JPS5836178A - 高周波インバ−タ回路 - Google Patents
高周波インバ−タ回路Info
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- JPS5836178A JPS5836178A JP56134515A JP13451581A JPS5836178A JP S5836178 A JPS5836178 A JP S5836178A JP 56134515 A JP56134515 A JP 56134515A JP 13451581 A JP13451581 A JP 13451581A JP S5836178 A JPS5836178 A JP S5836178A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、高周波加熱用等として用いられる高周波イ
ンバータ回路に係り、特に可飽和リアクトルを効果的に
使用することにより電力損失、コスト等の低減をはかつ
え高周波インバータ回路に関する。
ンバータ回路に係り、特に可飽和リアクトルを効果的に
使用することにより電力損失、コスト等の低減をはかつ
え高周波インバータ回路に関する。
まず、この種の高周波インバータ回路の動作原理を第１
図に基づいて説明する。この第１図に示す高周波インバ
ータ回路において、１は端子２゜３．４に供給される３
相交流電渾Ｕ、Ｖ、Ｗを任意の２つの電圧の直流電源に
変換すゐ電源回路であり、導通角制御され九６個のサイ
リスタがブリッジ接続され九整流回路ｔａを有すると共
に、チ璽−クコイル５と、直列接続された２個のコンデ
ンサ６．７とからなる平滑回路１ｂとを有してなってい
る。８は直列接続された第１．第２のサイリスタ９ｍ、
９ｂと同じく直列接続され九サイリスタ９ｃ 、９ｄと
を電流方向を一致させて並列接続すると共に、サイリス
タ９Ｊｌ 、９ｂの接続点とサイリスタ９ｃ、９ｄの接
続点との間に転流用のコンデンサ１０（容量０）を介挿
してなるブリッジ回路であり、また、１１は前記コンデ
ンサ１０と共振回路を構成する転流用のコイル（インダ
クタンスＬ）、１２は誘導加熱コイル等の負荷である。
図に基づいて説明する。この第１図に示す高周波インバ
ータ回路において、１は端子２゜３．４に供給される３
相交流電渾Ｕ、Ｖ、Ｗを任意の２つの電圧の直流電源に
変換すゐ電源回路であり、導通角制御され九６個のサイ
リスタがブリッジ接続され九整流回路ｔａを有すると共
に、チ璽−クコイル５と、直列接続された２個のコンデ
ンサ６．７とからなる平滑回路１ｂとを有してなってい
る。８は直列接続された第１．第２のサイリスタ９ｍ、
９ｂと同じく直列接続され九サイリスタ９ｃ 、９ｄと
を電流方向を一致させて並列接続すると共に、サイリス
タ９Ｊｌ 、９ｂの接続点とサイリスタ９ｃ、９ｄの接
続点との間に転流用のコンデンサ１０（容量０）を介挿
してなるブリッジ回路であり、また、１１は前記コンデ
ンサ１０と共振回路を構成する転流用のコイル（インダ
クタンスＬ）、１２は誘導加熱コイル等の負荷である。
ｔたｔａＦｉ前記コイル１１と対をなす転流用のコイル
（インダクタンスＬ）、１４は前記ブリッジ回路８と対
をなすブリッジ回路であり、ブリッジ回路１４は直列接
続され九サイリスタ１５１゜１５ｂと同じく直列接続さ
れたサイリスタ１５Ｃ９１５ｄとを電流方向を一致させ
て並列接続すると共に、サイリスタ１５ｍ、１５ｂの接
続点とサイリスタ１５ｃ 、１５ｄの接続点との間に転
流用のコンデンサ１６（容量０）を介挿してなっている
。
（インダクタンスＬ）、１４は前記ブリッジ回路８と対
をなすブリッジ回路であり、ブリッジ回路１４は直列接
続され九サイリスタ１５１゜１５ｂと同じく直列接続さ
れたサイリスタ１５Ｃ９１５ｄとを電流方向を一致させ
て並列接続すると共に、サイリスタ１５ｍ、１５ｂの接
続点とサイリスタ１５ｃ 、１５ｄの接続点との間に転
流用のコンデンサ１６（容量０）を介挿してなっている
。
この構成においてサイリスタ９ｍ、９ｄ％サイリスタ１
５ｍ、１５ｄ、サイリスタ９ｂ、９ｃ。
５ｍ、１５ｄ、サイリスタ９ｂ、９ｃ。
サイリスタ１５ｂ、１５ｃが第２図の（イ）、（ロ）、
（ハ）、に）に示すようなゲート電流により時刻ｔｒ
、 ｔｓ 。
（ハ）、に）に示すようなゲート電流により時刻ｔｒ
、 ｔｓ 。
ｉｓ 、 ｔ４・・・・の順に各々点弧されると、負荷
１２には同図の（ホ）に示すように、平滑コンデンサ６
、コンデンサ１０、コイル１１．負荷１２からなる共振
回路におけるコンデンサ１０の容量Ｏとコイル１１のイ
ンダクタンスＬとの共振により生成される正弦半波電流
１１と、平滑コンデンサ７、負荷１２、コイル１３、コ
ンデンサ１６からなる共振回路におけるコンデンサ１６
の容量０とコイル１３のインダクタンスＬとの共振によ
り生成される正弦半波電流１ｓ（ｉｔとｉｓは対称波形
となる）とが、前記点弧タイくングＨ、ｉｓ 、 ｔｉ
、 ｔ４．・・・・毎に交番しながら供給される。ｔ
たこの場合、コンデンサｌＯの両端間に発生する電圧Ｖ
ｃ１とコンデンサ１６０両端間に発生する電圧Ｖｃｌと
は第２図の（へ）と（ト）に示すように変化する。この
ように、この第１図に示したような回路構成によれば、
正弦半波出力電流ｉｔ 、 ｉｓからなり時刻１１〜ｔ
ｉ。
１２には同図の（ホ）に示すように、平滑コンデンサ６
、コンデンサ１０、コイル１１．負荷１２からなる共振
回路におけるコンデンサ１０の容量Ｏとコイル１１のイ
ンダクタンスＬとの共振により生成される正弦半波電流
１１と、平滑コンデンサ７、負荷１２、コイル１３、コ
ンデンサ１６からなる共振回路におけるコンデンサ１６
の容量０とコイル１３のインダクタンスＬとの共振によ
り生成される正弦半波電流１ｓ（ｉｔとｉｓは対称波形
となる）とが、前記点弧タイくングＨ、ｉｓ 、 ｔｉ
、 ｔ４．・・・・毎に交番しながら供給される。ｔ
たこの場合、コンデンサｌＯの両端間に発生する電圧Ｖ
ｃ１とコンデンサ１６０両端間に発生する電圧Ｖｃｌと
は第２図の（へ）と（ト）に示すように変化する。この
ように、この第１図に示したような回路構成によれば、
正弦半波出力電流ｉｔ 、 ｉｓからなり時刻１１〜ｔ
ｉ。
時刻ｔ３〜ｔｓ、・・・を周期とする変周波出力電流を
得ることができる。
得ることができる。
以上のような動作原理に基づく高周波インバータ回路に
おいて１例えば１０ＫＨｚ以上の周波数の高周波出力電
流を得ようとする場合は、第１図に示し九ブリッジ回路
８，１４に対応するブリッジ回路における各サイリスタ
の逆バイアス時間が不足する恐れがあるからこれらの各
サイリスクに対して充分な逆バイアス時間を確保するた
めに、第３図に示すようにブリッジ回路８をｎ個のブリ
ッジ回路８−１〜８−ｎに、ま九ブリッジ回路１４を同
じくｎ個のブリッジ回路１４−１〜１４−ｎに置換し。
おいて１例えば１０ＫＨｚ以上の周波数の高周波出力電
流を得ようとする場合は、第１図に示し九ブリッジ回路
８，１４に対応するブリッジ回路における各サイリスタ
の逆バイアス時間が不足する恐れがあるからこれらの各
サイリスクに対して充分な逆バイアス時間を確保するた
めに、第３図に示すようにブリッジ回路８をｎ個のブリ
ッジ回路８−１〜８−ｎに、ま九ブリッジ回路１４を同
じくｎ個のブリッジ回路１４−１〜１４−ｎに置換し。
これらのブリッジ回路８−ｓ〜＆−ｎとブリッジ回路１
４−Ｉｙ １４−ｎとを各々時分割動作させればよい。
４−Ｉｙ １４−ｎとを各々時分割動作させればよい。
ところで１以上説明し次ような高周波イ／パータ回路に
おいて、負荷１２がこの第３図に示すように、誘導加熱
コイル１２ｍと進相コンデ／す１２ｂとが並列接続され
てなる共振負荷回路１２ｃを有してなる場合、この共振
負荷回路１２ｃへ高周波インバータ回路の出力エネルギ
を有効に注入するには、第４図に示すように前記正弦半
波出力電流ｉｓ 、 ｉｓの時間幅を共振負荷回路１２
ｃの共振周波数（共振負荷回路１２ｃの両端間電圧Ｖｌ
。
おいて、負荷１２がこの第３図に示すように、誘導加熱
コイル１２ｍと進相コンデ／す１２ｂとが並列接続され
てなる共振負荷回路１２ｃを有してなる場合、この共振
負荷回路１２ｃへ高周波インバータ回路の出力エネルギ
を有効に注入するには、第４図に示すように前記正弦半
波出力電流ｉｓ 、 ｉｓの時間幅を共振負荷回路１２
ｃの共振周波数（共振負荷回路１２ｃの両端間電圧Ｖｌ
。
の周波数）の半周期より短かくする必要がある。
このため、例えば５０ＫＨｚの共振周波数を持つ共振負
荷回路１２ｃを駆動する場合には、各正弦半波出力電流
ｉｒ 、 ｉｓの時間幅を１０．ａ８以下としなくては
ならない。この場合、例えば正弦半波出力電流ｉ１．
ｉｓの各ピーク値を１００ＯＡ、時間幅をｌＯμｓとす
ると、第３図に示した各ブリッジ回路と極めて大きな値
となり、この丸めこれらの各サイリスタの電力損失が非
常に大きくなってしまう。
荷回路１２ｃを駆動する場合には、各正弦半波出力電流
ｉｒ 、 ｉｓの時間幅を１０．ａ８以下としなくては
ならない。この場合、例えば正弦半波出力電流ｉ１．
ｉｓの各ピーク値を１００ＯＡ、時間幅をｌＯμｓとす
ると、第３図に示した各ブリッジ回路と極めて大きな値
となり、この丸めこれらの各サイリスタの電力損失が非
常に大きくなってしまう。
第５図は、これらの各サイリスタが点弧されてからオフ
するまでの間の上記電力損失を示す波形図であり、この
図の（（イ）における実線１は前記各サイリスタのアノ
ード−カソード間電圧、実線すはこれらのサイリスタに
流れる電流を示し、またこの図の（ロ）における実ｌｌ
ＩＣはこれらのサイリスクにおける電力損失を示してい
る。この第５図から明らかなように１時刻ｔ１から開始
されるターンオフ時および時刻ｔｓに完了するターンオ
フ時におけるサイリスクの電力損失は極めて大きくなっ
ている。このように、例えば５０にｆｉｚのような高い
共振周波数を持つ共振負荷回路を駆動する場合には、各
サイリスタにおけるスイッチング時の電力損失が極めて
大となってしまうという問題がある。この問題を解決す
るには前記各サイリスタを並列接続され九複数個のサイ
リスタに置き換え、これにより電力損失を分散させる方
法があるが、この方法はコスト面で不利である。そこで
この問題を解決する他の方法として、環状フェライトコ
アを使用する方法が知られている。第６図はこの方法を
用い九場合の各ブリッジ回路８−１〜８−ｎ 、 １４
−ｓ〜１４−ｎの構成をブリッジ回路８−１を例にして
示したもので、この図に示すように、サイリスタ９ ａ
−ｓ 、 ９ ｃ−ｔの各アノード線と、サイリスタ９
ｂ−ｓ 、 ９ ｄ−＋の各カソード線がこれらのサ
イリスタのターンオン時間よりも僅かに長い磁束飽和耐
久時間Ｔｔｌを持つ環状フェライトコア１７ａ−＋。
するまでの間の上記電力損失を示す波形図であり、この
図の（（イ）における実線１は前記各サイリスタのアノ
ード−カソード間電圧、実線すはこれらのサイリスタに
流れる電流を示し、またこの図の（ロ）における実ｌｌ
ＩＣはこれらのサイリスクにおける電力損失を示してい
る。この第５図から明らかなように１時刻ｔ１から開始
されるターンオフ時および時刻ｔｓに完了するターンオ
フ時におけるサイリスクの電力損失は極めて大きくなっ
ている。このように、例えば５０にｆｉｚのような高い
共振周波数を持つ共振負荷回路を駆動する場合には、各
サイリスタにおけるスイッチング時の電力損失が極めて
大となってしまうという問題がある。この問題を解決す
るには前記各サイリスタを並列接続され九複数個のサイ
リスタに置き換え、これにより電力損失を分散させる方
法があるが、この方法はコスト面で不利である。そこで
この問題を解決する他の方法として、環状フェライトコ
アを使用する方法が知られている。第６図はこの方法を
用い九場合の各ブリッジ回路８−１〜８−ｎ 、 １４
−ｓ〜１４−ｎの構成をブリッジ回路８−１を例にして
示したもので、この図に示すように、サイリスタ９ ａ
−ｓ 、 ９ ｃ−ｔの各アノード線と、サイリスタ９
ｂ−ｓ 、 ９ ｄ−＋の各カソード線がこれらのサ
イリスタのターンオン時間よりも僅かに長い磁束飽和耐
久時間Ｔｔｌを持つ環状フェライトコア１７ａ−＋。
１７ ｃ−ｓ 、 １７ ｂ−＋ 、 １７ ｄ−ｓに
各々挿通されている。このように構成した場合、各サイ
リスタ９ａ−１〜９ｄ−１が点弧されてからオフするま
での間の電力損失は、第７図のようになる。この図の（
イ）における実線ＩＩはこれらのサイリスタのアノード
−カソード間電圧、実線すはこれらのサイリスタに流れ
る電流を示し、ｔた同図の（ロ）における実１１１ｃは
これらのサイリスタにおける電力損失を示している。こ
の第７図から明らかなように、この構成によれば時刻ｉ
ｒから開始されるターンオン時においては、対応する環
状フェライトコアによりサイリスタが完全に導通するま
での間の電流の急激な上昇は抑制され、また時刻１に完
了するターンオフ時においても、電流の急激な変化が抑
制され、結果として、サイリスタの電力損失を第５図に
示したものに比べて着るしく低下させることができる。
各々挿通されている。このように構成した場合、各サイ
リスタ９ａ−１〜９ｄ−１が点弧されてからオフするま
での間の電力損失は、第７図のようになる。この図の（
イ）における実線ＩＩはこれらのサイリスタのアノード
−カソード間電圧、実線すはこれらのサイリスタに流れ
る電流を示し、ｔた同図の（ロ）における実１１１ｃは
これらのサイリスタにおける電力損失を示している。こ
の第７図から明らかなように、この構成によれば時刻ｉ
ｒから開始されるターンオン時においては、対応する環
状フェライトコアによりサイリスタが完全に導通するま
での間の電流の急激な上昇は抑制され、また時刻１に完
了するターンオフ時においても、電流の急激な変化が抑
制され、結果として、サイリスタの電力損失を第５図に
示したものに比べて着るしく低下させることができる。
しかしながらこの方法においても、上記各環状フェライ
トコアが分散配置されることになるので、特に大容量の
そして例えば５０ＫＨｚと動作周波数の高い高周波イン
バータ回路においては、これらの環状７エライトコアに
対する冷却あるいは配線が困難になるという問題がある
。そこでさらにこのような問題を解決するものとして。
トコアが分散配置されることになるので、特に大容量の
そして例えば５０ＫＨｚと動作周波数の高い高周波イン
バータ回路においては、これらの環状７エライトコアに
対する冷却あるいは配線が困難になるという問題がある
。そこでさらにこのような問題を解決するものとして。
第８図に示すように、各ブリッジ回路８−１〜８−ｎ。
１４−１〜１４−ｎに直列にフェライトコア勢の磁心を
有する可飽和リアクトル１７−１〜１７−ｎを各々法統
する（図はブリッジ回路８−１と可飽和リアクトル１７
−１のみを示す）ことが考えられるが、この構成におい
ても、可飽和リアクトル１７−１〜１７−ｎに流れる電
流が一方向だけになることから、これらの磁心の断面積
を大きくせねばならない、あるいはこの図におけるサイ
リスタ９ａ−ｓ、９ｄ−１が完全に非導通状態にならな
いうちにサイリスタ９ｂ−ｓ、９ｃｍ友がターンオンし
た場合等に、可飽和リアクトル１７−１が有効に作用し
ないという問題がある。
有する可飽和リアクトル１７−１〜１７−ｎを各々法統
する（図はブリッジ回路８−１と可飽和リアクトル１７
−１のみを示す）ことが考えられるが、この構成におい
ても、可飽和リアクトル１７−１〜１７−ｎに流れる電
流が一方向だけになることから、これらの磁心の断面積
を大きくせねばならない、あるいはこの図におけるサイ
リスタ９ａ−ｓ、９ｄ−１が完全に非導通状態にならな
いうちにサイリスタ９ｂ−ｓ、９ｃｍ友がターンオンし
た場合等に、可飽和リアクトル１７−１が有効に作用し
ないという問題がある。
この発明は、このような諸事情に鑑みてなされたもので
、その目的とするところは、磁心の断面積が小さい可飽
和リアクトルを必要最少個数使用するだけで、サイリス
タのターンオン時、ターンオフ時における電力損失を効
果的に低減させることができ、これにより極めて高い周
波数まで動作させることができる高周波インバータ回路
を提供することにある。
、その目的とするところは、磁心の断面積が小さい可飽
和リアクトルを必要最少個数使用するだけで、サイリス
タのターンオン時、ターンオフ時における電力損失を効
果的に低減させることができ、これにより極めて高い周
波数まで動作させることができる高周波インバータ回路
を提供することにある。
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第９図は、この発明の一実施例の要部の構成を示す回路
図であり、この図に示す部分は、第３図に示した高周波
インバータ回路におけるブリッジ回路８−１〜８−ｎ、
１４−ｔ〜１４−ｎをブリッジ回路８−１を例にして
示したものである。第９図において、第１のサイリスタ
９ ａ−＊と第２のサイリスタ９ｂ−１との接続点と転
流用のコンデンサ１〇−重との間にはフェライトコア等
を磁心とする可飽和リアクトル１７−１が介挿されてい
る。
図であり、この図に示す部分は、第３図に示した高周波
インバータ回路におけるブリッジ回路８−１〜８−ｎ、
１４−ｔ〜１４−ｎをブリッジ回路８−１を例にして
示したものである。第９図において、第１のサイリスタ
９ ａ−＊と第２のサイリスタ９ｂ−１との接続点と転
流用のコンデンサ１〇−重との間にはフェライトコア等
を磁心とする可飽和リアクトル１７−１が介挿されてい
る。
次に第９図に示した回路の動作を説明する。今、サイリ
スタ９ ａ−ｓ 、 ９ ｄ−ｔが点弧されて正弦半波
電流１１ａが流れると、可飽和リアクトル１７−１の磁
心の磁束密度Ｂは、第１θ図に示す磁化曲線１８に沿っ
て一旦一方の飽和値Ｂｌ に達し九ｕｋ、磁化曲線１９
に沿って磁束密度Ｂ２に到り停止する。
スタ９ ａ−ｓ 、 ９ ｄ−ｔが点弧されて正弦半波
電流１１ａが流れると、可飽和リアクトル１７−１の磁
心の磁束密度Ｂは、第１θ図に示す磁化曲線１８に沿っ
て一旦一方の飽和値Ｂｌ に達し九ｕｋ、磁化曲線１９
に沿って磁束密度Ｂ２に到り停止する。
次にサイリスタ９ｂ−１，９ｃｍ５が点弧されて正弦半
波電１ｉｔｂが流れると、磁束前［Ｂは磁束密度Ｂ諺か
ら磁化曲線１９に沿って一旦他方の飽和値Ｂｓに適した
後、磁化曲＠１ｇに沿って磁束密度Ｂ４に到り停止する
。以降、サイリスタ９ａ−ｓ。
波電１ｉｔｂが流れると、磁束前［Ｂは磁束密度Ｂ諺か
ら磁化曲線１９に沿って一旦他方の飽和値Ｂｓに適した
後、磁化曲＠１ｇに沿って磁束密度Ｂ４に到り停止する
。以降、サイリスタ９ａ−ｓ。
９ｄ−１とサイリスタ９ ｂ−ｓ 、 ９ ｃ−ｓとが
交互に点弛される毎に、磁束密度Ｂは、Ｂａ→Ｂ ｔ
−＋ Ｂ ＊またけｆ３ｓ→Ｂ３→Ｂ４なる変化を行な
う。このようにこの実施例においては、各サイリスタが
ターンオンする時の磁束密度Ｂの変化＠ Ｂ ｏは、Ｂ
＠−Ｂ ｔ −Ｂ ４ ＝ Ｂ ＊ −Ｂ ｍとなる
。一方、第８図に示したような従来の回路においては、
可飽和リアクトル１７−１には電流が一方向にしか流れ
ないため、その磁束密度は５例えば第１０図において、
Ｂ３→Ｂ１→Ｂｍ（またはＢ４→Ｂ３→Ｂ４）のように
しか変化せず、その磁束密度Ｂの変化量Ｂ・′は、 Ｂｅ’−Ｂｌ −Ｂｓ −Ｂａ −Ｂｓにしかならない
。ここで磁心に対する巻線数Ｎが同一であるとすれば、
同一の磁束飽和耐久時間を得るために必要とされる磁心
の断面積Ｓは、可飽和リアクトル１７−１の両端間に印
加される電圧をＶとすれば、 ５−−−−Ｖｃｌｔ ・・・・・・・・・・・・・
・・ （１）Ｎ 、 Ｂ。
交互に点弛される毎に、磁束密度Ｂは、Ｂａ→Ｂ ｔ
−＋ Ｂ ＊またけｆ３ｓ→Ｂ３→Ｂ４なる変化を行な
う。このようにこの実施例においては、各サイリスタが
ターンオンする時の磁束密度Ｂの変化＠ Ｂ ｏは、Ｂ
＠−Ｂ ｔ −Ｂ ４ ＝ Ｂ ＊ −Ｂ ｍとなる
。一方、第８図に示したような従来の回路においては、
可飽和リアクトル１７−１には電流が一方向にしか流れ
ないため、その磁束密度は５例えば第１０図において、
Ｂ３→Ｂ１→Ｂｍ（またはＢ４→Ｂ３→Ｂ４）のように
しか変化せず、その磁束密度Ｂの変化量Ｂ・′は、 Ｂｅ’−Ｂｌ −Ｂｓ −Ｂａ −Ｂｓにしかならない
。ここで磁心に対する巻線数Ｎが同一であるとすれば、
同一の磁束飽和耐久時間を得るために必要とされる磁心
の断面積Ｓは、可飽和リアクトル１７−１の両端間に印
加される電圧をＶとすれば、 ５−−−−Ｖｃｌｔ ・・・・・・・・・・・・・
・・ （１）Ｎ 、 Ｂ。
なる関係があるから、第９図に示す実施例によれば、第
８図に示したような従来の回路におけるもｉ３／ ののｉ倍に減少させることができる。
８図に示したような従来の回路におけるもｉ３／ ののｉ倍に減少させることができる。
この効果を具体的数値を代入して考察すると、今サイリ
スタ９計１〜９ｄ−１の各ターンオン時間が３〃Ｓ、可
飽和リアクトル１７−１の両端間に印加される電圧が１
２ＱＯＶ、磁束密度Ｂの変化量ＢＯが６０００ガウス、
巻線数Ｎが１である場合、前記各サイリスタのターンオ
ン時における電力損失を充分低減させる九めに必要とさ
れる可飽和リアクトル１７−１の磁心の磁束飽和耐久時
間は同じく３μｓに設定しなければならないから、磁心
の断面積Ｓは（１１式を用いて、 ＝０．６ Ｘ １０−” （＠’ ） −６０（ｃｉｔ） となる。したがって、この場合、第１１図に示すような
、厚さｌが２ＣＩ！、外径内径差が２菌、断面積が４ｃ
ＩＩの環状フェライトコア１７を用いた場合は、これら
の環状フェライトコア１７を１５個使用すればよいこと
になる。
スタ９計１〜９ｄ−１の各ターンオン時間が３〃Ｓ、可
飽和リアクトル１７−１の両端間に印加される電圧が１
２ＱＯＶ、磁束密度Ｂの変化量ＢＯが６０００ガウス、
巻線数Ｎが１である場合、前記各サイリスタのターンオ
ン時における電力損失を充分低減させる九めに必要とさ
れる可飽和リアクトル１７−１の磁心の磁束飽和耐久時
間は同じく３μｓに設定しなければならないから、磁心
の断面積Ｓは（１１式を用いて、 ＝０．６ Ｘ １０−” （＠’ ） −６０（ｃｉｔ） となる。したがって、この場合、第１１図に示すような
、厚さｌが２ＣＩ！、外径内径差が２菌、断面積が４ｃ
ＩＩの環状フェライトコア１７を用いた場合は、これら
の環状フェライトコア１７を１５個使用すればよいこと
になる。
一方、第８図に示したような従来の回路においては、磁
束密度Ｂの変化ｌＢ・′が３０００ガウスとなるから、
その他の数値を上述した場合と同一の値に設定した場合
、磁心の断面積Ｓは１、、．１２０（（ｊ） と、２倍になる。したがってこの場合は、第１１図に示
すような断面積４−の環状フェライトコアが３０個必簀
になり、これらを円筒状になるように連結するとその長
さはＳＯ，、にもなってしまう。
束密度Ｂの変化ｌＢ・′が３０００ガウスとなるから、
その他の数値を上述した場合と同一の値に設定した場合
、磁心の断面積Ｓは１、、．１２０（（ｊ） と、２倍になる。したがってこの場合は、第１１図に示
すような断面積４−の環状フェライトコアが３０個必簀
になり、これらを円筒状になるように連結するとその長
さはＳＯ，、にもなってしまう。
このように、この実施例によれば上記具体的数値からも
明らかなように、使用される可飽和リア ４クトルの寸
法を従来のものに比べて著るしく減少さすることができ
る。
明らかなように、使用される可飽和リア ４クトルの寸
法を従来のものに比べて著るしく減少さすることができ
る。
以上説明したように、この発明による高周波インバータ
回路によれば％順次直列に後続された第１、第２の電流
１ｔＩｌｉ御素子と同じく順次直列に接続された第３、
第４の電流制御素子と、第１１第２の電流制御素子の接
続点と第３．第４の電流制御素子の接続点との関に介挿
されたコンデンサとを有してなる各ブリッジ回路におい
て、前記各コンデンサに直列に可飽和リアクトルを介挿
するようにしたので、必要最低限の数の可飽和リアクト
ルを用いて電流制御４１素子のスイッチング時の電力損
失を低減させることができるようになると共にこれらの
可飽和リアクトルに対する配線および冷却等が極めて容
易になり、しかもこれらの可飽和リアクトルに社交番電
流が流れることになるので磁心を従来のものに比較して
半減させることができ。
回路によれば％順次直列に後続された第１、第２の電流
１ｔＩｌｉ御素子と同じく順次直列に接続された第３、
第４の電流制御素子と、第１１第２の電流制御素子の接
続点と第３．第４の電流制御素子の接続点との関に介挿
されたコンデンサとを有してなる各ブリッジ回路におい
て、前記各コンデンサに直列に可飽和リアクトルを介挿
するようにしたので、必要最低限の数の可飽和リアクト
ルを用いて電流制御４１素子のスイッチング時の電力損
失を低減させることができるようになると共にこれらの
可飽和リアクトルに対する配線および冷却等が極めて容
易になり、しかもこれらの可飽和リアクトルに社交番電
流が流れることになるので磁心を従来のものに比較して
半減させることができ。
これにより取付スペースおよびコストを低減させること
ができる。
ができる。
第１図は高周波インバータ回路の動作原理を説明するた
めの回路図、第２図は同回路の動作タイきングを示すタ
イムチャート、第３図は、時分割方式の高周波インバー
タ回路の回路図、第４図は共振負荷回路へ供給すべき高
周波インバータ回路の出力電流を示す波形図、第５図は
サイリスタのスイッチング時の電力損失を示す波形図、
第６図は従来の高周波インバータ回路におけるブリッジ
回路の第１の例を示す回路図、第７図は同側におけるサ
イリスタのスイッチング時の電力損失を示す波形図、第
８図は従来の高周波インバータ回路におけるブリッジ回
路の第２の例を示す回路図。 第９図はこの発明の第１の実施例である高周波インバー
タ回路のブリッジ回路を示す回路図、第１０図は同実施
例を説明するための可飽和リアクトルの磁心の磁化曲線
図、第１１図は環状フェライトコブの一例の斜視図であ
る。 １・・・電源回路、６．７・・・平滑コンデンサ、８−
１〜８−ｎ 、 １４−ｓ 〜１４−ｎ ・−ブリッジ
回路、９ ａ−１〜９ｄ−ｎ 、 １５ ａ−１〜１５
ｄ−ｎ−サイリスタ、１０−ｓ〜Ｉ Ｏ−ｎ 、 １
６−１〜１６−ｎ−・−コンデンサ、１１．１３・・・
コイル、１２・・・負荷。 １７−１〜１７−ｎ・・・ｉｉＪ飽和リアクトル。 ′ｌ′ 乙 ゲパ一
口９．． υ μ− ムロ （：ｚ、 ’）；７図 ｄ−１ ＾・ ｒゞ −目、゛−
めの回路図、第２図は同回路の動作タイきングを示すタ
イムチャート、第３図は、時分割方式の高周波インバー
タ回路の回路図、第４図は共振負荷回路へ供給すべき高
周波インバータ回路の出力電流を示す波形図、第５図は
サイリスタのスイッチング時の電力損失を示す波形図、
第６図は従来の高周波インバータ回路におけるブリッジ
回路の第１の例を示す回路図、第７図は同側におけるサ
イリスタのスイッチング時の電力損失を示す波形図、第
８図は従来の高周波インバータ回路におけるブリッジ回
路の第２の例を示す回路図。 第９図はこの発明の第１の実施例である高周波インバー
タ回路のブリッジ回路を示す回路図、第１０図は同実施
例を説明するための可飽和リアクトルの磁心の磁化曲線
図、第１１図は環状フェライトコブの一例の斜視図であ
る。 １・・・電源回路、６．７・・・平滑コンデンサ、８−
１〜８−ｎ 、 １４−ｓ 〜１４−ｎ ・−ブリッジ
回路、９ ａ−１〜９ｄ−ｎ 、 １５ ａ−１〜１５
ｄ−ｎ−サイリスタ、１０−ｓ〜Ｉ Ｏ−ｎ 、 １
６−１〜１６−ｎ−・−コンデンサ、１１．１３・・・
コイル、１２・・・負荷。 １７−１〜１７−ｎ・・・ｉｉＪ飽和リアクトル。 ′ｌ′ 乙 ゲパ一
口９．． υ μ− ムロ （：ｚ、 ’）；７図 ｄ−１ ＾・ ｒゞ −目、゛−
Claims (1)
- ■順次直列に接続された第１．第２の電流制御素子と同
じく順次直列に接続された第３．第４の電流制御素子と
を同一電流方向に並列接続すると共に前記第１．第２の
電流制御素子の接続点と前記第３．第４の電流制御素子
の接続点との間に可飽和リアクトルと転流用のコンデン
サとを直列に介挿してなる少なくとも１個のブリッジ回
路と、■転流用のコイルと、■直流電源と、を直列に接
続して共振回路を構成し、前記第１．第４の電流制御素
子と前記第２．第３の電流制御素子とを交互に導通させ
て前記共振回路に直列に介挿される負荷に電流を供給す
ることを特徴とする高周波インバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56134515A JPS5836178A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高周波インバ−タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56134515A JPS5836178A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高周波インバ−タ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5836178A true JPS5836178A (ja) | 1983-03-03 |
| JPH0226466B2 JPH0226466B2 (ja) | 1990-06-11 |
Family
ID=15130125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56134515A Granted JPS5836178A (ja) | 1981-08-27 | 1981-08-27 | 高周波インバ−タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5836178A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
| JP2009247092A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び燃料電池車両 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51109433A (ja) * | 1975-03-24 | 1976-09-28 | Hitachi Ltd | |
| JPS54162125A (en) * | 1978-06-12 | 1979-12-22 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | High-frequency inverter |
-
1981
- 1981-08-27 JP JP56134515A patent/JPS5836178A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51109433A (ja) * | 1975-03-24 | 1976-09-28 | Hitachi Ltd | |
| JPS54162125A (en) * | 1978-06-12 | 1979-12-22 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | High-frequency inverter |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
| JP2009247092A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び燃料電池車両 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0226466B2 (ja) | 1990-06-11 |
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