CN113147432B - 一种便携式电动汽车能量互助装置及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
一种便携式电动汽车能量互助装置及其控制方法，所述装置包括：六通道交错浮动双升压变换器、电压/电流传感器、第一A/D模块、IGBT驱动模块、基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例‑谐振控制器、第二A/D模块、电压传感器；初始化输出电压，构建微分同胚标准型，并利用扰动观测器得到输出电流瞬时值的估计值，将估计值输入至滑模控制器，得到实际控制器分量，进而输入至广义比例谐振控制器得到IGBT驱动模块的控制信号，最终驱动六通道交错浮动双升压变换器工作。本申请满足了电动汽车能量互助装置弱电源、恒功率供电、小体积、高增益、高功率密度的需求。解决了并联六通道电流均分问题，以降低设备热损并增加使用寿命。
Description
技术领域
本发明属于供电或配电的电路装置或系统领域，具体涉及一种便携式电动汽车能量互助 装置及其控制方法。
背景技术
以电动汽车为代表的新能源汽车是目前解决环境污染与化石能源消耗的有效途径之一。 然而，我国电动汽车充电站的铺设速度尚无法与日益增长的电动汽车保有量增速相匹配，尤 其在偏远区域此矛盾尤为突出。电动汽车一旦出现中途电量不足等电池续航里程问题，车主 只能通过电话等移动通信设备救助并等待救援。其极大程度降低了消费者购买电动汽车的积 极性。
针对现有技术中，电动汽车充电站无法满足电动汽车保有量增长速度，而导致电动汽车 中途电量不足时无法及时充电的问题，尚未有效地解决方案。
发明内容
基于以上技术不足，本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置及其控制方法，以解 决电动汽车充电站无法满足电动汽车保有量增长速度，而导致电动汽车中途电量不足时无法 及时充电的问题。
第一方面，本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置，具有能量的电动汽车通过便 携式电动汽车互助装置，向需要能量输入的电动汽车提供电能，包括：
六通道交错浮动双升压变换器、电压/电流传感器、第一A/D模块、IGBT驱动模块、基 于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器、第二A/D模块、电压传感器；
所述电压/电流传感器与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连接，所述电压 /电流传感器与所述第一A/D模块一端相连接，所述第一A/D模块的另一端与所述基于扰动 观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制器与广 义比例-谐振控制器与所述第二A/D模块一端相连接，所述第二A/D模块的另一端与所述电 压传感器相连接，所述电压传感器与所述耗能端口相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制 器与广义比例-谐振控制器与所述IGBT驱动模块相连接，所述IGBT驱动模块与所述六通道 交错浮动双升压变换器相连接；
所述六通道交错浮动双升压变换器，经过升压变换，为电量不足的电动车提供充电接口；
所述电压/电流传感器，用于采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和电 流；
所述第一A/D模块，用于将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述基于 扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述IGBT驱动模块，根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控 制信号，转换为IGBT的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动 双升压变换器，用来对所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，根据所述馈能端口电压和电 流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控 制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱动模块；
所述第二A/D模块，将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的 滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述电压传感器，用来采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压。
所述六通道交错浮动双升压变换器，分别有上桥臂和下桥臂构成；所述上桥臂和下桥臂 镜像对称，所述上桥臂和下桥臂分别由三通道变换电路构成，所述上桥臂包括每通道变换器 通道电感Lui，全控型器件Sui和半控型器件Dui，输出电容Cu；下桥臂包括每通道变换器通道 电感Lbi，全控型器件Sbi和半控型器件Dbi，输出电容Cb。
所述六通道交错浮动双升压变换器，采用戴维南等效阻抗及其转移矩阵构建广义平均模 型，其平均模型如下所示：
其中，uui表征六通道交错浮动双升压变换器中上桥臂第i个通道的占空比；ΔLgui表征上 桥臂第i个通道的等效电源未知电感值；Lui表示上桥臂第i个通道的通道电感；iui表示上桥 臂第i个通道的通道电流；Vu表示上桥臂的输出电压；Cu表示上桥臂的输出电容；Vdc表示馈 能端口直流源电压；iu表示上桥臂输入电流；iout表示耗能端口输出电流。
其中，上桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，表征上桥臂等效升压变换器原侧电感；/>表征上桥臂等效弱 电源电感；ΔCu表征上桥臂寄生电容导致的电容不确定；uu表征上桥臂等值占空比，即 uu＝uui。
下桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，ubi表征六通道交错浮动双升压变换器中下桥臂第i个通道的占空比；ΔLgbi表征下 桥臂第i个通道的等效电源未知电感值，Lbi表示下桥臂第i个通道的通道电感，ibi表示下桥 臂第i个通道的通道电流，Vb表示下桥臂的输出电压，Cb表示下桥臂的输出电容，Vdc表示馈 能端口直流源电压，ib表示下桥臂输入电流；表征下桥臂等效升压变换器原侧电感； />表征下桥臂等效弱电源电感；ΔCb表征下桥臂寄生电容导致的电容不确定；ub表 征下桥臂等值占空比，即ub＝ubi。
所述全控型器件采用IGBT或MOSFET中的任意一种，所述半控型器件采用二极管。
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，包括滑模控制器以及广义比 例谐振控制器，初始化输出电压，构建微分同胚标准型，并利用扰动观测器得到输出电流瞬 时值的估计值将所述估计值/>输入至滑模控制器，得到实际控制器分量，进而 输入至广义比例谐振控制器得到IGBT驱动模块的控制信号，最终驱动六通道交错浮动双升 压变换器工作。
所述初始化输出电压，根据基尔霍夫电压定律初始化输出电压：
Vout＝Vu+Vb-Vdc
所述构建微分同胚标准型，根据六通道交错浮动双升压变换器上桥臂降阶平均模型以及 下桥臂广义降阶平均模型，构建六通道交错浮动双升压变换电路的拓扑同胚标准型，即： 得到实际控制器如下：
所述基于扰动观测器的滑模控制器，根据所述的六通道交错浮动双升压变换电路的拓扑 同胚标准型，设计基于扰动观测器的滑模控制器，即：
经过微分同胚映射坐标变换，本发明控制器的目标由Vout跟踪Vref转化为状态变量x1和x3渐进收敛到他们的额定值，其具体表现形式如下：
其中，iuref和ibref分别表示上/下桥臂的输入电流参考值。
六通道交错浮动双升压变换器的输出电流瞬时值通过扰动量获得，因此状态变量的额定 值可以被准确地获取通过观测d1～d4，为d1～d4设计扰动观测器，具体如下所示：
其中，表示扰动量d1～d4的观测值；Hd1～Hd4表征正观测增益；α1～α4表征观测器内部变量。
观测器误差动态特性如下所示：
其中，表征观测器误差；
扰动观测器估计的状态变量参考值如下所示：
则基于扰动观测器的滑模控制器，其滑模面如下所示：
其中，exi＝xi-xiref称之为状态偏差；和/>表征/>和/>的导数。
通过设计如下的滑膜控制器以确保滑模面S5收敛到0：
其中，Hs1～Hs4表征正定滑模控制器增益。
所述广义比例-谐振控制器，即六通道交错浮动双升压变换电路的电流均分控制器：每个 通路的电流均分补偿器具体表示如下：
其中，ecomi＝iave-iui或者ecomi＝iave-ibi；KP和KR是比例谐振控制器参数，其中 KP＞0且KR＞0，ωc和ω0分别表征截断频率和谐波频率。
第二方面，本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置的控制方法，采用所述的一种 便携式电动汽车能量互助装置实现，包括：
将具有电能的电动汽车与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连接，并且将 待充电的电动汽车与所述所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口相连接；
使用电压/电流传感器采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和电流；
使用第一A/D模块，将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述基于扰动 观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为IGBT 的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动双升压变换器，用来对 所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
使用电压传感器，采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压；
将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比 例-谐振控制器；
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，根据所述馈能端口电压和电 流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控 制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱动模块。
所述根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为 IGBT的驱动信号，过程如下：
使用所述六通道交错浮动双升压变换器上桥臂通道电流iu1、iu2、iu3，下桥臂通道电流ib1、 ib2、ib3，下桥臂的输出电压Vb，馈能端口直流源电压Vdc以及上桥臂的输出电压Vu，构建微分 同胚标准型，并得到如下过程参数：六通道交错浮动双升压变换器上桥臂蕴含的能量x1和下 桥臂蕴含的能量x3，以及六通道交错浮动双升压变换器上桥臂的输出功率x2和下桥臂的输出 功率x4；
根据所述的微分同胚标准型得到的过程参数，采用扰动观测控制策略，通过扰动观测器， 得到扰动量d1～d4的观测值
根据观测值通过动态变量额定，得到状态变量参考值
根据状态变量参考值以及基于扰动观测器的滑模控制器，得到 滑膜控制量h1、h2；
将滑膜控制量转化为实际控制信号，即上桥臂等值占空比uu以及下桥臂等值占空比ub；
根据实际控制信号，通过广义比例-谐振控制器，即电流均分比例-谐振控制策略，得到 最终的IGBT的驱动信号。
本发明的有益效果是：
(1)本发明中提出的一种便携式电动汽车能量互助装置及其控制方法，其两端口具有自 适应电动汽车类型的特性，具备馈能端口输入电压48V-72V的设定功能和耗能端口输出电压 200V-300V的设定功能，可以满足电动汽车充电多样性的需要。
(2)本发明利用阻抗等效转移矩阵设计了等效六通道交错浮动双升压变换器，并且以此 将弱电源-恒功率负载型升压变换器系统构建成含部分未知电路参数的六通道交错浮动双升 压变换器模型，其满足了电动汽车能量互助装置弱电源、恒功率供电、小体积、高增益、高 功率密度的需求。
(3)本发明装置通过电力电子变换技术实现充电过程中的电压变换和能量传递，与传统 电动汽车充电器相比，不仅有变换电压、传递能量的作用，而且兼具限制低频振荡和次同步 振荡多种功能。
(4)本发明中提出的广义比例-谐振控制器可以有效实现六通道电流均分，从而实现抑 制环路电流的影响，提高了设备的使用寿命。
附图说明
图1为本发明具体实施方式的一种便携式电动汽车能量互助装置原理框图；
图2为本发明具体实施方式的一种便携式电动汽车能量互助控制方法流程图；
图3为本发明具体实施方式的弱电源戴维南等效图；
图4为本发明具体实施方式的六通道交错浮动双升压变换器硬件拓扑图；
图5为本发明具体实施方式的弱电源等效电感转化图；
图6为本发明具体实施方式的电流均分控制器图；
图7本发明具体实施方式的获取IGBT控制信号示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明具体实施方式加以详细的说明。
本申请要解决的技术问题是偏远区域充电站数量不足而造成的电池续航里程问题，一旦 电动汽车出现中途电量不足，车主只能选择等待救援。基于此，本发明提出了一种便携式电 动汽车能量互助装置及其控制方法以确保车主实现车-车的快速电能补充。
本发明通过构造了等效六通道交错浮动双升压变换器及其状态方程有效解决了车内蓄电 池组等效短路比数值较低问题和互助装置低电压、大电流需求。利用等效状态方程构建了基 于扰动观测器的滑模控制策略以提供符合标准的恒定电压/功率的直流电，以此解决了耗能车 辆恒功率充电和馈能车辆弱电源供电而易于产生低频/次同步振荡问题。本发明最后利用广义 比例-谐振控制器解决了并联六通道电流均分问题，从而减少了设备热损和提高了设备使用寿 命，最终实现电动汽车的应急充电。
针对此类问题，提出了无需大规模车辆改装的便携式电动汽车能量互助装置及其能量互 助控制策略以确保车主实现车-车的快速电能互助。针对电动汽车充-放电等效特性，将弱电 源-恒功率负载型升压变换器系统构建成含部分未知电路参数的六通道交错浮动双升压变换 器模型，满足了电动汽车能量互助装置弱电源、恒功率供电、小体积、高增益、高功率密度 的需求。进而，通过构建六通道交错浮动双升压变换器的广义降阶模型，将其转化为含扰动 线路参数的近似传统升压变换器模型，并以此，提出了基于扰动观测器的滑模控制策略，实 现了源-载两侧的稳定运行。进而利用广义比例-谐振控制器解决了并联六通道电流均分问题， 以降低设备热损并增加使用寿命。有效地为电动汽车之间的能量互助提供了技术基础。
本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置及其控制方法，以解决电动汽车充电站无 法满足电动汽车保有量增长速度，而导致电动汽车中途电量不足时无法及时充电的问题。
第一方面，本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置，具有能量的电动汽车通过便 携式电动汽车互助装置，向需要能量输入的电动汽车提供电能，如图1所示，包括：
六通道交错浮动双升压变换器、电压/电流传感器、第一A/D模块、IGBT驱动模块、基 于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器、第二A/D模块、电压传感器；
所述电压/电流传感器与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连接，所述电压 /电流传感器与所述第一A/D模块一端相连接，所述第一A/D模块的另一端与所述基于扰动 观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制器与广 义比例-谐振控制器与所述第二A/D模块一端相连接，所述第二A/D模块的另一端与所述电 压传感器相连接，所述电压传感器与所述耗能端口相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制 器与广义比例-谐振控制器与所述IGBT驱动模块相连接，所述IGBT驱动模块与所述六通道 交错浮动双升压变换器相连接；
所述六通道交错浮动双升压变换器，经过升压变换，为电量不足的电动车提供充电接口；
所述电压/电流传感器，用于采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和电 流；
所述第一A/D模块，用于将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述基于 扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述IGBT驱动模块，根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控 制信号，转换为IGBT的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动 双升压变换器，用来对所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，根据所述馈能端口电压和电 流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控 制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱动模块；
所述第二A/D模块，将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的 滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述电压传感器，用来采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压。
所述六通道交错浮动双升压变换器，分别有上桥臂和下桥臂构成；所述上桥臂和下桥臂 镜像对称，所述上桥臂和下桥臂分别由三通道变换电路构成，所述上桥臂包括每通道变换器 通道电感Lui，全控型器件Sui和半控型器件Dui，输出电容Cu；下桥臂包括每通道变换器通道 电感Lbi，全控型器件Sbi和半控型器件Dbi，输出电容Cb。
构建等效六通道交错浮动双升压变换器硬件拓扑：当电动汽车发生蓄电池电量不足且无法通 过充电桩满足就近充电时，车主可以利用如图1所示的便携式电动汽车能量互助装置向周围 电量充沛的电动汽车寻求帮助。其中，定义电量不足的电动汽车为耗能A车，而电量充沛的 供能电动汽车为供能B车。其中供能B车的输出电压约48-72V，耗能A车的输入电压约 200-300V。整体的电动汽车能量互助流程如图2所示，
鉴于车载蓄电池供电属于弱电源供电，弱电源可以等效为如图3所示的电源串联电感的 戴维南等效电路。其中等效电感L＝1/SCR[p.u.]，SCR称之为最小短路比，其常用于表征电 网的强度，根据IEEE 1204-1997标准，SCR属于2-3时系统属于弱电网系统，常见的电动汽 车的直流充电桩其最小短路比可达SCR>20。
鉴于能量互助装置低电压、大增益、高电流等需求，本发明采用如图4所示的硬件拓扑 图，其中线路中的直流源为供能B车中的弱电源，耗能A车表示为恒功率负载，即PCPL，其 中Lu1～Lu3分别表征上桥臂三通路电感，iu1～iu3表征流经其上的电流；同理，Lb1～Lb3分别表征下桥臂三通路电感，ib1～ib3表征流经其上的电流；Vu，iu，Cu表征上桥臂的输出电压，输入电流和输出电容；Vb，ib，Cb表征下桥臂的输出电压，输入电流和输出电容；Vdc，Vout，iout表 征六通道交错浮动双升压变换器的输入电压，输出电压和输出电流，其中，iout＝PCPL/Vout。
阻抗等效转移矩阵被发明以消除蓄电池等效电感的影响和为后续控制器设计提供模型基 础。由于均流控制器的存在，各个通路上流经的电流是相同的，即，i1＝i2＝...＝in。因此 如图5所示的等效电感在每条通路上转化的电感也是完全相同的，即，ΔLg1＝...＝ΔLgn。由 于每台馈能电动汽车的型号和蓄电池的剩余电量等未知，显然事先获知等效电感值是难以实 现的，即ΔLg1＝...＝ΔLgn未知。
所述全控型器件采用IGBT或MOSFET中的任意一种，所述半控型器件采用二极管。
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，包括滑模控制器以及广义比 例谐振控制器，初始化输出电压，构建微分同胚标准型，并利用扰动观测器得到输出电流瞬 时值的估计值将所述估计值/>输入至滑模控制器，得到实际控制器分量，进而 输入至广义比例谐振控制器得到IGBT驱动模块的控制信号，最终驱动六通道交错浮动双升 压变换器工作。
所述六通道交错浮动双升压变换器，采用戴维南等效阻抗及其转移矩阵构建广义平均模 型，利用阻抗等效转移矩阵将馈能端口的戴维南等效阻抗均匀转移至六个通道的输入电感上， 以此构建了弱电源-恒功率负载型部分未知电路参数的六通道交错浮动双升压变换器模型。具 体步骤如下：
阻抗等效转移矩阵被发明以消除蓄电池等效电感的影响和为后续控制器设计提供模型基 础。鉴于均流控制器(广义比例-谐振控制器)的存在，各个通路上流经的电流是相同的，即， i1＝i2＝...＝in。因此等效电感在每条通路上转化的电感也是完全相同的，即， ΔLg1＝...＝ΔLgn。由于每台馈能电动汽车的型号和蓄电池的剩余电量等未知，难以事先获知 等效电感值，即ΔLg1＝...＝ΔLgn未知。综上所述，针对上桥臂而言，利用基尔霍夫电压/电流 定律和模型平均建模技术可知，其平均模型如下所示：
构建等效六通道交错浮动双升压变换器状态：针对上桥臂而言，利用基尔霍夫电压/电流 定律和模型平均建模技术可知，其平均模型如下所示：
其中uui表征六通道交错浮动双升压变换器中上桥臂第i个通道的占空比；ΔLgui表征上桥 臂第i个通道的等效电源未知电感值；Lui表示上桥臂第i个通道的通道电感；iui表示上桥臂 第i个通道的通道电流；Vu表示上桥臂的输出电压；Cu表示上桥臂的输出电容；Vdc表示馈能 端口直流源电压；iu表示上桥臂输入电流；iout表示耗能端口输出电流。由于六通道交错浮动 双升压变换器是严格对称结构，因此，Lu1＝Lu2＝Lu3。同时，由于均分控制器的存在致使 iu1＝iu2＝iu3。因此，上桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，表征上桥臂等效升压变换器原侧电感；/>表征上桥臂等效弱电源 电感；ΔCu表征上桥臂寄生电容导致的电容不确定；uu表征上桥臂等值占空比，即uu＝uui。 同理可知，下桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，ubi表征六通道交错浮动双升压变换器中下桥臂第i个通道的占空比；ΔLgbi表征下 桥臂第i个通道的等效电源未知电感值；Lbi表示下桥臂第i个通道的通道电感；ibi表示下桥 臂第i个通道的通道电流；Vb表示下桥臂的输出电压；Cb表示下桥臂的输出电容；Vdc表示馈 能端口直流源电压；ib表示下桥臂输入电流；iout表示耗能端口输出电流；表征下桥 臂等效升压变换器原侧电感；/>表征下桥臂等效弱电源电感；ΔCb表征下桥臂寄 生电容导致的电容不确定；ub表征下桥臂等值占空比，即ub＝ubi；不可否认，Lu＝Lb＝L。 根据基尔霍夫电压定律可初始化输出电压：
Vout＝Vu+Vb-Vdc (7)
因此，本发明的控制目标在于精准控制上/下桥臂的输出电压，即Vu和Vb，以确保六通道 交错浮动双升压变换器的输出电压Vout可以达到耗能A车的额定输入电压Vref。基于此，上/ 下桥臂的输出电压应该被控制为其中/>
构建便携式电动汽车车-车能量互助装置的拓扑同胚标准型：
本发明所提出的广义平均模型(3)-(6)需转为线性标准系统以设计基于扰动观测器的 滑模控制。首先，拓扑同胚型状态变量被定义以描述六通道交错浮动双升压变换器，即
x2＝Vdciu (9)
x4＝Vdcib (11)
其中，x1和x3表征六通道交错浮动双升压变换器上/下桥臂蕴含的能量，x2和x4表征六通道交 错浮动双升压变换器上/下桥臂的输出功率。进而，对其进行求导计算，得到如下结果：
将等式(3)-(6)代入等式(12)-(15)，可得，
因此，状态方程(12)-(15)可以重新写成如下：
其中。h1和h2分别表示上/下桥臂的虚拟控制量。等式(22)-(25)是原系统(3)-(6)的微分同胚映射。基于六通道交错浮动双升压变换器的运行机理，相对于Vuiout和Vbiout，以下成分是相对可以忽略的，即，[Vdc-(1-uu)Vu]，[(1-uu)iu-iout]，[Vdc-(1-ub)Vb]和 [(1-ub)ib-iout]。因此，扰动量可以进行如下化简：
d1＝-Vuiout (26)
d3＝-Vbiout (27)
利用等式(16)-(21)可以得到控制器的实际控制变量如下：
所述扰动观测器，详细设计如下：
经过上述微分同胚映射坐标变换，本发明控制器的目标由Vout跟踪Vref转化为状态变量x1和x3渐进收敛到他们的额定值，其具体表现形式如下：
x2ref＝Vdciuref (31)
x4ref＝Vdcibref (33)
其中，iuref和ibref分别表示上/下桥臂的输入电流参考值。计及输 入/输出功率守恒，iuref和ibref可以被如下表示：
基于等式(26)-(27)可知，六通道交错浮动双升压变换器的输出电流瞬时值可以通过 扰动量d1和d3获得。因此状态变量的额定值x1ref～x4ref可以被准确地获取通过观测d1和d3。 基于此，本发明为d1～d4设计了扰动观测器，具体如下所示：
其中，表示扰动量d1～d4的观测值；Hd1～Hd4表征正观测增益；α1～α4表征观测器内部变量。利用等式(35)-(38)，观测器误差动态特性如下所示：
其中，表征观测器误差。构建如下能量函数：
因此，可以得到如下不等式：
因此，在有限时间内，估计误差是有限的，并且边界如下：
|edi|≤σd (45)
其中，基于等式(26)-(27)和(30)-(34)，估计的状态变量参考值如下所示以消除输出电流传感器：
所述滑模控制器，详细设计如下：
基于扰动观测器的滑模控制器被本发明设计，其滑模面如下所示：
其中，exi＝xi-xiref称之为状态偏差；和/>表征/>和/>的导数。为了确保 滑模面s1和s2收敛到0，如下的控制器被设计：
其中Hs1～Hs4表征正定滑模控制器增益。
所述广义比例-谐振控制器，即六通道交错浮动双升压变换电路的电流均分控制器，详细 设计如下：
尽管六通道交错浮动双升压变换器的的桥臂是镜像对称的，但由于不可避免的电路参数 和占空比偏差，将会导致六个通路上流经的电流不一致而造成硬件设备的不必要耗损发热。 通常多采用PI控制器实现电流插补，但由于恒功率负载在电磁时间尺度易产生低频/次同步 振荡，因此本发明采取电流均分广义比例-谐振控制器，以消除恒功率负载在电磁时间尺度产 生低频/次同步振荡。详细控制框图如图6所示，其中，iave＝(iu+ib)/6。因此，每个通路 的电流均分补偿器表示如下：
其中，ecomi＝iave-iui或者ecomi＝iave-ibi；KP和KR是比例谐振控制器参数，其中 KP＞0且KR＞0，ωc和ω0分别表征截断频率和谐波频率。基于此，电动汽车能量互济控制策 略的整体控制框图如图7所示。
第二方面，本申请提出一种便携式电动汽车能量互助装置的控制方法，采用所述的一种 便携式电动汽车能量互助装置实现，如图2所示，包括：
步骤S1：将具有电能的电动汽车与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连 接，并且将待充电的电动汽车与所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口相连接；
步骤S2：使用电压/电流传感器采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和 电流；
步骤S3：使用第一A/D模块，将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述 基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
步骤S4：根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换 为IGBT的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动双升压变换器， 用来对所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
步骤S5：使用电压传感器，采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压；
步骤S6：将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器 与广义比例-谐振控制器；
步骤S7：根据所述馈能端口电压和电流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰 动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱 动模块。
所述根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为 IGBT的驱动信号，如图7所示，过程如下：
使用所述六通道交错浮动双升压变换器上桥臂通道电流iu1、iu2、iu3，下桥臂通道电流ib1、 ib2、ib3，下桥臂的输出电压Vb，馈能端口直流源电压Vdc以及上桥臂的输出电压Vu，构建微分 同胚标准型，并得到如下过程参数：六通道交错浮动双升压变换器上桥臂蕴含的能量x1和下 桥臂蕴含的能量x3，以及六通道交错浮动双升压变换器上桥臂的输出功率x2和下桥臂的输出 功率x4；
根据所述的微分同胚标准型得到的过程参数，采用扰动观测控制策略，通过扰动观测器， 得到扰动量d1～d4的观测值
根据观测值通过动态变量额定，得到状态变量参考值
根据状态变量参考值以及基于扰动观测器的滑模控制器，得到 滑膜控制量h1、h2；
将滑膜控制量转化为实际控制信号，即上桥臂等值占空比uu以及下桥臂等值占空比ub；
根据实际控制信号，通过广义比例-谐振控制器，即电流均分比例-谐振控制策略，得到最 终的IGBT的驱动信号。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照 前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前 述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而 这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请权利要求所限定的范围。
Claims (10)
1.一种便携式电动汽车能量互助装置，具有能量的电动汽车通过便携式电动汽车互助装置，向需要能量输入的电动汽车提供电能，其特征在于，包括：
六通道交错浮动双升压变换器、电压/电流传感器、第一A/D模块、IGBT驱动模块、基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器、第二A/D模块、电压传感器；
所述电压/电流传感器与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连接，所述电压/电流传感器与所述第一A/D模块一端相连接，所述第一A/D模块的另一端与所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器与所述第二A/D模块一端相连接，所述第二A/D模块的另一端与所述电压传感器相连接，所述电压传感器与耗能端口相连接，所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器与所述IGBT驱动模块相连接，所述IGBT驱动模块与所述六通道交错浮动双升压变换器相连接；
所述六通道交错浮动双升压变换器，经过升压变换，为电量不足的电动车提供充电接口；
所述电压/电流传感器，用于采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和电流；
所述第一A/D模块，用于将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述IGBT驱动模块，根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为IGBT的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动双升压变换器，用来对所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，根据所述馈能端口电压和电流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱动模块；
所述第二A/D模块，将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述电压传感器，用来采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压。
2.根据权利要求1所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，所述六通道交错浮动双升压变换器，分别有上桥臂和下桥臂构成；所述上桥臂和下桥臂镜像对称，所述上桥臂和下桥臂分别由三通道变换电路构成，所述上桥臂包括每通道变换器通道电感Lui，全控型器件Sui和半控型器件Dui，输出电容Cu；下桥臂包括每通道变换器通道电感Lbi，全控型器件Sbi和半控型器件Dbi，输出电容Cb。
3.根据权利要求1所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，所述六通道交错浮动双升压变换器，采用戴维南等效阻抗及其转移矩阵构建广义平均模型，其平均模型如下所示：
其中，uui表征六通道交错浮动双升压变换器中上桥臂第i个通道的占空比；ΔLgui表征上桥臂第i个通道的等效电源未知电感值；Lui表示上桥臂第i个通道的通道电感；iui表示上桥臂第i个通道的通道电流；Vu表示上桥臂的输出电压；Cu表示上桥臂的输出电容；Vdc表示馈能端口直流源电压；iu表示上桥臂输入电流；iout表示耗能端口输出电流；
其中，上桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，表征上桥臂等效升压变换器原侧电感；/>表征上桥臂等效弱电源电感；ΔCu表征上桥臂寄生电容导致的电容不确定；uu表征上桥臂等值占空比，即uu＝uui；
下桥臂的广义降阶平均模型如下所示：
其中，ubi表征六通道交错浮动双升压变换器中下桥臂第i个通道的占空比；ΔLgbi表征下桥臂第i个通道的等效电源未知电感值，Lbi表示下桥臂第i个通道的通道电感，ibi表示下桥臂第i个通道的通道电流，Vb表示下桥臂的输出电压，Cb表示下桥臂的输出电容，Vdc表示馈能端口直流源电压，ib表示下桥臂输入电流；表征下桥臂等效升压变换器原侧电感；/>表征下桥臂等效弱电源电感；ΔCb表征下桥臂寄生电容导致的电容不确定；ub表征下桥臂等值占空比，即ub＝ubi。
4.根据权利要求1所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，包括滑模控制器以及广义比例谐振控制器，初始化输出电压，构建微分同胚标准型，并利用扰动观测器得到输出电流瞬时值的估计值将所述估计值/>输入至滑模控制器，得到实际控制器分量，进而输入至广义比例谐振控制器得到IGBT驱动模块的控制信号，最终驱动六通道交错浮动双升压变换器工作。
5.根据权利要求4所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，
所述初始化输出电压，根据基尔霍夫电压定律初始化输出电压：
Vout＝Vu+Vb-Vdc
其中，Vout为输出电压。
6.根据权利要求4所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，
所述构建微分同胚标准型，根据六通道交错浮动双升压变换器上桥臂降阶平均模型以及下桥臂广义降阶平均模型，构建六通道交错浮动双升压变换电路的拓扑同胚标准型，即：
得到实际控制器如下：
其中，h1、h2为基于扰动观测器的滑模控制器的控制输出。
7.根据权利要求4所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，
所述基于扰动观测器的滑模控制器，根据所述的六通道交错浮动双升压变换电路的拓扑同胚标准型，设计基于扰动观测器的滑模控制器，即：
经过微分同胚映射坐标变换，本发明控制器的目标由Vout跟踪Vref转化为状态变量x1和x3渐进收敛到他们的额定值，其具体表现形式如下：
其中，iuref和ibref分别表示上/下桥臂的输入电流参考值；
六通道交错浮动双升压变换器的输出电流瞬时值通过扰动量获得，因此状态变量的额定值可以被准确地获取通过观测d1～d4，为d1～d4设计扰动观测器，具体如下所示：
其中，表示扰动量d1～d4的观测值；Hd1～Hd4表征正观测增益；α1～α4表征观测器内部变量；
观测器误差动态特性如下所示：
其中，表征观测器误差；
扰动观测器估计的状态变量参考值如下所示：
则基于扰动观测器的滑模控制器，其滑模面如下所示：
其中，exi＝xi-xiref称之为状态偏差；和/>表征/>和/>的导数；
通过设计如下的滑膜控制器以确保滑模面S5收敛到0：
其中，Hs1～Hs4表征正定滑模控制器增益。
8.根据权利要求4所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，所述广义比例-谐振控制器，即六通道交错浮动双升压变换电路的电流均分控制器：每个通路的电流均分补偿器具体表示如下：
其中，ecomi＝iave-iui或者ecomi＝iave-ibi；KP和KR是比例谐振控制器参数，其中KP＞0且KR＞0，ωc和ω0分别表征截断频率和谐波频率。
9.一种便携式电动汽车能量互助装置的控制方法，采用权利要求1～8任意一项权利要求所述的便携式电动汽车能量互助装置，其特征在于，包括如下步骤：
将具有电能的电动汽车与所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口相连接，并且将待充电的电动汽车与所述所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口相连接；
使用电压/电流传感器采集所述六通道交错浮动双升压变换器的馈能端口电压和电流；
使用第一A/D模块，将所述馈能端口电压和电流转换为数字信号并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为IGBT的驱动信号，并将所述IGBT的驱动信号发送给所述六通道交错浮动双升压变换器，用来对所述六通道交错浮动双升压变换器进行控制；
使用电压传感器，采集所述六通道交错浮动双升压变换器的耗能端口电压；
将耗能端口电压转换为数字信号，并传递给所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器；
所述基于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器，根据所述馈能端口电压和电流的数字信号、耗能端口电压的数字信号，采用扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器进行控制，并将控制信号发送给所述IGBT驱动模块。
10.根据权利要求9所述的便携式电动汽车能量互助装置的控制方法，其特征在于，所述根据所述于扰动观测器的滑模控制器与广义比例-谐振控制器的控制信号，转换为IGBT的驱动信号，过程如下：
使用所述六通道交错浮动双升压变换器上桥臂通道电流iu1、iu2、iu3，下桥臂通道电流ib1、ib2、ib3，下桥臂的输出电压Vb，馈能端口直流源电压Vdc以及上桥臂的输出电压Vu，构建微分同胚标准型，并得到如下过程参数：六通道交错浮动双升压变换器上桥臂蕴含的能量x1和下桥臂蕴含的能量x3，以及六通道交错浮动双升压变换器上桥臂的输出功率x2和下桥臂的输出功率x4；
根据所述的微分同胚标准型得到的过程参数，采用扰动观测控制策略，通过扰动观测器，得到扰动量d1～d4的观测值
根据观测值通过动态变量额定，得到状态变量参考值/>
根据状态变量参考值以及基于扰动观测器的滑模控制器，得到滑膜控制量h1、h2；
将滑膜控制量转化为实际控制信号，即上桥臂等值占空比uu以及下桥臂等值占空比ub；
根据实际控制信号，通过广义比例-谐振控制器，即电流均分比例-谐振控制策略，得到最终的IGBT的驱动信号。
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