JPH0744837B2 - 少なくとも２つのインバータを備えた回路装置 - Google Patents
少なくとも２つのインバータを備えた回路装置Info
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- JPH0744837B2 JPH0744837B2 JP60098196A JP9819685A JPH0744837B2 JP H0744837 B2 JPH0744837 B2 JP H0744837B2 JP 60098196 A JP60098196 A JP 60098196A JP 9819685 A JP9819685 A JP 9819685A JP H0744837 B2 JPH0744837 B2 JP H0744837B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、少なくとも２つのインバータを備えた回路装
置に関する。この場合、インバータは、その直列分岐路
に配置されたそれぞれ１つの負荷スイッチを有してお
り、該インバータは出力側において１つの共通の負荷に
作動接続されており、かつ入力側では直列接続されてお
り、前記負荷スイッチは、個々のインバータはの入力側
に加わる供給入力直流電圧の分圧電圧に依存して、該分
圧電圧の相対偏差が所定値を越えると該相対偏差が補償
調整されるように比較装置により制御され、個々のイン
バータに設けられ前記負荷スイッチは一定のパルス周波
数で駆動され、パルス幅変調装置は前記比較装置により
制御され、該パルス幅変調装置により、前記インバータ
の相対入力分圧電圧の偏差に従ってインバータのパルス
幅が可変である。
置に関する。この場合、インバータは、その直列分岐路
に配置されたそれぞれ１つの負荷スイッチを有してお
り、該インバータは出力側において１つの共通の負荷に
作動接続されており、かつ入力側では直列接続されてお
り、前記負荷スイッチは、個々のインバータはの入力側
に加わる供給入力直流電圧の分圧電圧に依存して、該分
圧電圧の相対偏差が所定値を越えると該相対偏差が補償
調整されるように比較装置により制御され、個々のイン
バータに設けられ前記負荷スイッチは一定のパルス周波
数で駆動され、パルス幅変調装置は前記比較装置により
制御され、該パルス幅変調装置により、前記インバータ
の相対入力分圧電圧の偏差に従ってインバータのパルス
幅が可変である。
従来の技術 上記の形式の回路装置は、特開昭58−218880号公報によ
りすでに公知である。
りすでに公知である。
インバータ（逆変換装置）を備えた給電気装置は一般に
知られているところである。特に、入力直流電圧（通常
は清流された電源電圧）を比較的高い周波数で、好まし
くは半導体素子として構成されている負荷スイッチを用
い、周期的にインダクタンス素子に接続し、このインダ
クタンス素子で負荷スイッチの不導通相中に消費装置に
給電を行ういわゆるスイッチング給電回路分野におい
て、広汎に用いられている。この種のインバータ給電装
置は２つの基本的な形式に分類される。すなわち、ブロ
ッキング（阻止）インバータと通流インバータである。
これらのインバータは本質的に、インダクタンス素子が
回路の横分岐路に配設されているが縦分岐路に配設され
ているかで異なる。前者（ブロッキングインバータ）の
場合には負荷抵抗は、排他的にインダクタンス素子の放
電電流を給電され、電流休止期間は、負荷抵抗に並列に
接続されたコンデンサによって橋絡される。後者（通流
インバータ）の場合には、負荷抵抗には負荷スイッチ導
通相中に、インダクタンス素子の充電電流が流れ、そし
て負荷スイッチの不導通相中はいわゆるフリーホイール
ダイオードを介してインダクタンス素子の放電電流が流
れる。インバータ回路は一般に、入力回路または出力回
路を電気的に絶縁するためのトランスを備えている。ブ
ロッキングもしくは阻止インバータにおいては、この絶
縁トランスは同時にインダクタンス素子として用いるこ
とができる。
知られているところである。特に、入力直流電圧（通常
は清流された電源電圧）を比較的高い周波数で、好まし
くは半導体素子として構成されている負荷スイッチを用
い、周期的にインダクタンス素子に接続し、このインダ
クタンス素子で負荷スイッチの不導通相中に消費装置に
給電を行ういわゆるスイッチング給電回路分野におい
て、広汎に用いられている。この種のインバータ給電装
置は２つの基本的な形式に分類される。すなわち、ブロ
ッキング（阻止）インバータと通流インバータである。
これらのインバータは本質的に、インダクタンス素子が
回路の横分岐路に配設されているが縦分岐路に配設され
ているかで異なる。前者（ブロッキングインバータ）の
場合には負荷抵抗は、排他的にインダクタンス素子の放
電電流を給電され、電流休止期間は、負荷抵抗に並列に
接続されたコンデンサによって橋絡される。後者（通流
インバータ）の場合には、負荷抵抗には負荷スイッチ導
通相中に、インダクタンス素子の充電電流が流れ、そし
て負荷スイッチの不導通相中はいわゆるフリーホイール
ダイオードを介してインダクタンス素子の放電電流が流
れる。インバータ回路は一般に、入力回路または出力回
路を電気的に絶縁するためのトランスを備えている。ブ
ロッキングもしくは阻止インバータにおいては、この絶
縁トランスは同時にインダクタンス素子として用いるこ
とができる。
インバータの出力電圧は、存在し得る絶縁トランスの変
換比に依存するばかりではなくいわゆる衝撃係数すなわ
ち負荷スイッチが開閉されるパルス衝撃係数（パルスの
持続幅と休止期間との比）にも依存する。したがってこ
の衝撃係数を変えることにより、出力電圧を所定の値に
制御することが可能である。一般には、負荷スイッチを
一定の周波数で駆動して負荷スイッチの閉成パルスもし
くはオンパルスのパルス幅を変調することにより、出力
電圧の上述の制御を行っている。これと関連して、パル
ス幅変調が可能である範囲を、入力電流電圧に依存して
制限して、それにより、用いられている回路素子の過負
荷を阻止することも知られている（ドイツ連邦共和国特
許出願公開第2530631号公報参照）。
換比に依存するばかりではなくいわゆる衝撃係数すなわ
ち負荷スイッチが開閉されるパルス衝撃係数（パルスの
持続幅と休止期間との比）にも依存する。したがってこ
の衝撃係数を変えることにより、出力電圧を所定の値に
制御することが可能である。一般には、負荷スイッチを
一定の周波数で駆動して負荷スイッチの閉成パルスもし
くはオンパルスのパルス幅を変調することにより、出力
電圧の上述の制御を行っている。これと関連して、パル
ス幅変調が可能である範囲を、入力電流電圧に依存して
制限して、それにより、用いられている回路素子の過負
荷を阻止することも知られている（ドイツ連邦共和国特
許出願公開第2530631号公報参照）。
ブロッキングインバータもしくは阻止インバータは一般
に、比較的低い電力の処理に用いられ、他方、通流イン
バータは、中電力および大電力用のスイッチング給電回
路を構成するのに用いられている。特開昭58−218880号
公報によれば、高電力のスイッチング給電回路は、２つ
の通流インバータをそれらの入力側および出力側を並列
接続することにより実現されている。いわゆる「プッシ
ュプル変換器」として知られているこの装置は実質的
に、２つの負荷スイッチを時間的にずらして開閉し、そ
れにより出力電流の波が通常の通流インバータの場合の
２倍の周波数を有することを特徴とする。
に、比較的低い電力の処理に用いられ、他方、通流イン
バータは、中電力および大電力用のスイッチング給電回
路を構成するのに用いられている。特開昭58−218880号
公報によれば、高電力のスイッチング給電回路は、２つ
の通流インバータをそれらの入力側および出力側を並列
接続することにより実現されている。いわゆる「プッシ
ュプル変換器」として知られているこの装置は実質的
に、２つの負荷スイッチを時間的にずらして開閉し、そ
れにより出力電流の波が通常の通流インバータの場合の
２倍の周波数を有することを特徴とする。
インバータを用いて構成された開閉回路網部分により伝
送可能な電力は、一般にはトランジスタから構成される
利用可能な負荷スイッチの許容負荷により制限される。
この開閉素子の許容負荷により制限される限界は、２つ
（または３つ以上）のインバータを上述のようにして並
列に設けることにより克服することができる。伝送可能
な電力を制限する他の因子は給電電源である。従来の開
閉回路網部分は、（整流された）220Vの単相交流電圧電
源から供給されている。現在、負荷スイッチとして使用
可能なスイッチングトランジスタは、2KVしまでの電源
電力に対応する電圧および電流負荷には適している。そ
れより高い電力では、供電電源に許容し得ない悪影響が
生ずる。すなわち、不可避的に大きくなる入力容量が原
因で、非常に高い電流の非線形歪が生ずる。また、非常
に大きい閉成サージ電流が現われる。さらに、単相電源
における零導体は非常に大きな負荷にさらされる。
送可能な電力は、一般にはトランジスタから構成される
利用可能な負荷スイッチの許容負荷により制限される。
この開閉素子の許容負荷により制限される限界は、２つ
（または３つ以上）のインバータを上述のようにして並
列に設けることにより克服することができる。伝送可能
な電力を制限する他の因子は給電電源である。従来の開
閉回路網部分は、（整流された）220Vの単相交流電圧電
源から供給されている。現在、負荷スイッチとして使用
可能なスイッチングトランジスタは、2KVしまでの電源
電力に対応する電圧および電流負荷には適している。そ
れより高い電力では、供電電源に許容し得ない悪影響が
生ずる。すなわち、不可避的に大きくなる入力容量が原
因で、非常に高い電流の非線形歪が生ずる。また、非常
に大きい閉成サージ電流が現われる。さらに、単相電源
における零導体は非常に大きな負荷にさらされる。
上記のような問題点に鑑み、３相電源を介して非常に高
い電力をインバータ装置に供給するのは困難であると考
えられている。たとえば、380Vの電源に接続するとすれ
ば、インバータには相応に高い整流された入力電圧が加
えられることになる。３相電源から給電されるインバー
タ装置と上述の通流インバータ原理にしたがって構成し
た場合には、負荷スイッチとしてのトランジスタには、
約1600Vもの最大コレクターエミッタ電圧が印加される
ことになる。このように高い耐電流能力およびスイッチ
ング速度を有する素子は現在利用不可能である。
い電力をインバータ装置に供給するのは困難であると考
えられている。たとえば、380Vの電源に接続するとすれ
ば、インバータには相応に高い整流された入力電圧が加
えられることになる。３相電源から給電されるインバー
タ装置と上述の通流インバータ原理にしたがって構成し
た場合には、負荷スイッチとしてのトランジスタには、
約1600Vもの最大コレクターエミッタ電圧が印加される
ことになる。このように高い耐電流能力およびスイッチ
ング速度を有する素子は現在利用不可能である。
２つの通流インバータをそれらの入力側で並列に接続す
れば、作動時に所定の給電電源全体で生じる可能性のあ
るピーク電圧よりも小さい許容電圧を有する負荷スイッ
チを用いることができる。これにより現在使用可能な最
大の許容電圧を有するスイッチングトランジスタを用い
ることによって供給入力電圧を大きくすることができ
（したがってたとえば３相電源での作動が可能であ
り）、あるいは比較的低い電圧を有する電源では現在使
用可能な最大許容電圧よりも低い許容電圧を有し、たと
えば著しく高い許容電流を有するスイッチングトランジ
スタを使用することができる。
れば、作動時に所定の給電電源全体で生じる可能性のあ
るピーク電圧よりも小さい許容電圧を有する負荷スイッ
チを用いることができる。これにより現在使用可能な最
大の許容電圧を有するスイッチングトランジスタを用い
ることによって供給入力電圧を大きくすることができ
（したがってたとえば３相電源での作動が可能であ
り）、あるいは比較的低い電圧を有する電源では現在使
用可能な最大許容電圧よりも低い許容電圧を有し、たと
えば著しく高い許容電流を有するスイッチングトランジ
スタを使用することができる。
発明が解決しようとする課題 本発明の課題は、少なくとも２つのインバータを有する
回路装置において、入力電圧が両方のインバータの入力
側へ均等に配分されているときに同時に出力電圧が一定
の値に調整されるように構成することにある。
回路装置において、入力電圧が両方のインバータの入力
側へ均等に配分されているときに同時に出力電圧が一定
の値に調整されるように構成することにある。
課題を解決するための手段および利点 本発明によればこの課題は以下の構成により解決され
る。すなわち、パルス幅変調装置は、入力電圧偏差およ
び／または出力電圧偏差を補償調整する別の調整装置に
制御され、前記の電子的なスイッチは、入力電圧および
／または出力電圧に依存して付加的にパルス幅変調さ
れ、前記インバータは、絶縁トランスを備えた通流イン
バータであり、該絶縁トランスは減磁巻線を備えてお
り、該減磁巻線を介して、所属の負荷スイッチの導通時
相中に前記絶縁トランスに供給された磁化エネルギを所
属の負荷スイッチの遮断時相中に入力源にフィードバッ
クし、個々のインバータの減磁巻線はそれぞれ、一方の
インバータの磁化エネルギが他方のインバータの入力側
にフィードバックされるように他方のインバータの入力
側と接続されていることにより解決される。
る。すなわち、パルス幅変調装置は、入力電圧偏差およ
び／または出力電圧偏差を補償調整する別の調整装置に
制御され、前記の電子的なスイッチは、入力電圧および
／または出力電圧に依存して付加的にパルス幅変調さ
れ、前記インバータは、絶縁トランスを備えた通流イン
バータであり、該絶縁トランスは減磁巻線を備えてお
り、該減磁巻線を介して、所属の負荷スイッチの導通時
相中に前記絶縁トランスに供給された磁化エネルギを所
属の負荷スイッチの遮断時相中に入力源にフィードバッ
クし、個々のインバータの減磁巻線はそれぞれ、一方の
インバータの磁化エネルギが他方のインバータの入力側
にフィードバックされるように他方のインバータの入力
側と接続されていることにより解決される。
この場合、同じ制御装置が、個々の分圧装置の偏差を補
償するためにも、また、出力電圧を調整するためにも用
いられる。パルス幅変調により動作する制御装置は１つ
の共通の比較装置により制御され、上記比較装置によ
り、インバータの少なくとも１つのパルス幅が、このイ
ンバータの相対入力分圧電圧の偏差に従って可変である
ように構成されている。
償するためにも、また、出力電圧を調整するためにも用
いられる。パルス幅変調により動作する制御装置は１つ
の共通の比較装置により制御され、上記比較装置によ
り、インバータの少なくとも１つのパルス幅が、このイ
ンバータの相対入力分圧電圧の偏差に従って可変である
ように構成されている。
制御は、予め定められた限界値を下回る入力分圧電圧が
印加されるインバータの負荷スイッチに対してパルス衝
撃係数を減少するように行うのが有利である。
印加されるインバータの負荷スイッチに対してパルス衝
撃係数を減少するように行うのが有利である。
インバータは絶縁トランスを備えた通流インバータであ
る。この場合、個々のインバータの入力分圧電圧の相対
変動の有効な補償制御は、関連の負荷スイッチの導通相
中関連のトランスから時間エネルギを受け、他方、負荷
スイッチの不導通相中は入力電源にこの磁化エネルギを
フィードバックさせることのできる絶縁トランスの減磁
巻線を、関連のインバータの入力端ではなく他方のイン
バータの入力端に接続して、それにより一方のインバー
タの磁化エネルギを他方のインバータの入力端にフィー
ドバックさせるように構成することによって実現され
る。
る。この場合、個々のインバータの入力分圧電圧の相対
変動の有効な補償制御は、関連の負荷スイッチの導通相
中関連のトランスから時間エネルギを受け、他方、負荷
スイッチの不導通相中は入力電源にこの磁化エネルギを
フィードバックさせることのできる絶縁トランスの減磁
巻線を、関連のインバータの入力端ではなく他方のイン
バータの入力端に接続して、それにより一方のインバー
タの磁化エネルギを他方のインバータの入力端にフィー
ドバックさせるように構成することによって実現され
る。
磁化エネルギのこのような「クロス」フィードバックに
より回路装置の対称性は非常に有効になるので、現存の
制御装置の上述の制御に対して比較的広い交差範囲を設
け、それにより現在の制御装置による電子制御たとえば
パルス幅変調による制御は単に制限機能だけを行い、こ
の制限機能は、磁化エネルギのクロスフィードバックに
よる対称性がもはや十分に達成されないときにはじめて
有効になるようにすることができる。このように入力分
圧電圧の電子的な制御の作用を制限することにより、こ
の制御が比較的小さい偏差で有効にははたらくことは阻
止される。このことは次の理由から殊に有意義である。
すなわち電子制御を用いれば、インバータの出力電圧に
妨害となり得る雑音電圧が重畳し、この雑音電圧を除去
するのに負荷的な費用がかかるからである。
より回路装置の対称性は非常に有効になるので、現存の
制御装置の上述の制御に対して比較的広い交差範囲を設
け、それにより現在の制御装置による電子制御たとえば
パルス幅変調による制御は単に制限機能だけを行い、こ
の制限機能は、磁化エネルギのクロスフィードバックに
よる対称性がもはや十分に達成されないときにはじめて
有効になるようにすることができる。このように入力分
圧電圧の電子的な制御の作用を制限することにより、こ
の制御が比較的小さい偏差で有効にははたらくことは阻
止される。このことは次の理由から殊に有意義である。
すなわち電子制御を用いれば、インバータの出力電圧に
妨害となり得る雑音電圧が重畳し、この雑音電圧を除去
するのに負荷的な費用がかかるからである。
回路装置に用いられる個々のインバータの入力分圧電圧
の「強制対称化」を実施するための回路技術上の詳細
は、特許請求の範囲第２項以下に記述されており、ここ
では説明を簡便にするために再述は省略する。
の「強制対称化」を実施するための回路技術上の詳細
は、特許請求の範囲第２項以下に記述されており、ここ
では説明を簡便にするために再述は省略する。
次に、添付の図面を参照して本発明を詳細に説明する。
実施例 第１図に示されている回路装置は、２つの同じ構成のイ
ンバータUM1およびUM2から構成される。これらインバー
タの各々は、トランジスタT1もしくはT2から成る負荷ス
イッチならびに絶縁トランスTr1,Tr2を備えている。各
負荷スイッチT1もしくはT2は対応する絶縁トランスの１
次回路に設けられている。絶縁トランスTr1もしくはTr2
の２次巻線は、整流器D3もしくはD4を介して互いに並列
に接続されていて、回路装置の出力端子５および６に接
続可能な負荷に共通に作用する。これら出力端子５およ
び６に接続される出力回路には、インダクタンス素子Ｌ
およびフリーホイールダイオードD5ならびにコンデンサ
C3が図示のように接続されている。
ンバータUM1およびUM2から構成される。これらインバー
タの各々は、トランジスタT1もしくはT2から成る負荷ス
イッチならびに絶縁トランスTr1,Tr2を備えている。各
負荷スイッチT1もしくはT2は対応する絶縁トランスの１
次回路に設けられている。絶縁トランスTr1もしくはTr2
の２次巻線は、整流器D3もしくはD4を介して互いに並列
に接続されていて、回路装置の出力端子５および６に接
続可能な負荷に共通に作用する。これら出力端子５およ
び６に接続される出力回路には、インダクタンス素子Ｌ
およびフリーホイールダイオードD5ならびにコンデンサ
C3が図示のように接続されている。
２つのインバータUM1ならびにUM2の絶縁トランスTr1お
よびTr2は、それぞれ減磁巻線W1およびW2を備えてお
り、これらの巻線は整流器D1およびD2を介して、それぞ
れ他方のインバータの入力回路に設けられているコンデ
ンサC2およびC1に接続されている。
よびTr2は、それぞれ減磁巻線W1およびW2を備えてお
り、これらの巻線は整流器D1およびD2を介して、それぞ
れ他方のインバータの入力回路に設けられているコンデ
ンサC2およびC1に接続されている。
負荷スイッチT1およびT2は、共通の制御回路STにより周
波数foで周期的に制御される。この制御はプッシュプル
に行われる。すなわち、２つの負荷スイッチが交互にオ
ン／オフされる。このいわゆる通流インバータで公知の
原理を用いることにより、出力回路には２倍の周波数2f
oの電流パルスが得られる。
波数foで周期的に制御される。この制御はプッシュプル
に行われる。すなわち、２つの負荷スイッチが交互にオ
ン／オフされる。このいわゆる通流インバータで公知の
原理を用いることにより、出力回路には２倍の周波数2f
oの電流パルスが得られる。
負荷スイッチT1およびT2の制御回路STによる制御は、調
整装置REの制御下で行われる。この調整装置REは、出力
端子５および６に現れる出力電圧を監視する。制御回路
STに対する調整装置の制御は、負荷スイッチに対し、一
定の周波数の制御パルスのパルス幅変調で行うのが好ま
しい。
整装置REの制御下で行われる。この調整装置REは、出力
端子５および６に現れる出力電圧を監視する。制御回路
STに対する調整装置の制御は、負荷スイッチに対し、一
定の周波数の制御パルスのパルス幅変調で行うのが好ま
しい。
制御回路STはさらに、２つのインバータの入力コンデン
サC1およびC2に現れる入力電圧成分U1およびU2の制御下
にある。この制御に関しては、第２図を参照し追って詳
述する。
サC1およびC2に現れる入力電圧成分U1およびU2の制御下
にある。この制御に関しては、第２図を参照し追って詳
述する。
２つのインバータUM1およびUM2の互いに直列に接続され
た入力端は、共通の入力端子１および２を介して入力直
流電圧UEが印加される。この電圧UEは、３相電源に接続
された電力整流器から得られる。
た入力端は、共通の入力端子１および２を介して入力直
流電圧UEが印加される。この電圧UEは、３相電源に接続
された電力整流器から得られる。
上述のように第２図に示されている電子制御装置は制御
回路STを入力電圧成分U1およびU2に依存して制御し、測
定回路Ｍ、不足電圧監視回路UWおよびパルス幅変調用比
較回路Ｖから構成されている。なお図示を明瞭にするた
めに、第１図に示す回路装置と第２図に示す回路装置と
の接続は省略してある。
回路STを入力電圧成分U1およびU2に依存して制御し、測
定回路Ｍ、不足電圧監視回路UWおよびパルス幅変調用比
較回路Ｖから構成されている。なお図示を明瞭にするた
めに、第１図に示す回路装置と第２図に示す回路装置と
の接続は省略してある。
第２図の測定回路Ｍは、２つの演算増幅器O1およびO2か
ら構成されている。減算増幅器O1の反転入力端には、入
力電圧成分U1から導出される比例分圧電圧が印加され
る。演算増幅器O1の非反転入力幅には、２つの入力電圧
成分の和（U1＋U2＝UE）から導出される比例測定電圧が
印加され、その結果、演算増幅器O1の出力端には、２つ
の入力信号の差、すなわち入力分圧電圧U2に比例する測
定電圧が現れる。
ら構成されている。減算増幅器O1の反転入力端には、入
力電圧成分U1から導出される比例分圧電圧が印加され
る。演算増幅器O1の非反転入力幅には、２つの入力電圧
成分の和（U1＋U2＝UE）から導出される比例測定電圧が
印加され、その結果、演算増幅器O1の出力端には、２つ
の入力信号の差、すなわち入力分圧電圧U2に比例する測
定電圧が現れる。
測定回路Ｍの演算増幅器O2はインピーダンス変換器とし
ての働きをする。この演算増幅器の非反転入力端には、
インバータUM1の入力分圧電圧U1から派生される比例測
定電圧が印加され、その結果、この演算増幅器の出力端
には対応の抵抗抗の測定電圧が現れる。演算増幅器O1お
よびO2の出力端は、比較回路Ｖの２つの演算増幅器O3お
よびO4の反転入力端および非反転入力端にクロス接続さ
れている。これら演算増幅器において、２つの入力分圧
電圧U1およびU2間の差、すなわち異なった極性を有する
対応の比例測定電圧が増幅される。演算増幅器O3の出力
端には、U2がU1よりも大きい場合に正の出力信号が現
れ、そしてU1がU2よりも大きい場合には負の出力信号が
現れる。演算増幅器O4の出力信号はその逆の極性をと
る。
ての働きをする。この演算増幅器の非反転入力端には、
インバータUM1の入力分圧電圧U1から派生される比例測
定電圧が印加され、その結果、この演算増幅器の出力端
には対応の抵抗抗の測定電圧が現れる。演算増幅器O1お
よびO2の出力端は、比較回路Ｖの２つの演算増幅器O3お
よびO4の反転入力端および非反転入力端にクロス接続さ
れている。これら演算増幅器において、２つの入力分圧
電圧U1およびU2間の差、すなわち異なった極性を有する
対応の比例測定電圧が増幅される。演算増幅器O3の出力
端には、U2がU1よりも大きい場合に正の出力信号が現
れ、そしてU1がU2よりも大きい場合には負の出力信号が
現れる。演算増幅器O4の出力信号はその逆の極性をと
る。
演算増幅器O3およびO4の出力端はそれぞれ、比較器C1お
よびC2の入力端に接続されている。この比較器C1および
C2の他方の入力端には、共通に、のこぎり波電圧が印加
される。比較器C1およびC2の出力端にはしたがって、衝
撃係数（パルス／休止期間の比）が、演算増幅器O3およ
びO4の出力信号に依存するパルス列、すなわち入力分圧
電圧U1およびU2間の差に依存するパルス列が現れる。こ
れらのパルス列は、第１図に示す回路の負荷スイッチT1
およびT2の制御に用いられる。
よびC2の入力端に接続されている。この比較器C1および
C2の他方の入力端には、共通に、のこぎり波電圧が印加
される。比較器C1およびC2の出力端にはしたがって、衝
撃係数（パルス／休止期間の比）が、演算増幅器O3およ
びO4の出力信号に依存するパルス列、すなわち入力分圧
電圧U1およびU2間の差に依存するパルス列が現れる。こ
れらのパルス列は、第１図に示す回路の負荷スイッチT1
およびT2の制御に用いられる。
演算増幅器O1およびO2の出力端はさらに、不足電圧監視
回路UWに接続されている。演算増幅器の出力は、比較器
C3およびC4において基準電圧URと比較される。２つのイ
ンバータUM1およびUM2のうちの少なくとも１つのインバ
ータの入力分圧電圧U1またはU2が予め定められた最小値
を下回ると、対応の比較器C3またはC4の出力端に阻止信
号USが現れ、この信号により回路装置は阻止される。こ
のように不足電圧監視によって、入力電圧が存在しない
場合にインバータUM1およびUM2を危険な状態から保護
し、また一方のインバータが故障した場合に他方のイン
バータが過負荷になるのを阻止する。
回路UWに接続されている。演算増幅器の出力は、比較器
C3およびC4において基準電圧URと比較される。２つのイ
ンバータUM1およびUM2のうちの少なくとも１つのインバ
ータの入力分圧電圧U1またはU2が予め定められた最小値
を下回ると、対応の比較器C3またはC4の出力端に阻止信
号USが現れ、この信号により回路装置は阻止される。こ
のように不足電圧監視によって、入力電圧が存在しない
場合にインバータUM1およびUM2を危険な状態から保護
し、また一方のインバータが故障した場合に他方のイン
バータが過負荷になるのを阻止する。
次に、第１図および第２図に示されている本発明の実施
例の機能に関し簡単に説明する。
例の機能に関し簡単に説明する。
第１図に示されているインバータUM1およびUM2は同じ構
成であると仮定する。さらに、これらのインバータの入
力コンデンサC1およびC2に現れている分圧電圧U1および
U2は互いに等しく且つそれぞれ入力電圧UEの２分の１の
大きさであるとする。この入力電圧UEは、３相電流から
整流により得られる。インバータUM2の負荷スイッチT1
が制御回路STにより導通状態に切り換えられると、入力
電源もしくはコンデンサC1から対応する絶縁トランスTr
1の１次巻線を介して電流が流れる。この絶縁トランス
の２次巻線には電流が誘起され、この電流に対して整流
器D3は順方向に接続されており、したがってインダクタ
ンスＬおよび出力端子５ならびに６と接続された負荷抵
抗に電流が流れる。負荷スイッチT1が再びオフになり、
プッシュプルに動作する他方のインバータUM2の負荷ス
イッチT2がオンになる前に、出力端子５および６に接続
されている負荷が、インダクタンスＬに蓄積されてる磁
気エネルギにより給電される。この電流回路はフリーホ
イールダイオードD5を経て形成される。負荷スイッチT2
がオンになるとただちに、絶縁トランスTr2の２次巻線
からの電流が整流器D4ならびにインダクタンスＬを介し
て、出力端子に接続されている負荷に流れる。フリーホ
イールダイオードは再びオフになる。予め定められた目
標値からの出力電圧UAの偏差が制御装置REによって検出
されて、それにより制御回路STでパルス衝撃係数がそれ
に相応して制御される。
成であると仮定する。さらに、これらのインバータの入
力コンデンサC1およびC2に現れている分圧電圧U1および
U2は互いに等しく且つそれぞれ入力電圧UEの２分の１の
大きさであるとする。この入力電圧UEは、３相電流から
整流により得られる。インバータUM2の負荷スイッチT1
が制御回路STにより導通状態に切り換えられると、入力
電源もしくはコンデンサC1から対応する絶縁トランスTr
1の１次巻線を介して電流が流れる。この絶縁トランス
の２次巻線には電流が誘起され、この電流に対して整流
器D3は順方向に接続されており、したがってインダクタ
ンスＬおよび出力端子５ならびに６と接続された負荷抵
抗に電流が流れる。負荷スイッチT1が再びオフになり、
プッシュプルに動作する他方のインバータUM2の負荷ス
イッチT2がオンになる前に、出力端子５および６に接続
されている負荷が、インダクタンスＬに蓄積されてる磁
気エネルギにより給電される。この電流回路はフリーホ
イールダイオードD5を経て形成される。負荷スイッチT2
がオンになるとただちに、絶縁トランスTr2の２次巻線
からの電流が整流器D4ならびにインダクタンスＬを介し
て、出力端子に接続されている負荷に流れる。フリーホ
イールダイオードは再びオフになる。予め定められた目
標値からの出力電圧UAの偏差が制御装置REによって検出
されて、それにより制御回路STでパルス衝撃係数がそれ
に相応して制御される。
負荷スイッチT1またはT2のオフの期間中、対応する絶縁
トランスに蓄積されている磁気エネルギは巻線W1もしく
はW2を介してそれぞれ他のインバータの入力コンデンサ
C2もしくはC1にフィードバックされる。この「クロス」
フィードバックにより、運転の対称性が確保される。す
なわち、インバータのうちの一方の入力電圧、たとえば
インバータUM1の入力電圧U1が何らかの理由から他方の
インバータの入力電圧よりも大きくなった場合には、こ
の他方のインバータの入力電圧はフィードバック電圧分
だけ増大され、それにより動作の対称性が確保される。
磁化エネルギの大きさは瞬時入力電圧の２乗に比例する
ので、この補償は非常に有意義である。つまり、瞬時的
に高い入力電圧を受けるインバータは、それに対応し
て、瞬時的に低い入力電圧のインバータにより多くの電
流を供給するのである。
トランスに蓄積されている磁気エネルギは巻線W1もしく
はW2を介してそれぞれ他のインバータの入力コンデンサ
C2もしくはC1にフィードバックされる。この「クロス」
フィードバックにより、運転の対称性が確保される。す
なわち、インバータのうちの一方の入力電圧、たとえば
インバータUM1の入力電圧U1が何らかの理由から他方の
インバータの入力電圧よりも大きくなった場合には、こ
の他方のインバータの入力電圧はフィードバック電圧分
だけ増大され、それにより動作の対称性が確保される。
磁化エネルギの大きさは瞬時入力電圧の２乗に比例する
ので、この補償は非常に有意義である。つまり、瞬時的
に高い入力電圧を受けるインバータは、それに対応し
て、瞬時的に低い入力電圧のインバータにより多くの電
流を供給するのである。
２つの入力分圧電圧U1およびU2の非対称度が予め定めら
れた交差範囲の限界値を越えた場合には、第２図に示さ
れている回路が作動される。演算増幅器O1およびO2の出
力端に現れる入力分圧電圧U1およびU2に比例する測定電
圧は、演算増幅器O3およびO4で互いに減算される。その
結果を生ずる差で、比較器C1およびC2によりパルス幅変
調が行われ、入力分圧電圧が降下している方のインバー
タの負荷スイッチのオンフェーズは短縮される。他方の
インバータは影響を受けない。オンフェーズの短縮によ
り、対応する入力コンデンサから取出される電流は減少
し、その結果、上記の非対称性は少なくとも部分的に軽
減される。２つのインバータのうちの一方の入力電圧ま
たは２つのインバータの入力電圧が限界電圧より降下し
た場合には比較器C3および／またはC4が装置の遮断を行
う。
れた交差範囲の限界値を越えた場合には、第２図に示さ
れている回路が作動される。演算増幅器O1およびO2の出
力端に現れる入力分圧電圧U1およびU2に比例する測定電
圧は、演算増幅器O3およびO4で互いに減算される。その
結果を生ずる差で、比較器C1およびC2によりパルス幅変
調が行われ、入力分圧電圧が降下している方のインバー
タの負荷スイッチのオンフェーズは短縮される。他方の
インバータは影響を受けない。オンフェーズの短縮によ
り、対応する入力コンデンサから取出される電流は減少
し、その結果、上記の非対称性は少なくとも部分的に軽
減される。２つのインバータのうちの一方の入力電圧ま
たは２つのインバータの入力電圧が限界電圧より降下し
た場合には比較器C3および／またはC4が装置の遮断を行
う。
第１図において、接続端子１および４もしくは２および
３間の破線で表わした接続で示される切換機能が設けら
れる。この接続が有効になり、入力端子３と４との間の
接続が遮断されると、２つのインバータUM1およびUM2の
入力端は直列ではなく互いに並列に接続される。このよ
うにして、インバータ装置は相応に低い電源電圧で駆動
され、通流インバータとして動作する。
３間の破線で表わした接続で示される切換機能が設けら
れる。この接続が有効になり、入力端子３と４との間の
接続が遮断されると、２つのインバータUM1およびUM2の
入力端は直列ではなく互いに並列に接続される。このよ
うにして、インバータ装置は相応に低い電源電圧で駆動
され、通流インバータとして動作する。
本発明は上述の実施例に限定されるものではない。本発
明をたとえば、入力端が直列に接続された２つ以上のイ
ンバータから構成することができ、この際に相応の監視
装置により、個々のインバータの入力電圧が許容最大値
を越えないように制御することができる。対応の電圧補
償は、場合により存在する制御装置を用いて出力電圧変
動を補償するように行うこともできるし、あるいは特別
の制御装置を用いて上記補償を行うことができる。
明をたとえば、入力端が直列に接続された２つ以上のイ
ンバータから構成することができ、この際に相応の監視
装置により、個々のインバータの入力電圧が許容最大値
を越えないように制御することができる。対応の電圧補
償は、場合により存在する制御装置を用いて出力電圧変
動を補償するように行うこともできるし、あるいは特別
の制御装置を用いて上記補償を行うことができる。
入力分圧電圧は、必ずしも等しくする必要はなく、用い
られる開閉要素の負荷容量に従い互いに異なっていても
よい。
られる開閉要素の負荷容量に従い互いに異なっていても
よい。
本発明は、特に大きな出力のインバータ装置に適用可能
であり、特にプッシュプル形通流インバータに適用する
ことができるが、しかしながら、本発明はそれに限定さ
れるものではない。
であり、特にプッシュプル形通流インバータに適用する
ことができるが、しかしながら、本発明はそれに限定さ
れるものではない。
本発明はまた、たとえばブロッキングインバータのよう
な他のインバータ装置であって、このインバータ装置
を、使用されている半導体素子の許容負荷電圧よりも高
い入力電圧で駆動する場合とか、あるいは入力電圧が使
用可能な構成要素の許容負荷電圧よりも高くはないが構
造上の理由から、この構成要素を比較的小さい負荷で使
用する必要があるような場合に、有利に適用できる。
な他のインバータ装置であって、このインバータ装置
を、使用されている半導体素子の許容負荷電圧よりも高
い入力電圧で駆動する場合とか、あるいは入力電圧が使
用可能な構成要素の許容負荷電圧よりも高くはないが構
造上の理由から、この構成要素を比較的小さい負荷で使
用する必要があるような場合に、有利に適用できる。
個々の入力分圧電圧の偏差を補償制御する目的で用いら
れているインバータの通流率の制御を、必ずしもパルス
幅変調で行う必要はない。他の制御方式も利用可能であ
る。また、ここに開示した実施例の場合のように、プッ
シュプル形通流インバータ装置において可能なクロス磁
気クロスフィードバック結合を入力分圧電圧の電子的制
御と組合わせることは必ずしも必要ではない。２つの制
御を個々に行うことも可能である。
れているインバータの通流率の制御を、必ずしもパルス
幅変調で行う必要はない。他の制御方式も利用可能であ
る。また、ここに開示した実施例の場合のように、プッ
シュプル形通流インバータ装置において可能なクロス磁
気クロスフィードバック結合を入力分圧電圧の電子的制
御と組合わせることは必ずしも必要ではない。２つの制
御を個々に行うことも可能である。
第１図は、出力端が並列に、そして入力端が直列に接続
された２つのプッシュプル形通流インバータを備えた本
発明による回路装置の原理的回路図、そして第２は、第
１図に示されている回路装置において用いられている２
つのインバータの入力分圧電圧の電子的対称性を制御す
るための回路装置の詳細な回路図である。 UM1,UM2……インバータ、T1,T2……トランジスタ、Tr1,
Tr2……絶縁トランス、Ｄ……整流器、Ｌ……インダク
タンス、Ｃ……蓄積コンデンサ、Ｗ…電磁巻線、ST……
制御回路、fo……周波数、Ｕ……入力電圧成分、UE……
入力直流電圧、Ｍ……測定回路、UW……不足電圧監視回
路、Ｖ……パルス幅変調用比較器、Ｏ……演算増幅器、
C1,C2,C3,C4……比較器、US……阻止信号、UA……出力
電圧、RE……制御装置
された２つのプッシュプル形通流インバータを備えた本
発明による回路装置の原理的回路図、そして第２は、第
１図に示されている回路装置において用いられている２
つのインバータの入力分圧電圧の電子的対称性を制御す
るための回路装置の詳細な回路図である。 UM1,UM2……インバータ、T1,T2……トランジスタ、Tr1,
Tr2……絶縁トランス、Ｄ……整流器、Ｌ……インダク
タンス、Ｃ……蓄積コンデンサ、Ｗ…電磁巻線、ST……
制御回路、fo……周波数、Ｕ……入力電圧成分、UE……
入力直流電圧、Ｍ……測定回路、UW……不足電圧監視回
路、Ｖ……パルス幅変調用比較器、Ｏ……演算増幅器、
C1,C2,C3,C4……比較器、US……阻止信号、UA……出力
電圧、RE……制御装置
Claims (3)
- 【請求項１】少なくとも２つのインバータ（UM1,UM2）
が設けられており、該インバータは、その直列分岐路に
配置されたそれぞれ１つの負荷スイッチを有しており、
該インバータは出力側において１つの共通の負荷に作動
接続されており、かつ入力側では直列接続されており、 前記負荷スイッチは、個々のインバータの入力側に加わ
る供給入力直流電圧（UE）の分圧電圧（U1,U2）に依存
して、該分圧電圧の相対偏差が所定値を越えると該相対
偏差が補償調整されるように比較装置により制御され、 個々のインバータ（UM1,UM2）に設けられ前記負荷スイ
ッチは一定のパルス周波数（fo）で駆動され、 パルス幅変調装置（ST）は前記比較装置により制御さ
れ、該パルス幅変調装置（ST）により、前記インバータ
の相対入力分圧電圧（U1ないしU2）の偏差に従ってイン
バータ（UM1,UM2）のパルス幅が可変である、 少なくとも２つのインバータを備えた回路装置におい
て、 前記パルス幅変調装置（ST）は、入力電圧偏差および／
または出力電圧偏差を補償調整する別の調整装置に制御
され、 前記の電子的なスイッチは、入力電圧および／または出
力電圧（UA）に依存して付加的にパルス幅変調され、 前記インバータは、絶縁トランス（TV1,TV2）を備えた
通流インバータであり、該絶縁トランスは減磁巻線（W
1,W2）を備えており、該減磁巻線を介して、所属の負荷
スイッチ（T1,T2）の導通時相中に前記絶縁トランスに
供給された磁化エネルギを所属の負荷スイッチ（T1また
はT2）の遮断時相中に入力源（C1,C2）にフィードバッ
クし、 個々のインバータの減磁巻線はそれぞれ、一方のインバ
ータの磁化エネルギが他方のインバータの入力側にフィ
ードバックされるように他方のインバータの入力側と接
続されていることを特徴とする、 少なくとも２つのインバータを備えた回路装置。 - 【請求項２】２つの通流インバータ（UM1,UM2）を設
け、比較装置（Ｖ）に測定回路（Ｍ）を設け、該測定回
路において、直列に接続されたインバータ入力端に印加
される和電圧（UE＝U1＋U2）とインバータ入力端の１つ
に印加される分圧電圧（U1）から減算により第２の入力
分圧電圧（U2）を求めて該測定回路の出力端に、２つの
インバータの入力分圧電圧に比例する制御電圧を発生
し、該制御電圧をそれぞれ２つの比較器（C1,C2）に供
給し、該比較器は前記２つのインバータのパルス幅変調
器を、一方のインバータの入力分圧電圧よりも小さい方
の入力分圧電圧のインバータのパルス衝撃係数を減少す
るように制御する、特許請求の範囲第１項記載の回路装
置。 - 【請求項３】前記パルス幅変調装置（ST）はさらに不足
電圧監視装置（UW）を有しており、該不足電圧監視装置
において個々のインバータ（UM1,UM2）の入力分圧電圧
（U1,U2）に比例する測定電圧を基準電圧（UR）と比較
して、インバータのうちの一方の入力分圧電圧が予め定
められた最小値を下回った時に総てのインバータを停止
する、特許請求の範囲第１項または第２項記載の回路装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3417356 | 1984-05-10 | ||
| DE3417356.0 | 1984-05-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6118367A JPS6118367A (ja) | 1986-01-27 |
| JPH0744837B2 true JPH0744837B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=6235482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60098196A Expired - Lifetime JPH0744837B2 (ja) | 1984-05-10 | 1985-05-10 | 少なくとも２つのインバータを備えた回路装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4669039A (ja) |
| EP (1) | EP0162374B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0744837B2 (ja) |
| AT (1) | ATE46233T1 (ja) |
| DE (1) | DE3572900D1 (ja) |
| NO (1) | NO165089C (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4730122A (en) * | 1986-09-18 | 1988-03-08 | International Business Machines Corporation | Power supply adapter systems |
| JPS6436999U (ja) * | 1987-08-31 | 1989-03-06 | ||
| JPS6436998U (ja) * | 1987-08-31 | 1989-03-06 | ||
| US4814963A (en) * | 1987-09-30 | 1989-03-21 | Spectra Physics | Modular power supply with variable input voltage and output voltage flyback power modules |
| SE467384B (sv) * | 1990-10-24 | 1992-07-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett och kopplingsanordning foer att vid omriktare balansera ingaangs- och/eller utgaangsspaenningsavvikelser |
| US5173846A (en) * | 1991-03-13 | 1992-12-22 | Astec International Ltd. | Zero voltage switching power converter |
| JPH0578595U (ja) * | 1992-03-30 | 1993-10-26 | 真理子 増田 | 色鉛筆スタンド |
| WO1993024987A1 (en) * | 1992-06-02 | 1993-12-09 | Astec International Limited | Dual active clamp power converter |
| US5331539A (en) * | 1992-12-01 | 1994-07-19 | Pitney Bowes Inc. | Mailing machine including multiple channel pulse width modulated signal circuit |
| DE9403447U1 (de) * | 1994-03-01 | 1994-04-28 | Siemens Ag | Energieversorgungseinrichtung für Reisezugwagen |
| TW417349B (en) * | 1994-11-16 | 2001-01-01 | Siemens Ag Oesterreich | Converter circuit |
| JP5112359B2 (ja) * | 2009-02-18 | 2013-01-09 | オリジン電気株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5457559B2 (ja) | 2010-07-30 | 2014-04-02 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR96147E (fr) * | 1967-09-14 | 1972-05-19 | Ibm | Convertisseur améliore de courant continu en courant continu avec alimentation constante vers la charge. |
| DE1921357A1 (de) * | 1969-04-26 | 1970-11-12 | Licentia Gmbh | Gleichspannungswandler |
| DE2530631A1 (de) * | 1975-07-09 | 1977-01-20 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung fuer geregelte gleichspannungsumrichter |
| DE2649087C2 (de) * | 1976-10-28 | 1983-02-24 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Stromversorgungseinrichtung mit zwei ausgangsseitig parallelgeschalteten, geregelten Stromversorgungsgeräten |
| US4062057A (en) * | 1977-04-15 | 1977-12-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Regulated power supply having a series arrangement of inverters |
| DE2738838A1 (de) * | 1977-08-29 | 1979-03-08 | Siemens Ag | Gleichspannungswandler und verfahren zu seinem betrieb |
| DE2819676A1 (de) * | 1978-05-05 | 1979-12-20 | Bbc Brown Boveri & Cie | Schalt-netzteil fuer hohe eingangsspannungen |
| US4195333A (en) * | 1978-05-30 | 1980-03-25 | General Electric Company | DC to DC voltage converter |
| US4339704A (en) * | 1980-07-07 | 1982-07-13 | General Electric Company | Series parallel transition for power supply |
| US4347558A (en) * | 1981-04-02 | 1982-08-31 | Rockwell International Corporation | Voltage balance control for split capacitors in half bridge DC to DC converter |
| DE3133578A1 (de) * | 1981-08-25 | 1983-03-17 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Eintakt-durchflusswandler |
| JPS58218880A (ja) * | 1982-06-11 | 1983-12-20 | Kikusui Denshi Kogyo Kk | インバ−タ回路 |
| SU1065997A2 (ru) * | 1982-09-01 | 1984-01-07 | Винницкий Завод Радиотехнической Аппаратуры | Преобразователь посто нного напр жени |
-
1985
- 1985-05-08 DE DE8585105652T patent/DE3572900D1/de not_active Expired
- 1985-05-08 EP EP85105652A patent/EP0162374B1/de not_active Expired
- 1985-05-08 AT AT85105652T patent/ATE46233T1/de not_active IP Right Cessation
- 1985-05-08 US US06/731,738 patent/US4669039A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-05-09 NO NO851857A patent/NO165089C/no unknown
- 1985-05-10 JP JP60098196A patent/JPH0744837B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO165089B (no) | 1990-09-10 |
| NO851857L (no) | 1985-11-11 |
| NO165089C (no) | 1990-12-19 |
| EP0162374B1 (de) | 1989-09-06 |
| JPS6118367A (ja) | 1986-01-27 |
| ATE46233T1 (de) | 1989-09-15 |
| US4669039A (en) | 1987-05-26 |
| DE3572900D1 (en) | 1989-10-12 |
| EP0162374A1 (de) | 1985-11-27 |
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