JPH0320046Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0320046Y2 JPH0320046Y2 JP1984145205U JP14520584U JPH0320046Y2 JP H0320046 Y2 JPH0320046 Y2 JP H0320046Y2 JP 1984145205 U JP1984145205 U JP 1984145205U JP 14520584 U JP14520584 U JP 14520584U JP H0320046 Y2 JPH0320046 Y2 JP H0320046Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- circuit
- switching element
- output
- power source
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- 238000003466 welding Methods 0.000 claims description 20
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本考案はアーク溶接に適した直流溶接電源に関
するものであり、特に商用交流電源を一旦直流に
変換し、この直流を高周波スイツチング回路を用
いたDC−DCコンバータによつて溶接に適した直
流出力を得るようにした方式のアーク溶接用直流
電源に関するものである。
するものであり、特に商用交流電源を一旦直流に
変換し、この直流を高周波スイツチング回路を用
いたDC−DCコンバータによつて溶接に適した直
流出力を得るようにした方式のアーク溶接用直流
電源に関するものである。
従来のDC−DCコンバータ方式のアーク溶接電
源としては、直流電源をインバータにより高周波
交流に変換し、この高周波交流を変圧器結合によ
り取り出して整流して直流出力を得るように構成
されたものが提案されている。（例えば特開昭52
−131954号、特開昭60−64765号） 第３図にその一例をブロツク図にて示す。同図
において１は直流電源であり図示しない交流電源
から電力を得る通常の整流回路、蓄電池、直流発
電機等である。２は直流電源１の出力を高周波交
流に変換するインバータ回路、３はインバータ回
路２の出力を取り出し溶接に適した電圧に変換す
る変圧器、４は整流回路、５はアーク溶接に適し
た電流変化の時定数を得るための直流リアクト
ル、６は溶接負荷、７はインバータ回路２の制御
回路である。これらのうちインバータ回路２とし
ては第４図ａに示すように高周波パワートランジ
スタTR１ないしTR４を用いたブリツジ式のも
の、あるいは第４図ｂに示すようにセンタータツ
プ付の一次巻線を有する出力変圧器３とパワート
ランジスタTR５，TR６とから成るプツシユプ
ル方式などが用いられている。このように構成し
た結果変圧器部分で取扱う周波数が高いために電
源装置中で物理的にも経済的にも最も大きな部分
を占める変圧器および出力平滑回路を極端に小形
軽量化することができる。しかしこれらの従来装
置は出力の取り出しに変圧器を用いることから次
のような重大な欠点を有するものである。
源としては、直流電源をインバータにより高周波
交流に変換し、この高周波交流を変圧器結合によ
り取り出して整流して直流出力を得るように構成
されたものが提案されている。（例えば特開昭52
−131954号、特開昭60−64765号） 第３図にその一例をブロツク図にて示す。同図
において１は直流電源であり図示しない交流電源
から電力を得る通常の整流回路、蓄電池、直流発
電機等である。２は直流電源１の出力を高周波交
流に変換するインバータ回路、３はインバータ回
路２の出力を取り出し溶接に適した電圧に変換す
る変圧器、４は整流回路、５はアーク溶接に適し
た電流変化の時定数を得るための直流リアクト
ル、６は溶接負荷、７はインバータ回路２の制御
回路である。これらのうちインバータ回路２とし
ては第４図ａに示すように高周波パワートランジ
スタTR１ないしTR４を用いたブリツジ式のも
の、あるいは第４図ｂに示すようにセンタータツ
プ付の一次巻線を有する出力変圧器３とパワート
ランジスタTR５，TR６とから成るプツシユプ
ル方式などが用いられている。このように構成し
た結果変圧器部分で取扱う周波数が高いために電
源装置中で物理的にも経済的にも最も大きな部分
を占める変圧器および出力平滑回路を極端に小形
軽量化することができる。しかしこれらの従来装
置は出力の取り出しに変圧器を用いることから次
のような重大な欠点を有するものである。
即ち、従来の装置は上記のように正および負の
各半波をそれぞれトランジスターTR１とTR２
（またはTR５）およびトランジスターTR３と
TR４（またはTR６）を交互にON−OFFするこ
とによつて変圧器３に矩形波状の交流出力を得る
ものであるために、この正負の両期間に差がある
こと、この差に相当する直流分によつて変圧器の
鉄心が次第に偏磁されてついには飽和してしまう
ことになる。この変圧器の鉄心が飽和すると励磁
電流が極端に大きくなり、これに直列接続されて
いるスイツチング素子が直ちに破壊されてしまう
大事故になる。特にアーク溶接用電源は数百アン
ペアに及ぶ大電流出力が要求され、これに対して
高周波パワートランジスタは未だこれを単一の素
子で負担することができる程大容量のものは得ら
れていないので複数個の素子を並列接続すること
が必要となり、定常状態においても各トランジス
タの特性差から導通時間のバラツキが起りやす
い。さらにアーク溶接においては出力電流の調整
範囲が数アンペアから数百アンペアまでと極めて
広く、かつ溶接負荷は無負荷から短絡、アーク発
生等の極端な負荷変動が頻繁にかつ急激に発生す
る極めて不安定な負荷であり、これに対して通常
は出力を設定値に保つようにフイードバツク制御
を行つているから、常に制御系は過渡状態にあ
る。このために出力変圧器の入力電圧は正負アン
バランスとなることが避けられず、鉄心の飽和が
起りやすいものである。これらに対する予防策と
して一般に行なわれている方法は第４図ａに示し
たように出力電圧を直列コンデンサを介して変圧
器に供給するものであるが、この方法は出力電流
のすべてを通過させるだけの大容量の交流コンデ
ンサが必要となり、また急激な変化に対しては十
分効用を発揮しないものである。しかもこのコン
デンサに蓄えられる直流分電荷をうまく放出して
やる工夫が必要となる。また鉄心が飽和したとき
にこれを検出して動作を停止させるようにしたも
のもあるが、回路が複雑となるばかりではなく、
回路の動作遅れに対してスイツチング素子が破壊
されない程度にスイツチング素子の容量に余裕を
もたせることが必要となり、コスト高となる。
各半波をそれぞれトランジスターTR１とTR２
（またはTR５）およびトランジスターTR３と
TR４（またはTR６）を交互にON−OFFするこ
とによつて変圧器３に矩形波状の交流出力を得る
ものであるために、この正負の両期間に差がある
こと、この差に相当する直流分によつて変圧器の
鉄心が次第に偏磁されてついには飽和してしまう
ことになる。この変圧器の鉄心が飽和すると励磁
電流が極端に大きくなり、これに直列接続されて
いるスイツチング素子が直ちに破壊されてしまう
大事故になる。特にアーク溶接用電源は数百アン
ペアに及ぶ大電流出力が要求され、これに対して
高周波パワートランジスタは未だこれを単一の素
子で負担することができる程大容量のものは得ら
れていないので複数個の素子を並列接続すること
が必要となり、定常状態においても各トランジス
タの特性差から導通時間のバラツキが起りやす
い。さらにアーク溶接においては出力電流の調整
範囲が数アンペアから数百アンペアまでと極めて
広く、かつ溶接負荷は無負荷から短絡、アーク発
生等の極端な負荷変動が頻繁にかつ急激に発生す
る極めて不安定な負荷であり、これに対して通常
は出力を設定値に保つようにフイードバツク制御
を行つているから、常に制御系は過渡状態にあ
る。このために出力変圧器の入力電圧は正負アン
バランスとなることが避けられず、鉄心の飽和が
起りやすいものである。これらに対する予防策と
して一般に行なわれている方法は第４図ａに示し
たように出力電圧を直列コンデンサを介して変圧
器に供給するものであるが、この方法は出力電流
のすべてを通過させるだけの大容量の交流コンデ
ンサが必要となり、また急激な変化に対しては十
分効用を発揮しないものである。しかもこのコン
デンサに蓄えられる直流分電荷をうまく放出して
やる工夫が必要となる。また鉄心が飽和したとき
にこれを検出して動作を停止させるようにしたも
のもあるが、回路が複雑となるばかりではなく、
回路の動作遅れに対してスイツチング素子が破壊
されない程度にスイツチング素子の容量に余裕を
もたせることが必要となり、コスト高となる。
このように従来の装置では、保護対策が不可欠
であり、コスト高、装置の複雑化がさけられず、
しかも不完全なものであるから結局は出力定格容
量をスイツチング素子の容量に比較して割引いた
低い値に設定せざるを得ず、小形軽量化を特徴と
するDC−DCコンバータ方式の溶接電源の利点を
大きく損うものであつた。
であり、コスト高、装置の複雑化がさけられず、
しかも不完全なものであるから結局は出力定格容
量をスイツチング素子の容量に比較して割引いた
低い値に設定せざるを得ず、小形軽量化を特徴と
するDC−DCコンバータ方式の溶接電源の利点を
大きく損うものであつた。
本考案は、直流電源に対して順方向極性のスイ
ツチング素子と逆極性の整流素子との直列回路を
２系統並列に接続し、かつ第１の直列回路と第２
の直列回路とはスイツチング素子と整流素子との
接続順序を逆とし、両直列回路の中点間に出力変
圧器の一次巻線を接続するとともに変圧器の２次
回路には半波整流回路と平滑回路とを設けて、両
スイツチング素子を同時にON−OFF制御するこ
とによつて上記従来装置の欠点を解決したもので
ある。
ツチング素子と逆極性の整流素子との直列回路を
２系統並列に接続し、かつ第１の直列回路と第２
の直列回路とはスイツチング素子と整流素子との
接続順序を逆とし、両直列回路の中点間に出力変
圧器の一次巻線を接続するとともに変圧器の２次
回路には半波整流回路と平滑回路とを設けて、両
スイツチング素子を同時にON−OFF制御するこ
とによつて上記従来装置の欠点を解決したもので
ある。
本考案は上記の構成としたのでスイツチング素
子が遮断されたときに変圧器鉄心が先に励磁され
た直流電源の電圧まで正確に逆方向に励磁される
ので鉄心はスイツチング素子のON−OFFの１週
期毎に完全にリセツトされることになり、定常出
力時はもちろん出力が急変動する過渡期において
も鉄心に偏磁が発生することは全くなくなり、出
力変圧器の鉄心飽和に基因するスイツチング素子
の破壊は全く発生しないものである。
子が遮断されたときに変圧器鉄心が先に励磁され
た直流電源の電圧まで正確に逆方向に励磁される
ので鉄心はスイツチング素子のON−OFFの１週
期毎に完全にリセツトされることになり、定常出
力時はもちろん出力が急変動する過渡期において
も鉄心に偏磁が発生することは全くなくなり、出
力変圧器の鉄心飽和に基因するスイツチング素子
の破壊は全く発生しないものである。
第１図に本考案の実施例の接続図を示す。同図
においてＳ１，Ｓ２はスイツチング素子であり、
トランジスタあるいはゲートターンオフサイリス
タなどが用いられる。Ｄ１，Ｄ２は整流素子であ
り、スイツチング素子Ｓ１と整流素子Ｄ１および
スイツチング素子Ｓ２と整流素子Ｄ２とはそれぞ
れ第１および第２の直列回路を構成しており、直
流電源１に対して並列接続されている。また第１
および第２の直列回路は図示のようにその極性お
よび接続順序が定められている。３は第１および
第２の各直列回路の中点に一次側が接続された変
圧器であり、第４図ａに示した変圧器と同様のも
のである。Ｄ３は変圧器３の出力を半波整流する
ための整流素子、Ｄ４はフライホイール用ダイオ
ードであり、直流リアクトル５とともに出力平滑
回路を構成している。また８はスイツチング素子
Ｓ１およびＳ２を同時に開閉するための制御回路
である。第２図ａないしｆは第１図の実施例の各
部の波形を模式的に示した線図であり、ａはスイ
ツチング素子Ｓ１およびＳ２の導通、遮断状態を
示し、ｂは変圧器３の一次端子電圧VP、ｃは同
２次端子電圧VS、ｄは半波整流後即ち整流素子
Ｄ４の端子電圧VL、ｅは溶接負荷６に流れる電
流即ち溶接電流IO、ｆは溶接負荷６の端子電圧即
ち溶接電圧VOをそれぞれ時間的変化にて示して
ある。第１図の実施例において時刻ｔ＝T1にて
スイツチング素子Ｓ１とＳ２とを第２図ａのよう
に同時に導通させると直流電源１からスイツチン
グ素子Ｓ１、変圧器３の一次巻線、スイツチング
素子Ｓ２、直流電源１の順路で電流が流れ変圧器
３の鉄心を励磁する。この励磁により変圧器３に
は図示の方向の電圧が第２図ｂおよびｃのように
現われる。このときの変圧器出力電圧VSは整流
素子Ｄ３にて半波整流されて直流リアクトル５を
経て溶接負荷６に供給されて電流IOが流れる。時
刻ｔ＝T2にスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２を同時
に遮断すると変圧器３はスイツチング素子Ｓ１，
Ｓ２の導通期間に変圧器３に蓄えたエネルギーに
よつて逆方向の電圧を第２図ｂのように発生す
る。この電圧は変圧器３の２次回路が半波整流回
路であるので遮断状態であり、このために誘起電
圧（逆方向電圧VP）は急激に上昇し電源電圧Ｅ
に達したところで整流素子Ｄ１およびＤ２が順バ
イアスとなつて導通する。直流電源１の内部イン
ピーダンスは通常小さいので変圧器３の誘起電圧
はこの電源電圧に略等しい値に落着くことにな
る。この逆電圧によつて変圧器３の鉄心はリセツ
トされ、先に蓄積したエネルギーを放出し切つた
時点で逆電圧は零となる。この間溶接負荷には先
のスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２が導通していた期
間にリアクトル５に蓄えられていたエネルギーが
フライホイール用ダイオードＤ４を通じて放出さ
れて、溶接負荷６には第２図ｅ，ｆに示すように
平滑された電力が供給されることになる。逆電圧
が零になつた後の時刻ｔ＝T3に再びスイツチン
グ素子Ｓ１およびＳ２が同時に導通すると再び変
圧器３は直流電源１によつて励磁されて先の時刻
ｔ＝T1からの動作がくりかえされる。なお、上
記実施例においては制御回路８としては特に説明
しなかつたがスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２をデユ
テイが50％以下となる所定の導通時間率で開閉制
御するものであれば何でもよく、また図示は省略
したが出力電圧または出力電流をフイードバツク
して基準値と比較しその差信号によつて導通時間
を定めるようにして、定電圧出力または定電流出
力を得るようにしてもよいのはもちろんである。
においてＳ１，Ｓ２はスイツチング素子であり、
トランジスタあるいはゲートターンオフサイリス
タなどが用いられる。Ｄ１，Ｄ２は整流素子であ
り、スイツチング素子Ｓ１と整流素子Ｄ１および
スイツチング素子Ｓ２と整流素子Ｄ２とはそれぞ
れ第１および第２の直列回路を構成しており、直
流電源１に対して並列接続されている。また第１
および第２の直列回路は図示のようにその極性お
よび接続順序が定められている。３は第１および
第２の各直列回路の中点に一次側が接続された変
圧器であり、第４図ａに示した変圧器と同様のも
のである。Ｄ３は変圧器３の出力を半波整流する
ための整流素子、Ｄ４はフライホイール用ダイオ
ードであり、直流リアクトル５とともに出力平滑
回路を構成している。また８はスイツチング素子
Ｓ１およびＳ２を同時に開閉するための制御回路
である。第２図ａないしｆは第１図の実施例の各
部の波形を模式的に示した線図であり、ａはスイ
ツチング素子Ｓ１およびＳ２の導通、遮断状態を
示し、ｂは変圧器３の一次端子電圧VP、ｃは同
２次端子電圧VS、ｄは半波整流後即ち整流素子
Ｄ４の端子電圧VL、ｅは溶接負荷６に流れる電
流即ち溶接電流IO、ｆは溶接負荷６の端子電圧即
ち溶接電圧VOをそれぞれ時間的変化にて示して
ある。第１図の実施例において時刻ｔ＝T1にて
スイツチング素子Ｓ１とＳ２とを第２図ａのよう
に同時に導通させると直流電源１からスイツチン
グ素子Ｓ１、変圧器３の一次巻線、スイツチング
素子Ｓ２、直流電源１の順路で電流が流れ変圧器
３の鉄心を励磁する。この励磁により変圧器３に
は図示の方向の電圧が第２図ｂおよびｃのように
現われる。このときの変圧器出力電圧VSは整流
素子Ｄ３にて半波整流されて直流リアクトル５を
経て溶接負荷６に供給されて電流IOが流れる。時
刻ｔ＝T2にスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２を同時
に遮断すると変圧器３はスイツチング素子Ｓ１，
Ｓ２の導通期間に変圧器３に蓄えたエネルギーに
よつて逆方向の電圧を第２図ｂのように発生す
る。この電圧は変圧器３の２次回路が半波整流回
路であるので遮断状態であり、このために誘起電
圧（逆方向電圧VP）は急激に上昇し電源電圧Ｅ
に達したところで整流素子Ｄ１およびＤ２が順バ
イアスとなつて導通する。直流電源１の内部イン
ピーダンスは通常小さいので変圧器３の誘起電圧
はこの電源電圧に略等しい値に落着くことにな
る。この逆電圧によつて変圧器３の鉄心はリセツ
トされ、先に蓄積したエネルギーを放出し切つた
時点で逆電圧は零となる。この間溶接負荷には先
のスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２が導通していた期
間にリアクトル５に蓄えられていたエネルギーが
フライホイール用ダイオードＤ４を通じて放出さ
れて、溶接負荷６には第２図ｅ，ｆに示すように
平滑された電力が供給されることになる。逆電圧
が零になつた後の時刻ｔ＝T3に再びスイツチン
グ素子Ｓ１およびＳ２が同時に導通すると再び変
圧器３は直流電源１によつて励磁されて先の時刻
ｔ＝T1からの動作がくりかえされる。なお、上
記実施例においては制御回路８としては特に説明
しなかつたがスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２をデユ
テイが50％以下となる所定の導通時間率で開閉制
御するものであれば何でもよく、また図示は省略
したが出力電圧または出力電流をフイードバツク
して基準値と比較しその差信号によつて導通時間
を定めるようにして、定電圧出力または定電流出
力を得るようにしてもよいのはもちろんである。
本考案のアーク溶接電源は上記のように動作す
るので、スイツチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通時間
を１周期の50％以下にしておけば変圧器鉄心は必
らず直流電源の出力電圧に略等しい逆電圧によつ
て完全にリセツトされることになり、その動作原
理上スイツチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通期間が如
何に急速に変化しても決して鉄心が偏磁されるこ
とはなく、常に安定した動作が得られるものであ
る。またスイツチング素子の遮断時の誘起電圧は
直流電源の出力電圧をわずかに超える程度である
のでスイツチング素子の逆耐圧は低いものでよく
それだけ安価な素子の使用が可能となる。さらに
これらのスイツチング素子はすべて同時に導通、
遮断するだけでよいので、ブリツジ形やプツシユ
プル方式のインバータを用いる場合のように正負
各半波毎に交互に導通させる複雑な制御が不要と
なり、正負アンバランス防止のための附属回路が
不要となることと合せて装置が極めて小形軽量安
価でかつ安定した動作が得られるものである。
るので、スイツチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通時間
を１周期の50％以下にしておけば変圧器鉄心は必
らず直流電源の出力電圧に略等しい逆電圧によつ
て完全にリセツトされることになり、その動作原
理上スイツチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通期間が如
何に急速に変化しても決して鉄心が偏磁されるこ
とはなく、常に安定した動作が得られるものであ
る。またスイツチング素子の遮断時の誘起電圧は
直流電源の出力電圧をわずかに超える程度である
のでスイツチング素子の逆耐圧は低いものでよく
それだけ安価な素子の使用が可能となる。さらに
これらのスイツチング素子はすべて同時に導通、
遮断するだけでよいので、ブリツジ形やプツシユ
プル方式のインバータを用いる場合のように正負
各半波毎に交互に導通させる複雑な制御が不要と
なり、正負アンバランス防止のための附属回路が
不要となることと合せて装置が極めて小形軽量安
価でかつ安定した動作が得られるものである。
第１図は本考案の実施例を示す接続図、第２図
ａないしｆはそれぞれ第１図の実施例の動作を説
明するための線図、第３図は従来の装置の例を示
すブロツク図、第４図ａおよびｂは第３図の従来
装置におけるインバータ回路の具体的な例を示す
接続図である。 １……直流電源、３……変圧器、５……直流リ
アクトル、Ｓ１，Ｓ２……スイツチング素子、Ｄ
１ないしＤ３……整流素子。
ａないしｆはそれぞれ第１図の実施例の動作を説
明するための線図、第３図は従来の装置の例を示
すブロツク図、第４図ａおよびｂは第３図の従来
装置におけるインバータ回路の具体的な例を示す
接続図である。 １……直流電源、３……変圧器、５……直流リ
アクトル、Ｓ１，Ｓ２……スイツチング素子、Ｄ
１ないしＤ３……整流素子。
Claims (1)
- 直流電源と、前記直流電源の出力端子間に接続
されたスイツチング素子と前記直流電源に対して
逆極性の整流素子とからなる第１の直列回路と、
前記直流電源に対して前記第１の直列回路とは同
極性でかつ逆の順序で接続されたスイツチング素
子と整流素子とからなる第２の直列回路と、前記
第１および第２の各直列回路のスイツチング素子
と整流素子との接続点の間に一次巻線が接続され
た変圧器と、前記変圧器の２次出力端子に接続さ
れた半波整流回路と、前記半波整流回路の出力を
平滑する平滑回路と、前記スイツチング素子を導
通時間率50％以下で同時に開閉制御するスイツチ
ング素子制御回路とを具備したアーク溶接用直流
電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984145205U JPH0320046Y2 (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984145205U JPH0320046Y2 (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6158971U JPS6158971U (ja) | 1986-04-21 |
| JPH0320046Y2 true JPH0320046Y2 (ja) | 1991-04-30 |
Family
ID=30703463
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1984145205U Expired JPH0320046Y2 (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0320046Y2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8946718B2 (en) | 2002-04-09 | 2015-02-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor element and display device using the same |
| US9366930B2 (en) | 2002-05-17 | 2016-06-14 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Display device with capacitor elements |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5166256A (en) * | 1974-10-25 | 1976-06-08 | Moore Kuremente | Chokuryuaakuyosetsuki |
| JPS561270A (en) * | 1979-06-18 | 1981-01-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct current welding electric power source device |
| JPS58145367A (ja) * | 1982-02-22 | 1983-08-30 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 溶接用電源装置 |
-
1984
- 1984-09-25 JP JP1984145205U patent/JPH0320046Y2/ja not_active Expired
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6158971U (ja) | 1986-04-21 |
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