JP7292152B2 - 多相電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、多相電動機駆動装置に関する。

多相電動機駆動装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式の複数の単相インバータを用いて、互いに電気的に絶縁された複数の巻線を備える多相電動機を駆動する。多相電動機は、上記の各単相インバータから上記の各巻線に交流電力がそれぞれ供給されることによって駆動される。このような多相電動機駆動装置において、複数の単相インバータのＰＷＭ制御に用いるキャリア信号が同期していると、多相電動機に電流が流れるタイミングが各単相インバータで一致することがある。上記の多相電動機に電流が流れるタイミングが一致すると、主回路と対地との間の電位変動が大きくなることがあった。

特開２０１３－３９０３３号公報

本発明の目的は、多相電動機駆動装置が多相電動機の複数の巻線に電流を流す際に生じうる主回路と対地との間の電位変動を低減させる多相電動機駆動装置を提供することである。

実施形態の多相電動機駆動装置は、第１主回路と、第２主回路と、第１制御部と、第２制御部と、を備える。多相電動機は、少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される。第１主回路は、前記第１巻線に接続される第１単相インバータを含み、第１基準搬送波を用いてパルス幅変調された第１ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第１巻線に交流電力を供給する。第２主回路は、前記第２巻線に接続される第２単相インバータを含み、第２基準搬送波を用いてパルス幅変調された第２ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第２巻線に交流電力を供給する。第１制御部は、前記第１主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて基準位相に対する位相が決定された前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給する。第２制御部は、前記第２主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて前記基準位相に対する位相が決定された前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する。前記第１基準搬送波と前記第２基準搬送波とが互いに同期しない位相差になっている。

実施形態の多相電動機駆動装置の構成図。 実施形態の多相電動機と各単相インバータとの関係を説明するための図。 実施形態の多相電動機駆動装置の主要部の構成図。 実施形態の電流制御回路の構成図。 実施形態の電流制御回路の構成図。 実施形態の各相のキャリア信号を同期させたＰＷＭ制御で生成されるゲート信号について説明するための図。 実施形態の主回路対地間電位変動について説明するための図。 実施形態の主回路対地間電位変動について説明するための図。 変調率が０の場合のＮ-Ｅ間電位変動を説明するための図。 実施形態のシミュレーションの結果を説明するための図。 実施形態の多相電動機の隣り合う相に対応する単相インバータのキャリアの位相を等間隔にずらした事例を説明するための図。 実施形態の多相電動機の隣り合う相に対応する単相インバータのキャリアの位相を等間隔にずらした事例を説明するための図。 実施形態の多相電動機の各相に対応する単相インバータのキャリアの位相を揃えた事例を説明するための図。 実施形態の多相電動機の各相に対応する単相インバータのキャリアの位相を揃えた事例を説明するための図。 実施形態の単相インバータ間のキャリア位相を調整する処理のフローチャート。 実施形態の位相差を規定するための所定の関数について説明するための図。 第１の変形例の位相差を規定するための所定の関数について説明するための図。

以下、実施形態の多相電動機駆動装置を、図面を参照して説明する。
なお、以下の説明では、可変速の多相電動機駆動装置を単に多相電動機駆動装置と呼ぶ。また、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。以下の説明に示す「単相パルス幅変調」とは、単相交流を出力するパルス幅変調（Pulse Width Modulation）のことであり、単にＰＷＭと呼ぶことがある。「搬送波」とは、キャリア比較ＰＷＭ方式による制御（ＰＷＭ制御）に用いられる三角波又は鋸歯状波のことである。「搬送波周波数」とは、特定の搬送波における三角波又は鋸歯状波の繰り返し周期の逆数のことである。「基本波」とは、特定の搬送波の信号成分の中で、周波数が最も低い成分をいう。また、「高調波成分」とは、基本波の周波数に対する高調波成分であって、特に指定がなければ電流、電圧、電力の中の何れかに含まれる奇数の１又は複数の次数の高調波成分のことである。なお、「同じ波形」の場合には、波形が略等しい場合も含む。

（実施形態）
図１は、実施形態の多相電動機駆動装置１の構成図である。
多相電動機駆動装置１は、直流電源２と、多相電動機（Ｍ）３と、制御装置１０とを備える。

直流電源２は、多相電動機駆動装置１の電源であり、後述する制御装置１０に直流電力を供給する。直流電源２は、負極Ｎと正極Ｐ間に所望の電圧（直流電圧）を出力する。

多相電動機３は、複数の巻線を有し、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合されている。後述する第１巻線と第２巻線は、複数の巻線の一例である。

制御装置１０は、例えば、単相インバータ１０１と、単相インバータ１０２と、単相インバータ１０Ｎと、同期信号生成回路１５０と、速度位相制御回路１６０と、回転角度検出器１７０を備える。

単相インバータ１０１は、例えば、主回路１１１（第１主回路）と、電流制御回路１２１（第１制御部）と、コンデンサ１３１と、電流センサ１４１とを備える。

主回路１１１は、第１主回路の一例である。例えば、主回路１１１は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、各々逆並列に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とを備え、フルブリッジ型に形成されている。スイッチＳ１とダイオードＤ１の組と、スイッチＳ２とダイオードＤ２の組は、正極Ｐに接続された正側アームを成す。スイッチＳ３とダイオードＤ３の組と、スイッチＳ４とダイオードＤ４の組は、負極Ｎに接続された負側アームを成す。図に示す形態は一例でありこれに制限されることなく、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４がＦＥＴ（Field-Effect Transistor）等の他の種類の半導体装置であってもよく、主回路１１１がハーフブリッジ型に形成されてもよい。

主回路１１１の入力側は、直流電源２とコンデンサ１３１とに並列に接続され、コンデンサ１３１によって平滑化された電圧が直流電源２から供給される。主回路１１１の出力側は、多相電動機３の第１巻線に接続されている。電流センサ１４１は、主回路１１１から多相電動機３の第１巻線に流れる電流を検出する。主回路１１１は、後述する電流制御回路１２１から供給されるゲートパルスＧＰ１に基づいて、多相電動機３の第１巻線に単相交流電力を供給する。

単相インバータ１０２は、例えば、主回路１１２（第２主回路）と、電流制御回路１２２（第２制御部）と、コンデンサ１３２と、電流センサ１４２とを備える。

主回路１１２は、第２主回路の一例である。主回路１１２と後述する主回路１１Ｎは、主回路１１１と同様に構成されている。

主回路１１２の入力側は、直流電源２に接続され、並列に接続されたコンデンサ１３２によって平滑化された電圧が直流電源２から供給される。主回路１１２の出力側は、多相電動機３の第２巻線に接続されている。電流センサ１４２は、主回路１１２から多相電動機３の第２巻線に流れる電流を検出する。主回路１１２は、ＰＷＭ方式により変調された第２ＰＷＭ信号に基づいて、多相電動機３の第２巻線に単相交流電力を供給する。

単相インバータ１０Ｎは、例えば、主回路１１Ｎと、電流制御回路１２Ｎと、コンデンサ１３Ｎと、電流センサ１４Ｎとを備える。

主回路１１Ｎの入力側は、直流電源２に接続され、並列に接続されたコンデンサ１３Ｎによって平滑化された電圧が直流電源２から供給される。主回路１１Ｎの出力側は、多相電動機３の第Ｎ巻線に接続されている。電流センサ１４Ｎは、主回路１１Ｎから多相電動機３の第Ｎ巻線に流れる電流を検出する。主回路１１Ｎは、ＰＷＭ方式により変調された第ＮＰＷＭ信号に基づいて、多相電動機３の第Ｎ巻線に単相交流電力を供給する。

以下、単相インバータ１０１と、単相インバータ１０２と、・・・、単相インバータ１０Ｎを纏めて示す場合には、単相インバータ１０ｉという。ｉは１からＮの整数を示し、Ｎは２以上の整数である。同様に、主回路１１１と、主回路１１２と、・・・、主回路１１Ｎを纏めて示す場合には、主回路１１ｉという。電流制御回路１２１と、電流制御回路１２２と、・・・、電流制御回路１２Ｎを纏めて示す場合には、電流制御回路１２ｉという。

同期信号生成回路１５０は、キャリア同期信号を生成し、生成したキャリア同期信号を各単相インバータ１０ｉの各電流制御回路に供給する。上記のキャリア同期信号には、電流制御回路１２１に供給するキャリア同期信号ＣＳＳ１、電流制御回路１２２に供給するキャリア同期信号ＣＳＳ２（図４）、電流制御回路１２Ｎに供給するキャリア同期信号ＣＳＳＮ（図５）などが含まれてもよい。なお、以下の説明では、各単相インバータ１０ｉに供給されるキャリア同期信号は、共通する信号としてキャリア同期信号ＣＳＳ１を例示して説明するが、これに制限されない。例えば、キャリア同期信号ＣＳＳ１とキャリア同期信号ＣＳＳ２が独立した信号であって良く、或いは、キャリア同期信号ＣＳＳ１とキャリア同期信号ＣＳＳ２とキャリア同期信号ＣＳＳＮとが互いに同期する信号であって波形の異なる信号であってもよい。上記の同期とは、許容される位相差が含まれている関係にあることを含めてもよい。

速度位相制御回路１６０は、速度指令と後述する回転角度検出器１７０からの角度検出値（機械角）とを受けて、電流指令波高値と、位相角θ（電気角）と、速度検出値ωとを生成し、電流指令波高値と、位相角θと、速度検出値ωとを単相インバータ１０ｉに供給する。電流指令波高値は、速度指令として設定された速度指令値の速度で多相電動機３を駆動するための制御目標値である。速度位相制御回路１６０の詳細については後述する。

回転角度検出器１７０は、多相電動機３の回転角度を検出し、角度検出値（機械角）を出力する。なお、回転角度検出器１７０を設けることなく、センサレス制御にしてもよい。

図２を参照して、多相電動機３と各単相インバータ１０ｉとの関係について説明する。図２は、実施形態の多相電動機３と各単相インバータ１０ｉとの関係を説明するための図である。各相の巻線に対応して単相インバータ１０ｉが配置されている。多相電動機３の各相の巻線は電気的には接続されていないが、異なる相の巻線による磁路がオーバラップするため磁気的に結合されている。

これにより多相電動機３は、各相に対応して設けられた各単相インバータ１０ｉによって駆動される。

図３から図５を参照して、実施形態の多相電動機駆動装置１の一例について説明する。図３は、実施形態の多相電動機駆動装置１の主要部の構成図である。

速度位相制御回路１６０の詳細について説明する。
速度位相制御回路１６０は、例えば、減算器１６１と、速度制御回路１６２と、位相制御回路１６３と、速度検出回路１６４とを備える。減算器１６１は、速度指令による速度指令値と、後述する速度検出回路１６４によって検出された速度検出値ωとの速度偏差を算出する。速度制御回路１６２は、減算器１６１によって算出された速度偏差が零になるような電流指令波高値を生成し、生成した電流指令波高値を各単相インバータ１０ｉに出力する。速度検出回路１６４は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値（機械角）を微分して速度検出値ωを生成する。位相制御回路１６３は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値（機械角）に基づいて位相角θ（電気角）を生成して、位相角θを各単相インバータ１０ｉに出力する。

上記のとおり速度位相制御回路１６０は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値に基づいて、多相電動機３の回転速度が速度指令になるような電流指令波高値を各単相インバータ１０ｉに指令し、制御に用いる位相角θを各単相インバータ１０ｉに供給する。

電流制御回路１２１の詳細について説明する。
電流制御回路１２１は、例えば、正弦値生成器１２１１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５（第１ＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）と、位相比較器１２１６（第１位相比較器）と、キャリア生成回路１２１７（第１キャリア生成ユニット）と、キャリア位相補正回路１２１８（第１位相補正ユニット）と、位相補正決定部１２１８ｃ（第１位相決定部）とを備える。

正弦値生成器１２１１は、速度位相制御回路１６０から供給される位相角θと、多相電動機３の巻線構成に基づき規定される位相差とに基づいた位相の正弦値を生成する。正弦値生成器１２１１が生成する正弦値は、対応する巻線ごとに互いに異なる。

乗算器１２１２は、速度位相制御回路１６０から供給される電流指令波高値と、正弦値生成器１２１１によって生成された正弦値とを乗算し、電流指令値ＩＣＭＤ１を得る。

減算器１２１３は、乗算器１２１２によって算出された電流指令値ＩＣＭＤ１から、電流センサ１４１によって検出された電流検出値ＩＤＥＴ１を減算して、電流偏差ΔＩ１を得る。

電流制御回路本体１２１４は、上記の電流偏差ΔＩ１を０にするような電圧指令値ＥＲ１を算出し、ＰＷＭ制御回路１２１５に供給する。

位相比較器１２１６は、第１搬送波をキャリア生成回路１２１７から受けて、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）の位相と、第１搬送波の位相とを比較して、その位相差に応じた値ＰＤ１を出力する。

キャリア生成回路１２１７は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相と第１搬送波の位相とが整合するように、上記の位相差ＰＤ１に基づいて、搬送波周波数ｆＨを所定量調整する。

キャリア位相補正回路１２１８は、後述する位相補正決定部１２１８ｃから供給される位相補正指令に基づいて、キャリア生成回路１２１７によって調整された搬送波周波数ｆＨの第１搬送波の位相を補正して第１キャリア信号ＣＳ１を生成し、その結果を第１キャリア信号ＣＳ１として出力する。

位相補正決定部１２１８ｃは、例えば、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第１キャリア信号ＣＳ１（第１基準搬送波）の位相を決定してもよい。さらに、位相補正決定部１２１８ｃは、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第１所定量の位相差の大きさを調整して第１キャリア信号ＣＳ１の位相を決定してもよい。位相補正決定部１２１８ｃは、第１位相決定ユニットの一例である。例えば、上記の第１所定量の位相差は、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）の位相に対する第１キャリア信号ＣＳ１の位相の位相差として規定される。なお、多相電動機３の速度検出値ωによらずに、予め定められた所定値に第１キャリア信号ＣＳ１（第１基準搬送波）の位相を決定してもよい。以下、同様である。

上記の位相比較器１２１６と、キャリア生成回路１２１７は、第１のＰＬＬ（Phase Locked Loop）を形成する。

ＰＷＭ制御回路１２１５は、上記の電圧指令値ＥＲ１と第１キャリア信号ＣＳ１とに基づいて、ＰＷＭ制御によって主回路１１１を制御するためのゲートパルスＧＰ１を生成する。例えば、ＰＷＭ制御回路１２１５は、第１キャリア信号ＣＳ１を用いて、多相電動機３の第１相の電圧指令値ＥＲ１（基準信号）を変調し、変調されたＰＷＭ信号のＧＰ１（第１ＰＷＭ信号）を主回路１１１（第１主回路）に供給する。

上記のように構成された電流制御回路１２１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１に同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第１所定量の位相差がある第１キャリア信号ＣＳ１を生成する。電流制御回路１２１は、第１キャリア信号ＣＳ１を用いて多相電動機３の第１相の電圧指令値ＥＲ１（基準信号）を変調し、変調することによって得られた第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。

単相インバータ１０２と単相インバータ１０Ｎを別紙に示す。

図４を参照して、実施形態における単相インバータ１０２の電流制御回路１２２について説明する。図４は、実施形態の電流制御回路１２２の構成図である。電流制御回路１２２は、主回路１１２（第２主回路）に対応付けて設けられる。

電流制御回路１２２（第２制御部）は、例えば、正弦値生成器１２２１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２２２と、減算器１２２３と、電流制御回路本体１２２４と、ＰＷＭ制御回路１２２５（第２ＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）と、位相比較器１２２６（第２位相比較器）と、キャリア生成回路１２２７（第２キャリア生成ユニット）と、キャリア位相補正回路１２２８（第２位相補正ユニット）と、位相補正決定部１２２８ｃ（第２位相決定部）とを備える。詳細な説明を省略するが、正弦値生成器１２２１と、乗算器１２２２と、減算器１２２３と、電流制御回路本体１２２４と、ＰＷＭ制御回路１２２５と、位相比較器１２２６と、キャリア生成回路１２２７と、キャリア位相補正回路１２２８と、位相補正決定部１２２８ｃは、前述の正弦値生成器１２１１と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５と、位相比較器１２１６と、キャリア生成回路１２１７と、キャリア位相補正回路１２１８、位相補正決定部１２１８ｃと同様に構成される。

第２キャリア信号ＣＳ２の生成について説明する。
位相比較器１２２６は、第２搬送波をキャリア生成回路１２２７から受けて、キャリア同期信号ＣＳＳ２の位相と、第２搬送波の位相とを比較して、その位相差に応じた値ＰＤ２を出力する。

キャリア生成回路１２２７は、キャリア同期信号ＣＳＳ２の位相と第２搬送波の位相とが整合するように、上記の位相差ＰＤ２に基づいて、第２搬送波の搬送波周波数ｆＨを所定量調整する。

キャリア位相補正回路１２２８は、後述する位相補正決定部１２２８ｃから供給される位相補正指令に基づいて、キャリア生成回路１２２７によって調整された搬送波周波数ｆＨの第２搬送波の位相を補正して第２キャリア信号ＣＳ２を生成し、その結果を第２キャリア信号ＣＳ２として出力する。

位相補正決定部１２２８ｃは、例えば、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第２キャリア信号ＣＳ２（第２基準搬送波）の位相を決定してもよい。さらに、位相補正決定部１２２８ｃは、多相電動機３の速度検出値ωに基づいて第２所定量の位相差の大きさを調整して第２キャリア信号ＣＳ２の位相を決定してもよい。位相補正決定部１２１８ｃは、第１位相決定ユニットの一例である。例えば、上記の第２所定量の位相差は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対する第２キャリア信号ＣＳ２の位相の位相差として規定される。

上記の位相比較器１２２６と、キャリア生成回路１２２７は、第２のＰＬＬを形成する。

ＰＷＭ制御回路１２２５は、上記電圧指令値ＥＲ２と第２キャリア信号ＣＳ２とに基づいて、ＰＷＭ制御によって主回路１１２を制御するためのゲートパルスＧＰ２を生成する。例えば、ＰＷＭ制御回路１２２５は、第２キャリア信号ＣＳ２を用いて、多相電動機３の第２相の電圧指令値ＥＲ２（基準信号）を変調し、変調されたＰＷＭ信号のＧＰ２（第２ＰＷＭ信号）を主回路１１２（第２主回路）に供給する。

上記のように構成された電流制御回路１２２は、キャリア同期信号ＣＳＳ２に同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳ２の位相に対して第２所定量の位相差がある第２キャリア信号ＣＳ２を生成する。電流制御回路１２２は、第２キャリア信号ＣＳ２を用いて多相電動機３の第２相の電圧指令値ＥＲ２（基準信号）を変調し、変調することによって得られた第２ＰＷＭ信号を主回路１１２に供給する。

図５を参照して、実施形態における単相インバータ１０Ｎの電流制御回路１２Ｎについて説明する。図５は、実施形態の電流制御回路１２Ｎの構成図である。電流制御回路１２Ｎは、主回路１１Ｎに対応付けて設けられる。

電流制御回路１２Ｎは、例えば、正弦値生成器１２Ｎ１（Ｓｉｎ）と、乗算器１２Ｎ２と、減算器１２Ｎ３と、電流制御回路本体１２Ｎ４と、ＰＷＭ制御回路１２Ｎ５（第ＮＰＷＭユニット、図中の表記はＰＷＭ。）と、位相比較器１２Ｎ６（第Ｎ位相比較器）と、キャリア生成回路１２Ｎ７（第Ｎキャリア生成ユニット）と、キャリア位相補正回路１２Ｎ８（第Ｎ位相補正ユニット）と、位相補正決定部１２Ｎ８ｃ（第Ｎ位相決定部）とを備える。詳細な説明を省略するが、正弦値生成器１２Ｎ１と、乗算器１２Ｎ２と、減算器１２Ｎ３と、電流制御回路本体１２Ｎ４と、ＰＷＭ制御回路１２Ｎ５と、位相比較器１２Ｎ６と、キャリア生成回路１２Ｎ７と、キャリア位相補正回路１２Ｎ８と、位相補正決定部１２Ｎ８ｃとは、前述の正弦値生成器１２１１と、乗算器１２１２と、減算器１２１３と、電流制御回路本体１２１４と、ＰＷＭ制御回路１２１５と、位相比較器１２１６と、キャリア生成回路１２１７と、キャリア位相補正回路１２１８と、位相補正決定部１２１８ｃと同様に構成される。電流制御回路１２Ｎに関する細部の説明は、前述の電流制御回路１２１を参照する。

電流制御回路１２Ｎは、キャリア同期信号ＣＳＳＮに同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳＮの位相に対して第Ｎ所定量の位相差がある第Ｎキャリア信号ＣＳＮを生成する。電流制御回路１２Ｎは、第Ｎキャリア信号ＣＳＮを用いて多相電動機３の第Ｎ相の電圧指令値ＥＲＮ（基準信号）を変調し、変調することよって得られた第ＮＰＷＭ信号のゲートパルスＧＰＮを主回路１１Ｎに供給する。

次に、図６を参照して、実施形態の多相電動機駆動装置１で、各相のキャリア信号を同期させたＰＷＭ制御を実施したときの各相のゲートパルスを含むゲート信号について説明する。図６は、実施形態の各相のキャリア信号を同期させたＰＷＭ制御で生成されるゲート信号について説明するための図である。ここで例示するものは、３相の場合である。各相のキャリア信号とは、前述の第１キャリア信号ＣＳ１、第２キャリア信号ＣＳ２、第Ｎキャリア信号ＣＳＮなどのことである。以下の説明で、キャリア信号の位相のことをキャリア位相と呼ぶことがある。キャリア信号の周期のことをキャリア周期と呼ぶことがある。

図６に示す４つの波形図は、ＰＷＭ制御の入力信号の変調度が互いに異なるものである。図６の（ａ）から（ｄ）の波形図における変調度は、それぞれ０．０１、０．２、０．６、１である。
なお、各波形図の上段側に、ある相のキャリア信号と３相のＰＷＭ制御の入力信号とを重ねて示し、その下段側にＰＷＭ制御で生成された各相のゲートパルスを含むゲート信号を示す。

この図から変調度が小さい場合には、各相のゲートパルスが発生する時間帯が揃っているが、変調度が大きくなるほど、各相のゲートパルスが発生する時間帯がばらつくことがわかる。
変調率が０に近い値の場合には、各相のゲートパルスが出力される時間帯が重なる期間が長くなる。変調率が０になると各相のゲートパルスの出力が重なり、各相のスイッチがそれぞれオンになる。

次に、図７と図８とを参照して、主回路と対地との間の電位変動について説明する。図７と図８は、実施形態の主回路と対地との間の電位変動について説明するための図である。
ところで、各相のゲートパルスが発生する時間帯が揃っていると、各相のスイッチがそれぞれオンになっているタイミングが一致するために、主回路と対地との間の電位が変動することがある。なお、説明を簡略化するため変調率は０とする。例えば、単相インバータ１０１の出力をＵ相とＶ相と呼ぶ。

図７に、単相インバータのＰ側素子をオン（ON）に、Ｎ側素子をオフ（OFF）にした場合の回路動作を示す。例えば、Ｐ側素子は、スイッチＳ１、Ｓ２のことである。Ｎ側素子は、スイッチＳ３、Ｓ４のことである。

単相インバータ１０１と、直流電源２と、多相電動機３は、フレームＥに対して絶縁されているものと仮定する。この場合、単相インバータ１０１、直流電源２、及び多相電動機３と、フレームＥとの間には、浮遊容量が存在する。

例えば、単相インバータ１０１近傍の直流リンクのＰ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ１１と呼ぶ。単相インバータ１０１近傍の直流リンクのＮ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ１２と呼ぶ。直流電源２近傍の直流リンクのＰ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ２１と呼ぶ。直流電源２近傍の直流リンクのＮ側とフレームＥとの間の浮遊容量をＳＣ２２と呼ぶ。

多相電動機３の内部の巻線に接続されるＵ相とＶ相と、多相電動機３の筐体との間に浮遊容量ＳＣ３１とＳＣ３２が存在する。さらに、多相電動機３の筐体とフレームＥとの間に浮遊容量（不図示）が存在する。

上記の浮遊容量ＳＣ１１、ＳＣ１２、ＳＣ２１、ＳＣ２２は、多相電動機３の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２に対して十分に小さくなる。これによれば、多相電動機３側のフレームＥの電位がＰ電位に近くなり、主回路側のフレームＥの電位とＮ電位との電位差が、Ｐ電位とＮ電位との差に略等しくなる。

上記の場合、単相インバータの出力のＵ相―Ｖ相間、つまりノーマルモードとなる経路には電流が流れないが、図７に示すように単相インバータの出力のＵ相とＶ相に、多相電動機３側の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２を介した経路にコモンモード電流が流れる。

図８に、単相インバータのＮ側素子がオン（ON）となった場合の回路動作を示す。
主回路Ｎ-Ｅ(アース)間電位変動を例にとると、図８に示すようにＮ側素子がオンのときには、フレームＥの電位（アース電位）とＮ電位とが略同電位になり、Ｎ-Ｅ間電位差は０になる。
また、図７に示すようにＰ側素子がオンのときはアース電位とＰ電位とが略同電位になるため、Ｎ-Ｅ間電位差は直流電圧と等しくなる。

これを模擬したシミュレーションの結果を図９に示す。図９は、変調率が０の場合のＮ－Ｅ間電位変動を説明するための図である。このシミュレーションの条件として、上記のとおり主回路側の浮遊容量を多相電動機３側の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２よりも十分に小さいものとした。図９に示すＮ-Ｅ間電位変動は、キャリア周期に同期したものになる。

次に、コモンモード電流を低減させるための事例について説明する。
例えば、多相電動機３の巻線の数（相数）を２つにした事例を示し、この事例の動作をシミュレーションにより検証する。この場合の主回路は、図１に示したように直流電源２に対して単相インバータ１０１と１０２が接続されて形成され、その台数が２台の場合になる。単相インバータ１０１と１０２の出力には、図７に示した多相電動機３側の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２を模擬したコンデンサの一端を接続して、コンデンサの他端をフレームに接続する。単相インバータ１０１の出力と単相インバータ１０２の出力は、浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２を模擬したコンデンサを介して互いに結合される。

次に、図１０を参照して、単相インバータ１０１と１０２のキャリア位相と主回路対地(フレーム)間の電位変動について説明する。図１０は、実施形態のシミュレーションの結果を説明するための図である。なお簡略化のため変調率は、上記と同様に０にしている。なお、多相電動機３側の浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２の値は、実際に利用する多相電動機３の種類に応じて決定してよい。

単相インバータ１０１と１０２のキャリア信号が単相インバータ１０１と１０２との間で互いに同期していて、かつそれぞれの位相が揃っている場合、各単相インバータ内のスイッチＳ１－Ｓ４のスイッチングのタイミングが一致して、かつ各単相インバータのスイッチＳ１－Ｓ４の内でスイッチングするスイッチの位置が同じになる。そのため、前述の図７と図８に示した挙動と等しくなる。

これに対して、単相インバータ１０１と１０２のキャリア信号が互いに同期していても、単相インバータ１０１と１０２のキャリア位相が、その２台の間でずれてくると、単相インバータ１０１と１０２内でスイッチングするスイッチ（素子）の位置が互いに揃わなくなる。例えば、単相インバータ１０１のＰ側素子であるスイッチＳ１とＳ２がオンになっている間に、単相インバータ１０２のＮ側素子であるスイッチＳ３とＳ４がオンになる期間が発生する。

上記の期間になると、主回路のＰ電位とＮ電位とが、多相電動機３の巻線ごとに規定される浮遊容量ＳＣ３１、ＳＣ３２によって分圧されることになり、単相インバータ１０１と１０２の多相電動機３側の浮遊容量が等しくなる場合には、フレームＥの電位が０になる。

図１０（ａ）から（ｅ）まで、単相インバータ１０１と１０２の互いのキャリア信号の位相差を順に増加させたときのシミュレーションの結果を示す。図１０の（ａ）から（ｅ）の波形図におけるキャリア信号間の位相差は、それぞれ０度、４５度、９０度、１３５度、１８０度である。なお、キャリア周期の１周期分を３６０度とする。

上記の各シミュレーションの結果に示す上段側には、主回路と対地との間の電位変動（以下、主回路対地間電位変動という。）を示し、その下段側には、電位変動の波形に含まれる周波数成分を示す。下段側のグラフは、片対数グラフである。その周波数成分には、基本波の成分の他に、その高調波成分が確認できる。

この図１０に示された各シミュレーションの結果からキャリア信号間の位相差が小さい場合には、電位変動の波形に含まれる各周波数成分の大きさが比較的大きくなっていることが確認できる。また、キャリア信号間の位相差が大きくなるほど、電位変動の波形に含まれる各周波数成分の大きさが小さくなる傾向がある。

単相インバータ１０１と１０２の互いのキャリア信号間の位相差が１８０度になる場合、つまり逆相になる場合には、例えば、単相インバータ１０１のＰ側素子がオンになっている期間と、単相インバータ１０２のＮ側素子がオンになる期間とが重なる。これによって、単相インバータ１０１のＰ側素子がオンになっていることによる電位変動と、単相インバータ１０２のＮ側素子がオンになることによる電位変動とが打ち消し合うため、主回路対地間電位は、変動することなく一定になる。なお、フレームの電位を大地電位とみなすことができる。

このシミュレーションの結果によれば、単相インバータ１０１と１０２間のキャリア位相を所定量ずらすことにより、主回路対地間電位変動を低減できることが明らかになった。このシミュレーションの結果から、ひいては、主回路対地間電位変動によるノイズを抑制可能なことが確認できた。

次に、図１１から図１６を参照して、多相電動機３の隣り合う相に対応する単相インバータ間のキャリア位相を所定量ずらしてキャリア信号同士に位相差を設定する方法について説明する。

まず、キャリア信号同士の位相差について定義する。
図１１と図１２は、実施形態の多相電動機３の隣り合う相に対応する単相インバータのキャリア信号の位相を等間隔にずらした事例を説明するための図である。

図１１に示すようにＮ台の単相インバータの隣り合う相でキャリア信号の位相を３６０／Ｎ度ずつ等間隔にずらした場合、多相電動機３の各相の線間電圧波形は、図１２（ａ）、（ｂ）に示すように、各相の方形波の中心位置は３６０／Ｎ度ずつずれる。つまり、隣り合う相でキャリア信号の位相に３６０／Ｎ度の位相差を設けることができる。

また、上記の位相差を設けるときに、Ｎ台の単相インバータの隣り合う相でキャリア信号の位相を１８０／Ｎ度ずつ等間隔にずらしてもよい。上記の場合にも、直流電源２の電圧と電流の振動を抑制することができる。

図１３と図１４は、実施形態の多相電動機３の各相に対応する単相インバータのキャリア信号の位相を揃えた事例を説明するための図である。

図１３に示すように各相の単相インバータのキャリア信号の位相を揃えた場合、多相電動機３の各相の線間電圧波形は、図１４（ａ）、（ｂ）に示すように、各相の方形波の中心位置が揃う。この場合の波形は、前述の図１１と図１２に示したキャリア信号の位相に位相差を設けた場合とは異なる。

次に、図１５を参照して、多相電動機３の隣り合う相に対応する単相インバータ間のキャリア位相を調整するための処理について説明する。図１５は、実施形態の単相インバータ間のキャリア位相を調整する処理のフローチャートである。この処理は、多相電動機３の回転速度を用いる。多相電動機３の回転速度は、多相電動機３の稼働状況によって値が変化する物理量の一例である。

まず、速度検出回路１６４は、回転角度検出器１７０によって検出された角度検出値に基づいて、速度検出値ωを算出する（ステップＳＡ１１）。

次に、位相補正決定部１２１８ｃは、算出された速度検出値ωの大きさを判定して（ステップＳＡ１２）、速度検出値ωが第１閾値に満たない場合には、位相差を予め定められた上限値ＭＡＸに決定して（ステップＳＡ１４）、処理をステップＳＡ２０に進める。速度検出値ωが第２閾値を超える場合には、位相補正決定部１２１８ｃは、位相差を０に決定して（ステップＳＡ１６）、処理をステップＳＡ２０に進める。速度検出値ωが第１閾値以上第２閾値以下の場合には、位相補正決定部１２１８ｃは、速度検出値ωを変数にとる関数を用いて位相差の大きさを決定して（ステップＳＡ１８）、処理をステップＳＡ２０に進める。例えば、上記の関数は、速度検出値ωが大きくなるほど位相差を小さくするように規定される。より具体的な例について後述する。

ステップＳＡ１４、ＳＡ１６、ＳＡ１８の処理を終えると、キャリア位相補正回路１２１８は、決定された位相差に位相を調整した第１キャリア信号ＣＳ１を出力する（ステップＳＡ２０）。次に、ＰＷＭ制御部１２１５は、電圧指令値ＥＲ１と第１キャリア信号ＣＳ１とに基づいて、ゲートパルスＧＰ１を生成して主回路１１１に供給する（ステップＳＡ２２）。主回路１１１は、ゲートパルスＧＰ１に基づいた電力を出力する。

上記の処理により、単相インバータ１０１は、電流制御回路１２１の制御により、多相電動機３の巻線に電力を供給して、多相電動機３を駆動する。他の単相インバータ１０２、・・・、１０Ｎについても同様である。これにより、多相電動機３は、その速度検出値に基づいた位相差で、各単相インバータによって駆動される。

なお、上記の手順について、位相補正決定部１２１８ｃを例示して説明したが、位相補正決定部１２２８ｃ、位相補正決定部１２Ｎ８ｃなどにおいても同様の手順を適用してよい。

次に、図１６を参照して、実施形態の位相差を規定するための所定の関数の一例について説明する。図１６は、実施形態の位相差を規定するための所定の関数について説明するための図である。図１６に示す事例では、速度検出値ωが第１閾値に満たない場合と、速度検出値ωが第２閾値を超える場合には、位相差を０又は上限値の固定値にする。さらに、速度検出値ωが第１閾値以上第２閾値以下の範囲にある場合には、速度検出値ωを変数にとる関数を適用する。図に示す関数は、速度検出値ωを変数にして、速度検出値ωの増加に伴い解の値が単調に減少する関数である。図に示す関数は１次関数であるが、図示するものに制限はなく適宜変更してよい。

例えば、図１６に第１閾値を０とは異なる値を例示したが、第１閾値を０にしてもよい。

また、上記の実施形態では第１閾値と第２閾値を異なる値に設定した事例を例示したが、これに代えて第１閾値と第２閾値を同じ値にしてもよい。この場合の制御は、位相差を設けるか否かの切替制御（ON/OFF制御）になる。

上記の実施形態によれば、電流制御回路１２１（第１制御部）は、主回路１１１（第１主回路）に対応付けて設けられ、多相電動機３の速度に基づいて、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相（基準位相）に対して第１所定量の位相差の大きさを決定する。電流制御回路１２１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相（基準位相）に対する位相が決定された第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。上記の多相電動機３の速度には、多相電動機３の検出速度値ωを適用してよい。

電流制御回路１２２（第２制御部）は、主回路１１２（第２主回路）に対応付けて設けられ、多相電動機３の速度に基づいて、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第２所定量の位相差の大きさを決定する。電流制御回路１２２は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相（基準位相）に対する位相が決定された第２ＰＷＭ信号を主回路１１２に供給する。

なお、電流制御回路１２１と電流制御回路１２２は、多相電動機３の速度が比較的速い場合には、前記第１所定量の位相差と前記第２所定量の位相差を小さくして、多相電動機３の速度が比較的遅い場合には、前記第１所定量の位相差と前記第２所定量の位相差を大きくするとよい。これにより、多相電動機駆動装置１は、多相電動機３の複数の巻線に電流を流す際に、生じうる主回路と対地との間の電位変動を低減させる。

電流制御回路１２１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）に同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第１所定量の位相差がある第１搬送波を生成する。電流制御回路１２１は、生成した第１搬送波を用いて多相電動機３の第１相の基準信号を変調して第１ＰＷＭ信号を得る。電流制御回路１２１は、これによって得られた第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。このような電流制御回路１２１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第１所定量の位相差がある第１キャリア信号ＣＳ１を生成することができる。

電流制御回路１２２は、キャリア同期信号ＣＳＳ１（第１同期信号）に同期して、かつキャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第２所定量の位相差がある第２搬送波を生成する。電流制御回路１２２は、生成した第２搬送波を用いて多相電動機３の第２相の基準信号を変調して第２ＰＷＭ信号を得る。電流制御回路１２２は、これによって得られた第２ＰＷＭ信号を主回路１１２に供給する。このような電流制御回路１２２は、キャリア同期信号ＣＳＳ１の位相に対して第２所定量の位相差がある第２キャリア信号ＣＳ２を生成することができる。

電流制御回路１２１と電流制御回路１２２は、多相電動機３の速度に基づいて、前記第１所定量の位相差と前記第２所定量の位相差の大きさをそれぞれ決定する。例えば、多相電動機３の速度が比較的速い場合には、前記第１所定量の位相差と前記第２所定量の位相差を小さくして、多相電動機３の速度が比較的遅い場合には、前記第１所定量の位相差と前記第２所定量の位相差を大きくする。

同期信号生成回路１５０は、例えば、キャリア同期信号ＣＳＳ１を電流制御回路１２１と電流制御回路１２２とに供給する。これによれば、多相電動機駆動装置１は、キャリア同期信号ＣＳＳ１に同期する第１キャリア信号ＣＳ１と第２キャリア信号ＣＳ２を用いて多相電動機３を駆動することができ、多相電動機３の複数の巻線に電流を流す際に生じうる主回路と対地との間の電位変動を低減させることができる。

なお、上記の実施形態では、単相インバータ１０１と１０２を例示して、２台の単相インバータの場合について説明したが、上記の説明を偶数台の単相インバータを備える構成に適用してもよい。その場合には、奇数番目の単相インバータと偶数番目の単相インバータを上記の単相インバータ１０１と１０２にそれぞれ当てはめるとよい。上記と同様のキャリア信号の位相の調整方法によって、複数台の単相インバータを備える構成の場合についても、上記と同様の結果が得られる。

上記の実施形態において、各単相インバータのＰＬＬが生成する信号の位相の連続性を保ちながら、上記のようにＰＷＭ制御に利用する各キャリア信号（例えば、第１キャリア信号ＣＳ１、第２キャリア信号ＣＳ２、第３キャリア信号ＣＳ３、第４キャリア信号ＣＳ４など。）の位相に位相差を設けたり、位相差をなくしたり切り替えることができ、その大きさを調整することができる。その切替の際に、位相が非連続に切り替わることの影響を低減させるには、第１位相から第２位相に変化させる際の変化率を所定の範囲に収まるように調整するレート制御処理を、位相補正決定部１２１８ｃが実施する処理に追加してもよい。

多相電動機３の各相の巻線に対して設けられた各単相インバータのキャリア信号を同期させることにより、隣り合う相の巻線に入力されるＰＷＭパルスのタイミングが一致することで、ＰＷＭパルス起因の高調波電流成分が減少し多相電動機３の損失・温度上昇を低減することができる。上記の多相電動機３の損失・温度上昇の低減に係る効果は、多相電動機３の負荷が高い場合に顕著に表れるが、負荷が低い場合には目立たない。

多相電動機３の負荷の特性が低速で軽負荷・高速で高負荷となる二乗トルク負荷などの用途に上記の実施形態を適用する場合には、低速ではキャリア位相をシフトしてノイズの影響を低減し、多相電動機３の温度上昇が比較的高くなる高速域でキャリア位相を同期させることが望ましい。

（第１の変形例）
実施形態の第１の変形例について説明する。前述の図１６に示す関数では、速度検出値ωが第１閾値以上第２閾値以下の範囲にある場合には、速度検出値ωの増加に伴い解の値が単調に減少する関数を例示した。これに代えて、本変形例では、速度検出値ωの切替にヒステリシスを持たせるように、上記の関数を設定する。

図１７は、第１の変形例に係る位相差を規定するための所定の関数について説明するための図である。図１７に示す事例では、速度検出値ωが第１閾値に満たない場合には、前述の図１６と同様に位相差を上限値の固定値にして、速度検出値ωが第２閾値を超える場合には、前述の図１６と同様に位相差を０にする。さらに、速度検出値ωが第１閾値以上第２閾値以下の範囲にある場合には、０又は上限値の固定値を維持してヒステリシスを形成する関数を適用する。例えば、速度検出値ωが第１閾値に満たない状態から、第１閾値以上第２閾値以下の範囲になった場合には、上限値の固定値を維持して、第２閾値を超えると０にする。さらに、速度検出値ωが第２閾値を超えた状態から、第１閾値以上第２閾値以下の範囲にある場合には、０を維持して、第１閾値を満たなくなると上限値の固定値にする。図に示す関数は、速度検出値ωに基づいた切替にヒステリシスを設定する関数の一例である。

なお、上記の切替の際などに全単相インバータを纏めて切り替えると系が不安定になるような場合には、全単相インバータを複数のグループに分けて、グループ単位で段階的に切り替えるようにしてもよい。例えば、各グループの単相インバータの個数が揃うように、または近くなるようにグループに分けるとよい。より具体的には、全単相インバータのうち奇数番目の第１グループと偶数番目の第２グループに分ける。制御装置１０は、例えば、第１グループに上記の位相差を設け、所定時間経過した後に第２グループに上記の位相差を設けて、第１位相と第２位相の２つの位相を順に切り替えるとよい。上記の通り、第１位相と第２位相は、上限値と０であってよい。

なお、位相シフトの制御において、第１位相から第２位相に２つの位相を切り替える場合に、位相が非連続に切り替わることの影響を低減させるには、第１位相から第２位相に変化させる際の変化率を制限するレート制御処理を、位相補正決定部１２１８ｃの処理に追加してもよい。

上記の第１の変形例によれば、実施形態と同様の効果を奏することのほか、相数の各相間の位相を、相数に基づいて均等割りして得られた大きさにすることができる。

（第２の変形例）
上記の実施形態の第２の変形例について説明する。本変形例では、多相電動機３の速度検出値ω（回転速度）に代えて、多相電動機３の速度検出値ω以外の検出値に基づいて位相差を調整する事例について説明する。

多相電動機３の速度検出値ω以外の検出値は、例えば、以下のものが挙げられる。
・接地極に流れる電流値（アース電流の大きさ）
・接地極に対するフレームＥの電位（直流成分）の大きさ
・接地極に対するフレームＥの電位変動分の大きさ
・半導体素子又は半導体素子のヒートシンクの温度
・出力電流に基づいて算定された損失の算定値
・フィードバック制御の帰還信号に基づいて算定されたＰＷＭ制御の電圧基準の大きさ（ピーク値）

上記の「接地極に流れる電流値（アース電流の大きさ）」を利用する場合と、「接地極に対するフレームＥの電位（直流成分）の大きさ」を利用する場合と、「接地極に対するフレームＥの電位変動分の大きさ」を利用する場合には、フレームＥの電位が不安定で接地極の電位との差が生じていることを直接的又は間接的に検出して、その検出結果を制御の条件に利用してよい。これらの検出値を利用するときに、上記の電流値と電圧値が大きい状態が検出された場合には、位相差を設けるようにする。また、その大きさが大きいほど位相差を大きくしてもよい。

上記の「半導体素子又は半導体素子のヒートシンクの温度」を利用する場合、「出力電流に基づいて算定された損失の算定値」を利用する場合には、半導体素子における損失を間接的に検出して、その検出結果を制御の条件に利用してよい。これらの検出値を利用するときに、半導体素子における損失が大きい状態が検出された場合には、位相差を設けるようにする。また、その損失の大きさが大きいほど位相差を大きくしてもよい。

上記の「フィードバック制御の帰還信号に基づいて算定されたＰＷＭ制御の電圧基準の大きさ（ピーク値）」を利用する場合には、各相のＰＷＭ制御のゲートパルスが揃う状態になっていることを検出して、その検出結果を制御の条件に利用してよい。上記のＰＷＭ制御の電圧基準の大きさを利用するときに、その電圧基準の大きさが所定値よりも大きい状態が検出された場合には、位相差を設けるようにする。また、その電圧基準の大きさが大きいほど位相差を大きくしてもよい。

上記の変形例の場合も、実施形態と同様に、多相電動機駆動装置１が多相電動機３の複数の巻線に電流を流す際に生じうる主回路と対地との間の電位変動を低減させることができる。

少なくとも上記の実施形態によれば、多相電動機駆動装置１は、主回路１１１と、主回路１１２と、電流制御回路１２１と、電流制御回路１２２と、を備える。多相電動機３は、少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される。主回路１１１は、第１巻線に接続され、単相パルス幅変調方式により変調された第１ＰＷＭ信号に基づいて第１巻線に交流電力を供給する。主回路１１２は、第２巻線に接続され、ＰＷＭ方式により変調された第２ＰＷＭ信号に基づいて第２巻線に交流電力を供給する。電流制御回路１２１は、主回路１１１に対応付けて設けられ、多相電動機３の速度に基づいて基準位相に対する位相が決定された前記第１ＰＷＭ信号を主回路１１１に供給する。電流制御回路１２２は、主回路１１２に対応付けて設けられ、多相電動機３の速度に基づいて前記基準位相に対する位相が決定された前記第２ＰＷＭ信号を主回路１１２に供給する。これにより、多相電動機駆動装置１が多相電動機３の複数の巻線に電流を流す際に生じうる主回路と対地との間の電位変動を低減させることができる。

上記の多相電動機駆動装置１の電流制御回路１２ｉとは、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

例えば、上記の実施形態の説明では、搬送波の位相を０から３６０度と規定して説明したが、位相差を算出する際の角度を３６０度に制限することはなく、他の値に設定してよい。例えば、相間の位相差が大きくなると、多相電動機３の損失が増加し、温度上昇が大きくなるため、発生するノイズとのトレードオフで、３６０度よりも低い角度を基準にして、３６０度に代わるその角度をインバータ相数で割ったものを位相シフト量として設定してもよい。例えば、２７０度をインバータ相数で割ったものを位相シフト量として設定してもよい。

また、主回路１１ｉは、電流制御回路１２ｉと別体であってよい。
上記の説明の多相電動機３の相数は、実施形態に示した相数に制限されることなく、任意に設定してよい。

１…多相電動機駆動装置、２…直流電源、３…多相電動機、１０…制御装置、１０１、１０２、１０Ｎ、１０ｉ…単相インバータ、１５０…同期信号生成回路、１６０…速度位相制御回路、１７０…回転角度検出器、１１１…主回路（第１主回路）、１１２…主回路（第２主回路）、１１Ｎ、１１ｉ…主回路、１２１…電流制御回路（第１制御部）、１２２…電流制御回路（第２制御部）、１２Ｎ、１２ｉ…電流制御回路、１２１５…ＰＷＭ制御回路（第１ＰＷＭユニット）、１２１６…位相比較器（第１位相比較器）、１２１７…キャリア生成回路（第１キャリア生成ユニット）、１２１８…キャリア位相補正回路（第１キャリア位相補正回路）、１２１８ｃ…位相補正決定部、１２２５…ＰＷＭ制御回路（第２ＰＷＭユニット）、１２２６…位相比較器（第２位相比較器）、１２２７…キャリア生成回路（第２キャリア生成ユニット）、１２２８…キャリア位相補正回路、１２２８ｃ…位相補正決定部、キャリア位相補正回路（第２キャリア位相補正回路）、１２Ｎ５…ＰＷＭ制御回路（第ＮＰＷＭユニット）、１２Ｎ６…位相比較器（第Ｎ位相比較器）、１２Ｎ７…キャリア生成回路（第Ｎキャリア生成ユニット）、１２Ｎ８…キャリア位相補正回路（第Ｎキャリア位相補正回路）、１２Ｎ８ｃ…位相補正決定部、１３１、１３２、１３Ｎ…コンデンサ、１４１、１４２、１４Ｎ…電流センサ、１５０…同期信号生成回路、１６０…速度位相制御回路

Claims (5)

1. 少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される多相電動機と、
   前記第１巻線に接続される第１単相インバータを含み、第１基準搬送波を用いてパルス幅変調された第１ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第１巻線に交流電力を供給する第１主回路と、
   前記第２巻線に接続される第２単相インバータを含み、第２基準搬送波を用いてパルス幅変調された第２ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第２巻線に交流電力を供給する第２主回路と、
   前記第１主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて基準位相に対する位相が決定された前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給する第１制御部と、
   前記第２主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて前記基準位相に対する位相が決定された前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する第２制御部と、
   前記基準位相が所定の位相に規定される第１同期信号を前記第１制御部と前記第２制御部とに供給する同期信号生成回路と
   を備え、
   前記第１基準搬送波と前記第２基準搬送波とが互いに同期しない位相差になるように、
   前記第１制御部は、
   前記第１同期信号に同期して、かつ前記第１同期信号の位相に対して第１所定量の位相差がある第１基準搬送波を生成し、前記生成した第１基準搬送波を用いて前記多相電動機の第１相の基準信号を変調することによって得られた前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給し、
   前記第２制御部は、
   前記第１同期信号に同期して、かつ前記第１同期信号の位相に対して第２所定量の位相差がある第２基準搬送波を生成し、前記生成した第２基準搬送波を用いて前記多相電動機の第２相の基準信号を変調することによって得られた前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給し、
   前記第１制御部は、
   前記多相電動機の速度検出値に基づいて前記第１基準搬送波の位相を決定する第１位相決定部
   を備え、
   前記第２制御部は、
   前記多相電動機の速度検出値に基づいて前記第２基準搬送波の位相を決定する第２位相決定部
   を備え、
   前記第１制御部は、
   前記供給された第１同期信号の位相と前記第１基準搬送波の位相とが揃うように、前記第１基準搬送波を生成する第１キャリア生成ユニットと、
   前記決定された第１基準搬送波の位相に基づいて前記第１基準搬送波の位相を調整して、前記第１基準搬送波を生成する第１位相補正ユニットと、
   前記第１基準搬送波を用いて、前記多相電動機の第１相の基準信号を変調する第１ＰＷＭユニットと
   を備える多相電動機駆動装置。
2. 前記第１位相補正ユニットは、
   前記第２基準搬送波の第１の位相から第２の位相に変化させる際に、前記第１基準搬送波の位相を変化させない、
   請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
3. 少なくとも第１巻線と第２巻線とが含まれる複数の巻線を備え、各巻線相互間は電気的に絶縁され、かつ磁気的に結合される多相電動機と、
   前記第１巻線に接続される第１単相インバータを含み、第１基準搬送波を用いてパルス幅変調された第１ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第１巻線に交流電力を供給する第１主回路と、
   前記第２巻線に接続される第２単相インバータを含み、第２基準搬送波を用いてパルス幅変調された第２ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づいて前記第２巻線に交流電力を供給する第２主回路と、
   前記第１主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて基準位相に対する位相が決定された前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給する第１制御部と、
   前記第２主回路に対応付けて設けられ、前記多相電動機の速度に基づいて前記基準位相に対する位相が決定された前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給する第２制御部と、
   前記基準位相が所定の位相に規定される第１同期信号を前記第１制御部と前記第２制御部とに供給する同期信号生成回路と
   を備え、
   前記第１基準搬送波と前記第２基準搬送波とが互いに同期しない位相差になるように、
   前記第１制御部は、
   前記第１同期信号に同期して、かつ前記第１同期信号の位相に対して第１所定量の位相差がある第１基準搬送波を生成し、前記生成した第１基準搬送波を用いて前記多相電動機の第１相の基準信号を変調することによって得られた前記第１ＰＷＭ信号を前記第１主回路に供給し、
   前記第２制御部は、
   前記第１同期信号に同期して、かつ前記第１同期信号の位相に対して第２所定量の位相差がある第２基準搬送波を生成し、前記生成した第２基準搬送波を用いて前記多相電動機の第２相の基準信号を変調することによって得られた前記第２ＰＷＭ信号を前記第２主回路に供給し、
   前記第１制御部は、
   前記多相電動機の速度検出値に基づいて前記第１基準搬送波の位相を決定する第１位相決定部
   を備え、
   前記第２制御部は、
   前記多相電動機の速度検出値に基づいて前記第２基準搬送波の位相を決定する第２位相決定部と、
   前記供給された第１同期信号の位相と前記第２基準搬送波の位相とが揃うように、前記第２基準搬送波を生成する第２キャリア生成ユニットと、
   前記第２基準搬送波を生成する第２位相補正ユニットと、
   前記第２基準搬送波を用いて、前記多相電動機の第２相の基準信号を変調する第２ＰＷＭユニットと
   を備える多相電動機駆動装置。
4. 前記第２位相補正ユニットは、
   前記第２基準搬送波の第１の位相から第２の位相に変化させる際の位相の変化率が予め定められた所定の範囲に収まるように前記第２基準搬送波の位相を調整する、
   請求項３に記載の多相電動機駆動装置。
5. 前記第２位相補正ユニットは、
   前記第２基準搬送波の第１の位相と第２の位相とに基づいて、前記第２基準搬送波の第１の位相から第２の位相に変化させる、
   請求項３に記載の多相電動機駆動装置。

Images