JPS6124913B2 - - Google Patents
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- JPS6124913B2 JPS6124913B2 JP7998778A JP7998778A JPS6124913B2 JP S6124913 B2 JPS6124913 B2 JP S6124913B2 JP 7998778 A JP7998778 A JP 7998778A JP 7998778 A JP7998778 A JP 7998778A JP S6124913 B2 JPS6124913 B2 JP S6124913B2
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- JP
- Japan
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- transformer
- secondary coil
- diode
- capacitor
- coil
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 12
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は大電力用に適するコンデンサ分割形
DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に関す
る。
DC−DCコンバータ回路よりなる電源回路に関す
る。
従来のこの種の電源回路は第１図に示すように
１対の入力直流端子１１及び１２間に１対のコン
デンサ１３及び１４の直列回路の両端が接続され
ると共に１対のスイツチングトランジスタ１５及
び１６の直列回路の両端が接続される。端子１
１，１２間には必要に応じてコンデンサ１７も接
続される。コンデンサ１３及び１４の接続点と、
トランジスタ１５のエミツタ及びトランジスタ１
６のコレクタの接続点との間に電力変換用トラン
ス１８の一次コイル１８pの両端が接続される。
トランス１８の二次コイル１８sの両端はダイオ
ード１９，２１を通じて互に接続され、その接続
点はチヨークコイル２２を通じてコンデンサ２３
の一端に接続される。コンデンサ２３の他端は二
次コイル１８sの中点に接続される。
１対の入力直流端子１１及び１２間に１対のコン
デンサ１３及び１４の直列回路の両端が接続され
ると共に１対のスイツチングトランジスタ１５及
び１６の直列回路の両端が接続される。端子１
１，１２間には必要に応じてコンデンサ１７も接
続される。コンデンサ１３及び１４の接続点と、
トランジスタ１５のエミツタ及びトランジスタ１
６のコレクタの接続点との間に電力変換用トラン
ス１８の一次コイル１８pの両端が接続される。
トランス１８の二次コイル１８sの両端はダイオ
ード１９，２１を通じて互に接続され、その接続
点はチヨークコイル２２を通じてコンデンサ２３
の一端に接続される。コンデンサ２３の他端は二
次コイル１８sの中点に接続される。
トランジスタ１５，１６の各ベースに交互にパ
ルスが与えられて、これ等トランジスタが交互に
導通され、この結果端子１１，１２間の直流電力
は交流電力に変換されてトランス１８の二次側に
取出され、その交流電力はダイオード１９，２１
で整流され、更にチヨークコイル２２、コンデン
サ２３で直流電力に再び変換される。
ルスが与えられて、これ等トランジスタが交互に
導通され、この結果端子１１，１２間の直流電力
は交流電力に変換されてトランス１８の二次側に
取出され、その交流電力はダイオード１９，２１
で整流され、更にチヨークコイル２２、コンデン
サ２３で直流電力に再び変換される。
従来この種の電源回路は他のプツシユ・プル形
のDC−DCコンバータ電源回路に比べればコンデ
ンサ１３，１４がトランス１８に直列に接続され
ているために、電力変換トランス１８の偏磁防止
には比較的有効であつた。しかし二次側平滑回路
がチヨークコイル２２及びコンデンサ２３よりな
る回路２４のみで構成されていたため、電力変換
トランス１８に印加される交番パルスの正側及び
負側における電圧と時間との積が常には等しくな
らなくなる。このため特に大電力回路に使用する
とスイツチング素子１５，１６のわずかの導通時
間（飽和電圧及びスイツチング損失等）の相異に
より電力変換トランス１８に偏磁が起り、鉄心の
飽和のために励磁電流が急増し、かつトランジス
タのエミツタ・コレクタ間電圧が大となつてスイ
ツチング素子１５，１６を破壊することがあつ
た。
のDC−DCコンバータ電源回路に比べればコンデ
ンサ１３，１４がトランス１８に直列に接続され
ているために、電力変換トランス１８の偏磁防止
には比較的有効であつた。しかし二次側平滑回路
がチヨークコイル２２及びコンデンサ２３よりな
る回路２４のみで構成されていたため、電力変換
トランス１８に印加される交番パルスの正側及び
負側における電圧と時間との積が常には等しくな
らなくなる。このため特に大電力回路に使用する
とスイツチング素子１５，１６のわずかの導通時
間（飽和電圧及びスイツチング損失等）の相異に
より電力変換トランス１８に偏磁が起り、鉄心の
飽和のために励磁電流が急増し、かつトランジス
タのエミツタ・コレクタ間電圧が大となつてスイ
ツチング素子１５，１６を破壊することがあつ
た。
この発明の目的はコンデンサ分割形DC−DCコ
ンバータ回路において大電力用に使用しても、１
対のスイツチング素子の導通時間、飽和電圧及び
スイツチング損失等の相異による電力変換トラン
スの偏磁が起り難くスイツチング素子が破壊し難
く、安定な電源回路を提供することにある。
ンバータ回路において大電力用に使用しても、１
対のスイツチング素子の導通時間、飽和電圧及び
スイツチング損失等の相異による電力変換トラン
スの偏磁が起り難くスイツチング素子が破壊し難
く、安定な電源回路を提供することにある。
この発明によればコンデンサ分割形DC−DCコ
ンバータ電源回路における電力変換用トランスの
二次側の両端に独立した二つの整流回路が接続さ
れ、これ等整流回路の出力は二つの独立したチヨ
ークインプツト形の平滑回路に供給され、そのチ
ヨークコイルの出力側は共通のコンデンサに接続
される。この二つの平滑回路を流れる電流がそれ
ぞれのチヨークコイルに印加される交番パルスの
電圧と時間との積が等しくなるように互に変化す
る。従つて一次側の分割用コンデンサの分割電圧
が電力変換トランスに印加される交番パルスの比
に分割されるため、結果的に電力変換トランスに
印加される交番パルスの電圧と時間との積が等し
くなり電力変換トランスの偏磁が防止される。
ンバータ電源回路における電力変換用トランスの
二次側の両端に独立した二つの整流回路が接続さ
れ、これ等整流回路の出力は二つの独立したチヨ
ークインプツト形の平滑回路に供給され、そのチ
ヨークコイルの出力側は共通のコンデンサに接続
される。この二つの平滑回路を流れる電流がそれ
ぞれのチヨークコイルに印加される交番パルスの
電圧と時間との積が等しくなるように互に変化す
る。従つて一次側の分割用コンデンサの分割電圧
が電力変換トランスに印加される交番パルスの比
に分割されるため、結果的に電力変換トランスに
印加される交番パルスの電圧と時間との積が等し
くなり電力変換トランスの偏磁が防止される。
第２図にこの発明による電源回路の一例を第１
図と対応する部分に同一符号を付けて示す。トラ
ンス１８の二次コイルの両端はダイオード１９，
２１の各アノードに接続され、これ等ダイオード
１９，２１のカソードはそれぞれダイオード２
５，２６のカソードに接続され、これ等ダイオー
ド２５，２６のアノードは二次コイル１８sの中
点に接続される。ダイオード１９，２５により整
流回路２７が構成され、ダイオード２１，２６に
より整流回路２８が構成される。整流回路２７及
び２８の出力側の各一端、即ちダイオード１９，
２５の接続点、またダイオード２１，２６の接続
点はチヨークコイル３１，３２を通じてコンデン
サ２３の一端に接続される。コンデンサ２３の他
端は整流回路２７，２８の出力側の各他端、即ち
ダイオード２５，２６の接続点に接続される。
図と対応する部分に同一符号を付けて示す。トラ
ンス１８の二次コイルの両端はダイオード１９，
２１の各アノードに接続され、これ等ダイオード
１９，２１のカソードはそれぞれダイオード２
５，２６のカソードに接続され、これ等ダイオー
ド２５，２６のアノードは二次コイル１８sの中
点に接続される。ダイオード１９，２５により整
流回路２７が構成され、ダイオード２１，２６に
より整流回路２８が構成される。整流回路２７及
び２８の出力側の各一端、即ちダイオード１９，
２５の接続点、またダイオード２１，２６の接続
点はチヨークコイル３１，３２を通じてコンデン
サ２３の一端に接続される。コンデンサ２３の他
端は整流回路２７，２８の出力側の各他端、即ち
ダイオード２５，２６の接続点に接続される。
入力端子１１，１２間の直流電力はトランジス
タ１５，１６の交互導通により、交流電力に変換
され、その交流電力はトランス１８の二次側にお
いて整流回路２７，２８にてそれぞれ整流され、
これ等整流出力はチヨークコイル３１，３２によ
り平滑されて共通のコンデンサ２３に充電され
る。次に第２図の回路の定常動作状態における、
トランス１８の一次コイル１８pに印加される交
番パルス電圧の正側及び負側の電圧と時間との関
係について詳細に説明する。もし一次コイル１８
pに印加される交番パルス電圧の正側及び負側の
各電圧と時間との各積が等しくなるように第２図
の回路が動作すればトランス１８のコアは偏磁し
ないことになる。
タ１５，１６の交互導通により、交流電力に変換
され、その交流電力はトランス１８の二次側にお
いて整流回路２７，２８にてそれぞれ整流され、
これ等整流出力はチヨークコイル３１，３２によ
り平滑されて共通のコンデンサ２３に充電され
る。次に第２図の回路の定常動作状態における、
トランス１８の一次コイル１８pに印加される交
番パルス電圧の正側及び負側の電圧と時間との関
係について詳細に説明する。もし一次コイル１８
pに印加される交番パルス電圧の正側及び負側の
各電圧と時間との各積が等しくなるように第２図
の回路が動作すればトランス１８のコアは偏磁し
ないことになる。
いまトランジスタ１５の導通時間をt1、トラン
ジスタ１６の導通時間をt2、これ等の導通周期を
Ｔとし、ダイオード１９，２１，２５，２６、ト
ランジスタ１５，１６、トランス１８、チヨーク
コイル３１，３２及び配線材の電圧降下を便宜上
無視すればトランスの二次コイル１８sの中点と
ダイオード１９及び２１の各アノード側との間の
各電圧ｖs1，Ｖs2、コンデンサ２３の両出力電圧
V0に対しチヨークコイル３１及び３２を流れる
電流ＩL1及びＩL2のリツプル分△ＩL1及び△ＩL2
は次式であらわされる。
ジスタ１６の導通時間をt2、これ等の導通周期を
Ｔとし、ダイオード１９，２１，２５，２６、ト
ランジスタ１５，１６、トランス１８、チヨーク
コイル３１，３２及び配線材の電圧降下を便宜上
無視すればトランスの二次コイル１８sの中点と
ダイオード１９及び２１の各アノード側との間の
各電圧ｖs1，Ｖs2、コンデンサ２３の両出力電圧
V0に対しチヨークコイル３１及び３２を流れる
電流ＩL1及びＩL2のリツプル分△ＩL1及び△ＩL2
は次式であらわされる。
トランジスタ１５が導通の時
△ＩL1＝（ｖs1−V0）t1／L1 ………(1)
トランジスタ１５が不導通の時
△ＩL1＝V0（Ｔ−t1）／L1 ………(2)
トランジスタ１６が導通の時
△ＩL2＝（ｖs2−V0）t2／L2 ………(3)
トランジスタ１６が不導通の時
△ＩL2＝V0（Ｔ−t2）／L2 ………(4)
L1，L2はチヨークコイル３１，３２の各イン
ダクタンスである。ところでｖs1，ｖs2の比はト
ランス１８の一次コイル１８pの一端がコンデン
サ１３，１４の接続点に接続されているため、(1)
〜(4)式を満すように自由に変えることができる。
これ等(1)〜(4)式において定常状態では(1)式と(2)式
とは等しく、また(3)式と(4)式とは等しいから ｖs1＝V0T／t1 ………(5) ｖs2＝V0T／t2 ………(6) が得られる。これ等(5)、(6)式より ｖs1t1＝ｖs2t2 ………(7) となる。式(7)のｖs1，ｖs2をトランス１８の一次
側電圧ｖpにおきかえると ｖpat1＝ｖpbt2 ………(8) となる。Ｖpaはトランジスタ１５が導通した時、
ｖpbはトランジスタ１６が導通した時の一次コイ
ル１８pの各両端電圧である。
ダクタンスである。ところでｖs1，ｖs2の比はト
ランス１８の一次コイル１８pの一端がコンデン
サ１３，１４の接続点に接続されているため、(1)
〜(4)式を満すように自由に変えることができる。
これ等(1)〜(4)式において定常状態では(1)式と(2)式
とは等しく、また(3)式と(4)式とは等しいから ｖs1＝V0T／t1 ………(5) ｖs2＝V0T／t2 ………(6) が得られる。これ等(5)、(6)式より ｖs1t1＝ｖs2t2 ………(7) となる。式(7)のｖs1，ｖs2をトランス１８の一次
側電圧ｖpにおきかえると ｖpat1＝ｖpbt2 ………(8) となる。Ｖpaはトランジスタ１５が導通した時、
ｖpbはトランジスタ１６が導通した時の一次コイ
ル１８pの各両端電圧である。
一方トランス１８の磁束密度は矩形波印加時に
は印加電圧と印加時間とに比例するので(8)式より
トランジスタ１５が導通の時の磁束密度とトラン
ジスタ１６が導通の時の磁束密度とはそれぞれの
電圧値及び時間値に関係なく等しく一定になるこ
とがわかる。すなわちこのことはこの発明の第２
図の回路においては、基本的にいつて、いかなる
場合においてもトランス１８の磁化が偏る（偏磁
する）ことがないことを意味している。又式(8)は
整流回路２７，２８の前段の回路にのみ依存し、
トランジスタ１５，１６の飽和電圧やスイツチン
グ損失に無関係となることがわかる。
は印加電圧と印加時間とに比例するので(8)式より
トランジスタ１５が導通の時の磁束密度とトラン
ジスタ１６が導通の時の磁束密度とはそれぞれの
電圧値及び時間値に関係なく等しく一定になるこ
とがわかる。すなわちこのことはこの発明の第２
図の回路においては、基本的にいつて、いかなる
場合においてもトランス１８の磁化が偏る（偏磁
する）ことがないことを意味している。又式(8)は
整流回路２７，２８の前段の回路にのみ依存し、
トランジスタ１５，１６の飽和電圧やスイツチン
グ損失に無関係となることがわかる。
次に第２図の回路におけるチヨークコイル３１
及び３２をそれぞれ流れる電流ＩL1及びＩL2の比
について説明する。なおこれら電流ＩL1とＩL2と
の和は出力電流I0に等しい。
及び３２をそれぞれ流れる電流ＩL1及びＩL2の比
について説明する。なおこれら電流ＩL1とＩL2と
の和は出力電流I0に等しい。
定常状態ではコンデンサ１３（又は１４）の流
入及び流出電荷量は等しくなければならないこと
より、定常状態におけるトランジスタ１５及び１
６の電流i1及びi2は次式から求められる。ここで
コンデンサ１７の容量C1はコンデンサ１３，１
４の各容量C2，C3より充分大きいとする。電流i1
の向きを正としてコンデンサ１３への流入電流
i3、流出電流−i3を求め、コンデンサ１３の流入
電荷量と流出電荷量とが等しいと置くと次式が得
られる。
入及び流出電荷量は等しくなければならないこと
より、定常状態におけるトランジスタ１５及び１
６の電流i1及びi2は次式から求められる。ここで
コンデンサ１７の容量C1はコンデンサ１３，１
４の各容量C2，C3より充分大きいとする。電流i1
の向きを正としてコンデンサ１３への流入電流
i3、流出電流−i3を求め、コンデンサ１３の流入
電荷量と流出電荷量とが等しいと置くと次式が得
られる。
i3＝i1C2／（C2＋C3） ………(9)
−i3＝i2C2／（C2＋C3） ………(10)
i3t1＋（−i3）t2＝０ ………(11)
(9)〜(11)式よりi1，i2の関係が次式のように得ら
れる。
れる。
i1／i2＝t2／t1 ………(12)
ここでトランス１８の巻数比をｎとし、トラン
ス１８の励磁電流を無視すればチヨークコイル３
１及び３２を流る電流ＩL1及びＩL2は夫々次式で
表わされる。
ス１８の励磁電流を無視すればチヨークコイル３
１及び３２を流る電流ＩL1及びＩL2は夫々次式で
表わされる。
ＩL1＝ｎi1、ＩL2＝ｎi2………（13）
(12)、（13）式から
ＩL1／ＩL2＝t2／t1 ………（14）
ここでＩL1＋ＩL2＝I0となる。すなわち定常動
作状態において二つのチヨークコイル３１，３２
を流れる電流の比はトランジスタ１６及び１５の
導通時間の比t2／t1に比例することが判る。
作状態において二つのチヨークコイル３１，３２
を流れる電流の比はトランジスタ１６及び１５の
導通時間の比t2／t1に比例することが判る。
以上説明したようにこの発明によるコンデンサ
分割形DC−DCコンバータ電源回路においては二
次側に二つの平滑回路を独立して構成することに
よりトランジスタの導通時間等のバラツキによる
電力変換トランス１８の偏磁を原理的に防止する
ことができる。従つて特に大きな電力を使う場合
でもスイツチング素子が破壊されるようなおそれ
がなく安定に動作する。さらにこの発明の回路に
よると二次側が二つの独立した整流回路２７，２
８で構成されており、出力電流がこの二つの整流
回路に分流するためトランス１８の一次コイル１
３sの電流が第１図に示した従来回路のトランス
１８の一次コイル１３sの電流の1/2になるととも
に、前記二つの独立した整流回路２７，２８は半
波整流回路であるため、第１図の従来回路におけ
るような全波整流回路の場合に比べてトランス１
８の一次コイル１３pと二次コイル１３sとの比が
1/2となり、特に高周波、大電流、低電圧出力DC
−DCコンバータにこの発明の回路を適用する
と、トランス１８の二次コイル１３sを１巻線と
した場合、第１図の従来回路のトランス１８に比
べて一次コイル１３pについていえば電線の太さ
は同じで巻数が1/2、二次コイル１３sについてい
えば同じく１巻線で電線の太さが1/2になるとい
う効果がある。
分割形DC−DCコンバータ電源回路においては二
次側に二つの平滑回路を独立して構成することに
よりトランジスタの導通時間等のバラツキによる
電力変換トランス１８の偏磁を原理的に防止する
ことができる。従つて特に大きな電力を使う場合
でもスイツチング素子が破壊されるようなおそれ
がなく安定に動作する。さらにこの発明の回路に
よると二次側が二つの独立した整流回路２７，２
８で構成されており、出力電流がこの二つの整流
回路に分流するためトランス１８の一次コイル１
３sの電流が第１図に示した従来回路のトランス
１８の一次コイル１３sの電流の1/2になるととも
に、前記二つの独立した整流回路２７，２８は半
波整流回路であるため、第１図の従来回路におけ
るような全波整流回路の場合に比べてトランス１
８の一次コイル１３pと二次コイル１３sとの比が
1/2となり、特に高周波、大電流、低電圧出力DC
−DCコンバータにこの発明の回路を適用する
と、トランス１８の二次コイル１３sを１巻線と
した場合、第１図の従来回路のトランス１８に比
べて一次コイル１３pについていえば電線の太さ
は同じで巻数が1/2、二次コイル１３sについてい
えば同じく１巻線で電線の太さが1/2になるとい
う効果がある。
第１図は従来の電源回路を示す接続図、第２図
はこの発明による電源回路の一実施例を示す接続
図である。 １１，１２：入力端子、２７，２８：整流回
路、３１，３２：チヨークトランス。
はこの発明による電源回路の一実施例を示す接続
図である。 １１，１２：入力端子、２７，２８：整流回
路、３１，３２：チヨークトランス。
Claims (1)
- １ １対の入力端子間に１対の分割用コンデンサ
の両端が接続され、かつ上記入力端子間に１対の
スイツチング素子の直列回路の両端が接続され、
上記１対のコンデンサの接続点及び１対のスイツ
チング素子の接続点間にトランスの一次コイルの
両端が接続され、そのトランスの中点を有する二
次コイルの一端に第１のダイオードのアノードが
接続され、その第１のダイオードのカソードと上
記二次コイルの中点との間にその第１のダイオー
ドのカソード側がカソードとなる向きで第２のダ
イオードが接続され、上記第１のダイオードのカ
ソードと出力端子の一端との間に第１のチヨーク
コイルが接続され、上記二次コイルの他端に第３
のダイオードのカソードが接続され、その第３の
ダイオードのカソードと上記二次コイルの中点と
の間に、その第３のダイオードのカソード側がカ
ソードとなる向きで第４のダイオードが接続さ
れ、上記第３のダイオードのカソード側と上記出
力端子の一端との間に第２のチヨークコイルが接
続され、上記出力端子の一端と、上記二次コイル
の中点との間に第３のコンデンサが接続され、上
記二次コイルの中点に出力端子の他端が接続され
てなる電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7998778A JPS558239A (en) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7998778A JPS558239A (en) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | Power supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS558239A JPS558239A (en) | 1980-01-21 |
| JPS6124913B2 true JPS6124913B2 (ja) | 1986-06-13 |
Family
ID=13705653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7998778A Granted JPS558239A (en) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | Power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS558239A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58179162A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Nec Corp | 電源回路 |
| JPS63186561A (ja) * | 1987-01-28 | 1988-08-02 | Densetsu:Kk | 全波型コンバ−タ |
| JP7050494B2 (ja) * | 2018-01-04 | 2022-04-08 | Ntn株式会社 | 絶縁型スイッチング電源 |
-
1978
- 1978-06-30 JP JP7998778A patent/JPS558239A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS558239A (en) | 1980-01-21 |
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