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、
前記ブリッジ回路と前記フィルタ回路の間に介在し、前記ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、
前記ブリッジ回路及び前記クランプ回路に含まれるスイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第１モードと、前記フィルタ回路に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第２モードとを有し、
前記フィルタ回路から出力される交流電力を系統へ供給する連系運転時は前記第１モードを選択し、前記フィルタ回路から出力される交流電力を前記系統と切り離された負荷へ供給する自立運転時は前記第２モードを選択することを特徴とする電力変換装置。
前記ブリッジ回路は、直列接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、直列接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を含み、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の両端と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の両端は、直流電源に並列に接続され、
前記クランプ回路は、互いに逆向きになるように直列接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子を含み、
前記制御回路は、
前記第１モードにおいて前記複数のスイッチング素子のオン／オフを指定する電圧指令値が正のとき、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子をオフ状態に制御し、前記第６のスイッチング素子をオン状態に制御し、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の２つと、前記第５のスイッチング素子とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第１モードにおいて前記電圧指令値が負のとき、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフ状態に制御し、前記第５のスイッチング素子をオン状態に制御し、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の２つと、前記第６のスイッチング素子とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第２モードにおいて、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をオフ状態に制御し、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の２つと、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の２つとを相補的にオン／オフさせるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記フィルタ回路の出力経路を、前記系統に繋がる経路に接続するか、自立出力経路に接続するか切り替えるスイッチ回路と、
前記系統に繋がる経路の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部により検出された電圧値から前記系統の停電を検出する停電検出部と、をさらに備え、
前記停電検出部は、前記系統の停電を検出すると、前記第１モードから前記第２モードへの切り替えを指示する切替信号を出力し、
前記スイッチ回路は、前記切替信号が入力されると、前記フィルタ回路の出力経路を前記自立出力経路に接続することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記フィルタ回路の出力経路を、前記系統に繋がる経路に接続するか、自立出力経路に接続するか切り替えるスイッチ回路と、
ユーザの操作を受け付ける操作部と、をさらに備え、
前記操作部は、系統連系運転から自立運転に切り替える操作を受け付けると、前記第１モードから前記第２モードへの切り替えを指示する切替信号を出力し、
前記スイッチ回路は、前記切替信号が入力されると、前記フィルタ回路の出力経路を前記自立出力経路に接続することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。