JPS63186561A - 全波型コンバ−タ - Google Patents
全波型コンバ−タInfo
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- JPS63186561A JPS63186561A JP1754887A JP1754887A JPS63186561A JP S63186561 A JPS63186561 A JP S63186561A JP 1754887 A JP1754887 A JP 1754887A JP 1754887 A JP1754887 A JP 1754887A JP S63186561 A JPS63186561 A JP S63186561A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 58
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 10
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 8
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- 230000006378 damage Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は大電力用、特に低電圧、大電流出力のプッシュ
プルまたはブリッジ型コンバータの特性を改善した全波
型コンバータに関するものである。
プルまたはブリッジ型コンバータの特性を改善した全波
型コンバータに関するものである。
「従来の技術」
従来のブリッジ型コンバータは第６図に示すように、直
流電源（１）より２個以上の開閉素子としてのＦ Ｅ
Ｔ （２） （３）を交互に開閉することにより主変圧
器（４）の１次巻線（５）側に交番電圧を印加し、前記
主変圧器（４）の２次巻線（６） （７）側に整流器（
８）（９）、チョークコイル（１０）、コンデンサ（１
１）からなる整流ろ波回路（１２）により直流出力を得
、この出力を検出回路（１３）で検出増幅して適当なア
イソレータ（１４） （１５）を介した出力により前記
Ｆ Ｅ Ｔ （２）（３）の時比率を制御して目的とす
る直流出力（ｖＯ）を得るものである。この第６図にお
いて、主変圧器（４）の１次巻線（５）に第７図（ａ）
のように制御された正負対称の交番電圧（Ｖｎｉ）が印
加されると、センタタップに巻かれた２次巻線（６）
（７）には第７図（ｂ）のような出力電圧（ｖｎｉ ｘ
） （Ｖｎ２２ ）が発生し、これを整流器（８）（
９）で整流し、かつろ波回路（１２）で直流出力電圧（
Ｖｏ）を得る。
流電源（１）より２個以上の開閉素子としてのＦ Ｅ
Ｔ （２） （３）を交互に開閉することにより主変圧
器（４）の１次巻線（５）側に交番電圧を印加し、前記
主変圧器（４）の２次巻線（６） （７）側に整流器（
８）（９）、チョークコイル（１０）、コンデンサ（１
１）からなる整流ろ波回路（１２）により直流出力を得
、この出力を検出回路（１３）で検出増幅して適当なア
イソレータ（１４） （１５）を介した出力により前記
Ｆ Ｅ Ｔ （２）（３）の時比率を制御して目的とす
る直流出力（ｖＯ）を得るものである。この第６図にお
いて、主変圧器（４）の１次巻線（５）に第７図（ａ）
のように制御された正負対称の交番電圧（Ｖｎｉ）が印
加されると、センタタップに巻かれた２次巻線（６）
（７）には第７図（ｂ）のような出力電圧（ｖｎｉ ｘ
） （Ｖｎ２２ ）が発生し、これを整流器（８）（
９）で整流し、かつろ波回路（１２）で直流出力電圧（
Ｖｏ）を得る。
第８図（ａ） （ｂ） （ｃ）は出力５ｖ、１００Ａ程
度の実際回路における波形を示しており、（ａ）はＦ
Ｅ Ｔ （３）のドレン−’／−Ｘ間電圧（Ｖｑｔ）、
（ｂ）はＦ Ｅ Ｔ （３）の通過電流（Ｉｑｚ ）、
（ｃ）は主変圧器（４）の１次巻線（５）の通過電流（
Ｉｎ、）である、この場合の障害はＦＥＴ（３）のター
ンオフ（Ｔ２）時におけるスパイク電圧（Ｖｓ）で、１
次巻線（５）の通過電流（Ｉｎ、）の零点通過時の１３
時以降もＴ４．Ｔｓ、Ｔ、間に振動°を繰り返えす。こ
れがＦ Ｅ Ｔ （２） （３，）のドレン・ソース間
に挿入したスナバ回路（１６） （１７）の作動回数の
増大による損失、および主変圧器（４）の不必要な磁気
ヒステリシスの変化による損失の増大等の数々の破壊に
関連した障害と損失の増大に関連する障害とを発生して
いた。′ 「発明が解決しようとする問題点」 以上の問題は２次巻線（６） （７）相互間の不結合度
（漏洩インダクタンス）および１次巻線（５）と２次巻
線（６）間、１次巻線（５）と２次巻線（７）間の不結
合度に基因するものである。以下、さらに詳述する。
度の実際回路における波形を示しており、（ａ）はＦ
Ｅ Ｔ （３）のドレン−’／−Ｘ間電圧（Ｖｑｔ）、
（ｂ）はＦ Ｅ Ｔ （３）の通過電流（Ｉｑｚ ）、
（ｃ）は主変圧器（４）の１次巻線（５）の通過電流（
Ｉｎ、）である、この場合の障害はＦＥＴ（３）のター
ンオフ（Ｔ２）時におけるスパイク電圧（Ｖｓ）で、１
次巻線（５）の通過電流（Ｉｎ、）の零点通過時の１３
時以降もＴ４．Ｔｓ、Ｔ、間に振動°を繰り返えす。こ
れがＦ Ｅ Ｔ （２） （３，）のドレン・ソース間
に挿入したスナバ回路（１６） （１７）の作動回数の
増大による損失、および主変圧器（４）の不必要な磁気
ヒステリシスの変化による損失の増大等の数々の破壊に
関連した障害と損失の増大に関連する障害とを発生して
いた。′ 「発明が解決しようとする問題点」 以上の問題は２次巻線（６） （７）相互間の不結合度
（漏洩インダクタンス）および１次巻線（５）と２次巻
線（６）間、１次巻線（５）と２次巻線（７）間の不結
合度に基因するものである。以下、さらに詳述する。
第９図の（ａ）（ｂ）は２次巻線（６） （７）のそれ
ぞれの通過電流（ｘｎｚｔ）（Ｉｎｉｚ）、（ｃ）は２
次巻線（６）（７）への印加電圧（Ｖｎ、 ｔ ） （
Ｖｎ２ｘ ）である。今、整流器（８）（９）が理想的
であると仮定すれば負荷側の電流（ＩＱ）は Ｉ ｎ ＝Ｉｎ２□＋Ｉｎ、、 −（１）となる。
ぞれの通過電流（ｘｎｚｔ）（Ｉｎｉｚ）、（ｃ）は２
次巻線（６）（７）への印加電圧（Ｖｎ、 ｔ ） （
Ｖｎ２ｘ ）である。今、整流器（８）（９）が理想的
であると仮定すれば負荷側の電流（ＩＱ）は Ｉ ｎ ＝Ｉｎ２□＋Ｉｎ、、 −（１）となる。
２次巻線（６）（７）の結合が１００％であれば第９図
（ａ）（ｂ）の実線で書かれたように完全に矩形状に分
流するとともに、第９図（ｃ）のように、２次巻線（６
）（７）の印加電圧（Ｖｎ、□） （Ｖｎ２□）もまた
実線のような完全な矩形波となる。実際問題として結合
は１００％以下であり、したがって２次巻線（６） （
７）に漏洩インダクタンスが存在すると、第９図の１２
時点における電流（Ｉｎａｌ）の立下りと電流（Ｉｎ２
□）の立上りには点線のような傾斜をもつとともに印加
電圧（Ｖｎｚｔ）（Ｖｎｚｚ）には第９図（Ｃ）の点線
のような電圧（ｖ３）を必要とし、この電圧■、は ａｔ ａｔ なお、Ｌは２次巻線（６） （７）の漏洩インダクタン
スで両者同一と仮定した。この電圧ｖ３は往々にして電
圧（Ｖｎ、 ｔ ） （Ｖｎ２２ ）と同一の大きさと
時間巾をもつものである。これは１次巻線（５）と、２
次巻線（６） （７）との結合度により電圧（ｖｎｔ）
（ｖｑｚ）は当然これと比例した電圧となる。すなわち
、第８図のような特性になることは明らかである。
（ａ）（ｂ）の実線で書かれたように完全に矩形状に分
流するとともに、第９図（ｃ）のように、２次巻線（６
）（７）の印加電圧（Ｖｎ、□） （Ｖｎ２□）もまた
実線のような完全な矩形波となる。実際問題として結合
は１００％以下であり、したがって２次巻線（６） （
７）に漏洩インダクタンスが存在すると、第９図の１２
時点における電流（Ｉｎａｌ）の立下りと電流（Ｉｎ２
□）の立上りには点線のような傾斜をもつとともに印加
電圧（Ｖｎｚｔ）（Ｖｎｚｚ）には第９図（Ｃ）の点線
のような電圧（ｖ３）を必要とし、この電圧■、は ａｔ ａｔ なお、Ｌは２次巻線（６） （７）の漏洩インダクタン
スで両者同一と仮定した。この電圧ｖ３は往々にして電
圧（Ｖｎ、 ｔ ） （Ｖｎ２２ ）と同一の大きさと
時間巾をもつものである。これは１次巻線（５）と、２
次巻線（６） （７）との結合度により電圧（ｖｎｔ）
（ｖｑｚ）は当然これと比例した電圧となる。すなわち
、第８図のような特性になることは明らかである。
さらにもう１つの障害の原因を説明する。
第１０図は主変圧器（４）の１次側からみた等価回路で
ある。この等価回路において、１次巻線（５）と２次巻
線（６） （７）の非結合分によって漏洩自己インダク
タンス（Ｌｘ）を持ち、それ等の１次換算したものが（
Ｌｎｔ）−（Ｌｎａｔ）または（Ｌｎ、ｚ ）であり、
Ｌｘ＝Ｌｎ１＋Ｌｎｚｔ（またはＬｎ、 ！ ）とする
、なお、負荷（１８）と並列なインダクタンス（Ｘｏ）
は実用上省略する。第１１図の実線特性は第１０図に示
した等価回路の理想的状態（完全結合でＬｘ＝０）の電
圧（ｖｎｔ）と電流（Ｉｎ、）である、そして前記漏洩
自己インダクタンス（Ｌｘ）が存在すると、Ｆ Ｅ Ｔ
（３）のターンオフ（Ｔ２）時点後も第１１図（ｂ）
の電流（Ｉｎｔ）の点線のようにその電流は継続し、そ
の間第１１図（ａ）の点線特性のような電圧（Ｖｎｔｌ
）が発生する。この点線で示した電圧（Ｖｎ、１）の高
さは通常、第６図の整流器（１９） （２０）の作用に
より電源電圧にクランプされる。また第８図の電圧（Ｖ
Ｑ２ ）と第１１図の電圧（Ｖｎｌ）とは１８０°位相
が反転しているが、ＦＥＴ（３）のターンオフ時には、
整流器（１９）のターンオン時の瞬時スレッシュホール
ド値により相当大きなスパイク電圧が発生する。
ある。この等価回路において、１次巻線（５）と２次巻
線（６） （７）の非結合分によって漏洩自己インダク
タンス（Ｌｘ）を持ち、それ等の１次換算したものが（
Ｌｎｔ）−（Ｌｎａｔ）または（Ｌｎ、ｚ ）であり、
Ｌｘ＝Ｌｎ１＋Ｌｎｚｔ（またはＬｎ、 ！ ）とする
、なお、負荷（１８）と並列なインダクタンス（Ｘｏ）
は実用上省略する。第１１図の実線特性は第１０図に示
した等価回路の理想的状態（完全結合でＬｘ＝０）の電
圧（ｖｎｔ）と電流（Ｉｎ、）である、そして前記漏洩
自己インダクタンス（Ｌｘ）が存在すると、Ｆ Ｅ Ｔ
（３）のターンオフ（Ｔ２）時点後も第１１図（ｂ）
の電流（Ｉｎｔ）の点線のようにその電流は継続し、そ
の間第１１図（ａ）の点線特性のような電圧（Ｖｎｔｌ
）が発生する。この点線で示した電圧（Ｖｎ、１）の高
さは通常、第６図の整流器（１９） （２０）の作用に
より電源電圧にクランプされる。また第８図の電圧（Ｖ
Ｑ２ ）と第１１図の電圧（Ｖｎｌ）とは１８０°位相
が反転しているが、ＦＥＴ（３）のターンオフ時には、
整流器（１９）のターンオン時の瞬時スレッシュホール
ド値により相当大きなスパイク電圧が発生する。
以上はブリッジ型コンバータにおいて自明の動作モード
あるが、前述の２組の障害の原因は下記（２）式に要約
できる。
あるが、前述の２組の障害の原因は下記（２）式に要約
できる。
（障害発生のエネルギー）ｃｌ：（通電終期時の電流）
２×（漏洩自己インダクタンス）１ ・・・（２）実用
回路においては発生した障害を種々の方法にて抑制する
ことも必要であるが、基本的には１次巻線（５）と２次
巻線（６）または（７）の間の結合および２次巻線（６
）と（７）の間の結合を良くして漏洩自己インダクタン
スを減少させて前記障害発生のエネルギーそのものを抑
制することが重要である。
２×（漏洩自己インダクタンス）１ ・・・（２）実用
回路においては発生した障害を種々の方法にて抑制する
ことも必要であるが、基本的には１次巻線（５）と２次
巻線（６）または（７）の間の結合および２次巻線（６
）と（７）の間の結合を良くして漏洩自己インダクタン
スを減少させて前記障害発生のエネルギーそのものを抑
制することが重要である。
「問題点を解決するための手段」
本発明は上述のような問題点を解決するためになされた
もので、直流電源に結合された２個以上の開閉素子を交
互に開閉して主変圧器の１次巻線に交番電圧を印加し、
前記主変圧器の２次巻線の整流ろ波回路により直流出力
を得、この直流出力を検出増幅しアイソレータを介した
出力により前記開閉素子の時比率を制御して目的の直流
出力を得るようにしたコンバータにおいて、前記主変圧
器の２次巻線を２分割し、この２分割した２次巻線の両
端にそれぞれ結合した整流器と、前記主変圧器の中性点
との間に、前記整流器とそれぞれ出力側を一致せしめて
整流器を結合し、これらの整流器の出力側にそれぞれチ
ョークコイルを介してこれらの出力側を結合し、この結
合点と前記中性点との間にコンデンサを挿入してなるも
のである。
もので、直流電源に結合された２個以上の開閉素子を交
互に開閉して主変圧器の１次巻線に交番電圧を印加し、
前記主変圧器の２次巻線の整流ろ波回路により直流出力
を得、この直流出力を検出増幅しアイソレータを介した
出力により前記開閉素子の時比率を制御して目的の直流
出力を得るようにしたコンバータにおいて、前記主変圧
器の２次巻線を２分割し、この２分割した２次巻線の両
端にそれぞれ結合した整流器と、前記主変圧器の中性点
との間に、前記整流器とそれぞれ出力側を一致せしめて
整流器を結合し、これらの整流器の出力側にそれぞれチ
ョークコイルを介してこれらの出力側を結合し、この結
合点と前記中性点との間にコンデンサを挿入してなるも
のである。
「作用」
同一の１次巻線に対して従来の２倍の２次巻線を設け、
これを２つに分割し、各２次巻線毎に別個に転流整流器
とろ波用チョークコイルを設け、これらのチョークコイ
ルの出力側を結合し、さらに、これらの結合点と中性点
の間にコンデンサを挿入した。そのため、いわゆる半波
ホワード型出力回路を２個並列に設けたこととなる。し
たがって、漏洩自己インダクタンスを減少させつつ、同
一出力電圧を得ることとなる。
これを２つに分割し、各２次巻線毎に別個に転流整流器
とろ波用チョークコイルを設け、これらのチョークコイ
ルの出力側を結合し、さらに、これらの結合点と中性点
の間にコンデンサを挿入した。そのため、いわゆる半波
ホワード型出力回路を２個並列に設けたこととなる。し
たがって、漏洩自己インダクタンスを減少させつつ、同
一出力電圧を得ることとなる。
「実施例」
以下１本発明の一実施例を第１図により説明する。
ブリッジ型コンバータの基本的回路構成は従来と略同様
で、（１）は直流電源、（２） （３）は開閉素子とし
てのＦＥＴ、（４）は主変圧器、（２１）（２２）はコ
ンデンサである。このような基本的回路において、前記
主変圧器（４）の２次巻線を、同一電圧を得るのに従来
よりも２倍巻回し、これを２分割して（６）（７）とす
る。この２次巻線（６）（７）の両端にそれぞれ整流器
（８）（９）を結合し、これらの整流器（８） （９）
のカソードと主変圧器（４）の中性点（２３）との間に
、前記整流器（８）（９）とカソード側を一致せしめて
転流整流器（２４）（２５）を挿入する。また、２組の
整流器（８）（２４）、（９） （２５）の結合点にそ
れぞれチョークコイル（１０） （２６）を結合し、こ
れらのチョークコイル（１０） （２６）の他端を一点
に結合し、この結合点（２７）と中性点（２３）との間
にコンデンサ（１１）を挿入する。この結果、主変圧器
（４）の２次側に半波ホワード型出力回路を２個並列に
設けたこととなる。
で、（１）は直流電源、（２） （３）は開閉素子とし
てのＦＥＴ、（４）は主変圧器、（２１）（２２）はコ
ンデンサである。このような基本的回路において、前記
主変圧器（４）の２次巻線を、同一電圧を得るのに従来
よりも２倍巻回し、これを２分割して（６）（７）とす
る。この２次巻線（６）（７）の両端にそれぞれ整流器
（８）（９）を結合し、これらの整流器（８） （９）
のカソードと主変圧器（４）の中性点（２３）との間に
、前記整流器（８）（９）とカソード側を一致せしめて
転流整流器（２４）（２５）を挿入する。また、２組の
整流器（８）（２４）、（９） （２５）の結合点にそ
れぞれチョークコイル（１０） （２６）を結合し、こ
れらのチョークコイル（１０） （２６）の他端を一点
に結合し、この結合点（２７）と中性点（２３）との間
にコンデンサ（１１）を挿入する。この結果、主変圧器
（４）の２次側に半波ホワード型出力回路を２個並列に
設けたこととなる。
なお、出力端子（２８） （２９）間には、従来回路と
同様、検出回路（１３） 、アイソレータ（１４） （
１５）を介してＦ Ｅ Ｔ （２） （３）のゲートに
結合されている。
同様、検出回路（１３） 、アイソレータ（１４） （
１５）を介してＦ Ｅ Ｔ （２） （３）のゲートに
結合されている。
つぎに１本発明による回路の作用を説明する。
前記（２）式の漏洩インダクタンスを減少させ。
しかも同一出力電圧（Ｖｏ）を得るため本発明において
は１次巻線（５）に対して２次巻線（６） （７）の巻
数（Ｎ２ 、 ） （ＮＺ□）を従来の２倍にしたので
、２次巻線（６）（７）での発生電圧（Ｖｎ２．）（Ｖ
ｎｚｚ）は、第２図（ｂ） （ｃ）に示すようになり、
これは第７図（ｂ）に示した従来の２倍の電圧が発生し
たことを示し、また通過電流は第３図（ａ）（ｂ）のよ
うになり、これは従来の電流を示す第９図（ａ）（ｂ）
に比し、１／２となる。
は１次巻線（５）に対して２次巻線（６） （７）の巻
数（Ｎ２ 、 ） （ＮＺ□）を従来の２倍にしたので
、２次巻線（６）（７）での発生電圧（Ｖｎ２．）（Ｖ
ｎｚｚ）は、第２図（ｂ） （ｃ）に示すようになり、
これは第７図（ｂ）に示した従来の２倍の電圧が発生し
たことを示し、また通過電流は第３図（ａ）（ｂ）のよ
うになり、これは従来の電流を示す第９図（ａ）（ｂ）
に比し、１／２となる。
以上の点に基づき、２次巻線（６） （７）間、および
１次巻線（５）と２次巻Ａ１１（６）または（７）間の
漏洩インダクタンスを考察すると、２次巻線（６） （
７）の巻数が従来回路の２倍であるから、これら２次巻
線（６） （７）間の電磁的接触面積は２倍となり、２
次巻線（６） （７）間の漏洩インダクタンスは１／２
以下に減少する。さらに切換えターンオフ時の電流は１
／２となるので、（２）式によりその障害発生のエネル
ギーは（１／２）” Ｘ （１／２）で約１／８に減少
する。
１次巻線（５）と２次巻Ａ１１（６）または（７）間の
漏洩インダクタンスを考察すると、２次巻線（６） （
７）の巻数が従来回路の２倍であるから、これら２次巻
線（６） （７）間の電磁的接触面積は２倍となり、２
次巻線（６） （７）間の漏洩インダクタンスは１／２
以下に減少する。さらに切換えターンオフ時の電流は１
／２となるので、（２）式によりその障害発生のエネル
ギーは（１／２）” Ｘ （１／２）で約１／８に減少
する。
また、１次巻線（５）と２次巻線（６） （７）間の漏
洩インダクタンスは巻数比が増大することにより著しく
減少する。通常、５ｖ、１００Ａ級の高周波トランスで
は従来方式の２次巻線は僅が１ターンであり、１次巻線
は１００ｖ系入力で１２〜１５ターン、２００Ｖ系入力
で２４〜３０ターン（いずれもフルブリッジの場合でハ
ーフブリッジではこの半分である。）であり、このよう
な巻数比の場合非結合度と漏洩インダクタンスの存在で
苦慮したのが実態である。
洩インダクタンスは巻数比が増大することにより著しく
減少する。通常、５ｖ、１００Ａ級の高周波トランスで
は従来方式の２次巻線は僅が１ターンであり、１次巻線
は１００ｖ系入力で１２〜１５ターン、２００Ｖ系入力
で２４〜３０ターン（いずれもフルブリッジの場合でハ
ーフブリッジではこの半分である。）であり、このよう
な巻数比の場合非結合度と漏洩インダクタンスの存在で
苦慮したのが実態である。
しかるに、この２次巻線が２ターンになることにより漏
洩インダクタンスは著しく減少する。
洩インダクタンスは著しく減少する。
第５図は主変圧器（４）の入力側をセンタータップとし
た本発明の他の実施例を示すもので、この場合において
も前記実施例と変るところはない。
た本発明の他の実施例を示すもので、この場合において
も前記実施例と変るところはない。
「発明の効果」
本発明は上述のように構成したので°、被破壊関連した
障害は極小となるのみならず、不必要な振動も僅少とな
るので損失もまた大巾に低下する。
障害は極小となるのみならず、不必要な振動も僅少とな
るので損失もまた大巾に低下する。
ちなみに、第３図（ａ） （ｂ） （ｃ）は従来の特性
を示す第９図（ａ） （ｂ） （ｃ）とそれぞれ対応す
るものである。
を示す第９図（ａ） （ｂ） （ｃ）とそれぞれ対応す
るものである。
これからも明らかなように、Ｔ、−Ｔ、間の電流の変化
量は極小となり、したがって（ｃ）のはね返り電圧（Ｖ
、）も極小となる。また、第４図（ａ） （ｂ） （ｃ
）は従来の特性を示す第８図（ａ） （ｂ） （ｃ）と
それぞれ対応するものであるが、第３図（Ｃ）の電圧（
Ｖｎｚ １）または（Ｖｎ２＊）に対応する一次電圧の
はね返りは勿論小さくなるのみならず１次巻線（５）と
２次巻線（６）（７）間の漏洩インダクタンスも小さく
なり、開閉素子の電圧、電流、波形も良好となって上述
の通りの効果を奏するものである。
量は極小となり、したがって（ｃ）のはね返り電圧（Ｖ
、）も極小となる。また、第４図（ａ） （ｂ） （ｃ
）は従来の特性を示す第８図（ａ） （ｂ） （ｃ）と
それぞれ対応するものであるが、第３図（Ｃ）の電圧（
Ｖｎｚ １）または（Ｖｎ２＊）に対応する一次電圧の
はね返りは勿論小さくなるのみならず１次巻線（５）と
２次巻線（６）（７）間の漏洩インダクタンスも小さく
なり、開閉素子の電圧、電流、波形も良好となって上述
の通りの効果を奏するものである。
第１図は本発明による全波型コンバータの第１実施例を
示す電気回路図、第２図は主変圧器の１次側電圧と２次
側電圧の特性図、第３図は２次側電流と２次側電圧の特
性図、第４図は開閉素子への印加電圧、通過電流、１次
巻線通過電流の各特性図、第５図は本発明の他の実施例
の電気回路図、第６図は従来の回路図、第７図は従来の
主変圧器の１次側電圧と２次側電圧の特性図、第８図は
従来回路の開閉素子への印加電圧、通過電流、１次巻線
通過電流の各特性図、第９図は従来回路の２次側電流と
電圧の特性図、第１０図は従来回路の等価回路図、第１
１図は従来回路の１次側電圧と電流の特性図である。 （１）・・・直流電源、（２） （３）・・・開閉素子
、（４）・・・主変圧器、（５）・・・１次巻線、（６
） （７）・・・２次巻線、（８） （９）・・・整流
器、（１０） （２６）・・・チョークコイル、（１１
）・・・コンデンサ、（１２）・・・ろ波回路、（１３
）・・・検出回路、（１４） （１５）・・・アイソレ
ータ、（１６） （１７）・・・スナバ回路、（１８）
・・・負荷、（１９） （２０）・・・整流器、（２１
）（２２）・・・コンデンサ、（２３）・・・中性点、
（２４）（２５）・・・転流整流器。 （２７）・・・結合点、（２８） （２９）・・・出力
端子。
示す電気回路図、第２図は主変圧器の１次側電圧と２次
側電圧の特性図、第３図は２次側電流と２次側電圧の特
性図、第４図は開閉素子への印加電圧、通過電流、１次
巻線通過電流の各特性図、第５図は本発明の他の実施例
の電気回路図、第６図は従来の回路図、第７図は従来の
主変圧器の１次側電圧と２次側電圧の特性図、第８図は
従来回路の開閉素子への印加電圧、通過電流、１次巻線
通過電流の各特性図、第９図は従来回路の２次側電流と
電圧の特性図、第１０図は従来回路の等価回路図、第１
１図は従来回路の１次側電圧と電流の特性図である。 （１）・・・直流電源、（２） （３）・・・開閉素子
、（４）・・・主変圧器、（５）・・・１次巻線、（６
） （７）・・・２次巻線、（８） （９）・・・整流
器、（１０） （２６）・・・チョークコイル、（１１
）・・・コンデンサ、（１２）・・・ろ波回路、（１３
）・・・検出回路、（１４） （１５）・・・アイソレ
ータ、（１６） （１７）・・・スナバ回路、（１８）
・・・負荷、（１９） （２０）・・・整流器、（２１
）（２２）・・・コンデンサ、（２３）・・・中性点、
（２４）（２５）・・・転流整流器。 （２７）・・・結合点、（２８） （２９）・・・出力
端子。
Claims (1)
- （１）直流電源に結合された２個以上の開閉素子を交互
に開閉して主変圧器の１次巻線に交番電圧を印加し、前
記主変圧器の２次巻線の整流ろ波回路により直流出力を
得、この直流出力を検出増幅しアイソレータを介した出
力により前記開閉素子の時比率を制御して目的の直流出
力を得るようにしたコンバータにおいて、前記主変圧器
の２次巻線を２分割し、この２分割した２次巻線の両端
にそれぞれ結合した整流器と、前記主変圧器の中性点と
の間に、前記整流器とそれぞれ出力側を一致せしめて整
流器を結合し、これらの整流器の出力側にそれぞれチョ
ークコイルを介してこれらの出力側を結合し、この結合
点と前記中性点との間にコンデンサを挿入してなること
を特徴とする全波型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1754887A JPS63186561A (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 全波型コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1754887A JPS63186561A (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 全波型コンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63186561A true JPS63186561A (ja) | 1988-08-02 |
Family
ID=11946967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1754887A Pending JPS63186561A (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 全波型コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63186561A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0851566A2 (en) * | 1996-12-26 | 1998-07-01 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter |
| CN102684664A (zh) * | 2012-05-11 | 2012-09-19 | 华中科技大学 | 一种开关触发器 |
| JP2016119752A (ja) * | 2014-12-19 | 2016-06-30 | 株式会社豊田自動織機 | 電力変換装置 |
| US20180351461A1 (en) * | 2017-06-05 | 2018-12-06 | Osram Gmbh | Converter circuit and corresponding method |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53104806A (en) * | 1976-12-02 | 1978-09-12 | Automatic Power Inc | Voltageeconversion charging circuit |
| JPS558239A (en) * | 1978-06-30 | 1980-01-21 | Nec Corp | Power supply circuit |
-
1987
- 1987-01-28 JP JP1754887A patent/JPS63186561A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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