JPS58179162A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JPS58179162A JPS58179162A JP57062210A JP6221082A JPS58179162A JP S58179162 A JPS58179162 A JP S58179162A JP 57062210 A JP57062210 A JP 57062210A JP 6221082 A JP6221082 A JP 6221082A JP S58179162 A JPS58179162 A JP S58179162A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- capacitor
- transistors
- power
- terminals
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、大電流出力用に適する。フルブリッジ形Ｄｏ
−Ｄｏコンバータ回路よシなる電源回路Ｋ［Ｑする。
−Ｄｏコンバータ回路よシなる電源回路Ｋ［Ｑする。
第１図に従来の電源回路の構成を示す。
従来の電源回路は第１図に示すように、トランジスタＱ
ｌ 、Ｑｚ 、ＱＢ 、Ｑ４ 、 ）ランスＴｌ。
ｌ 、Ｑｚ 、ＱＢ 、Ｑ４ 、 ）ランスＴｌ。
ダイオードＤｌ、Ｄ２ 、チョークコイルＬｌ。
コンデンサ０３とから成る公知のフルブリッジ形Ｄｏ−
Ｄｏコンバータと、トランスＴｌの一次コイルＴｒ（Ｐ
） と直列（接続されたコンデンサＣ２シよび必要に
応じて入力直流端子１゜２間に接続されるコンデンサ０
１とから構成されていた。
Ｄｏコンバータと、トランスＴｌの一次コイルＴｒ（Ｐ
） と直列（接続されたコンデンサＣ２シよび必要に
応じて入力直流端子１゜２間に接続されるコンデンサ０
１とから構成されていた。
トランジスタＱ１とＱ４ＴｈよびＱｚとＱＢに交互にパ
ルスが与えられ、これらトランジスタが交互に導通し、
この結果趨子１．２間の直流電力が交流電力に変換され
てトランスＴｌの二次１１に取出され、その交流電力が
ダイオードＤｌ。
ルスが与えられ、これらトランジスタが交互に導通し、
この結果趨子１．２間の直流電力が交流電力に変換され
てトランスＴｌの二次１１に取出され、その交流電力が
ダイオードＤｌ。
Ｄ２で整流され、さらにチョークコイルＬｌ。
コンテ、ンサＣ３で直流電力に再び変換される。
従来、この種のフルブリッジ形ＤＯ−ＤＣコンバータは
前記トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング特性のバラ
ツキにより発生するトランスＴｌの偏磁をコンデンサＣ
２によって防止して−た。
前記トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング特性のバラ
ツキにより発生するトランスＴｌの偏磁をコンデンサＣ
２によって防止して−た。
しかし、偏磁防止機構がトランスＴｌの励磁電流にのみ
依存していたため、安定性に欠ける問題があった。
依存していたため、安定性に欠ける問題があった。
さらに、数百アンペアの電源回路を実現させようとする
と、ダイオードＤ１．Ｄｚはもちろん、トランスＴｌの
二次巻線ＴＩ（８）およびチＩｌ−クコイルＬ１巻線に
数百アンペアの電流を流すととくなるので、素子の選定
にはもちろん、トランスやチョークの製造にも困難が伴
なって匹た。
と、ダイオードＤ１．Ｄｚはもちろん、トランスＴｌの
二次巻線ＴＩ（８）およびチＩｌ−クコイルＬ１巻線に
数百アンペアの電流を流すととくなるので、素子の選定
にはもちろん、トランスやチョークの製造にも困難が伴
なって匹た。
本発明の目的は、フルブリッジ形ＤＯ−ＤＣコンバータ
回路を大電力用に使用しても２組のスイッチング素子の
導通時間、飽和電圧およびスイッチング損失の相異によ
る電力変換トランスの偏磁を起１ｍ＜＜Ｌ＆、したがっ
てスイッチング素子を破壊されに＜＜シた、さらＫは出
力側整流、平滑用素子の電流負担を軽くシ九電源回路を
提供することＫある。
回路を大電力用に使用しても２組のスイッチング素子の
導通時間、飽和電圧およびスイッチング損失の相異によ
る電力変換トランスの偏磁を起１ｍ＜＜Ｌ＆、したがっ
てスイッチング素子を破壊されに＜＜シた、さらＫは出
力側整流、平滑用素子の電流負担を軽くシ九電源回路を
提供することＫある。
前記目的を達成するために本発明による電源回路は１対
の直流入力端子間に、スイッチング素子２個から成る直
列回路を２回路並列に接続し、前記２つの直列回路のス
イッチング素子の接続点間に、電力変換トランスの一次
コイルとコンデンサの直列回路を接続し、そのトランス
の二次コイルの両端と中点との間にそれぞれ第１、第２
整流回路を接続し、これ等整流回路の出力側の各１端を
第１．第２平滑用チヨークコイルを介して共通のコンデ
ンサの一端に接続し、その共通コンデンサの他端を前記
第１．第２整流回路の出力側の各他端に接続して構成し
である。
の直流入力端子間に、スイッチング素子２個から成る直
列回路を２回路並列に接続し、前記２つの直列回路のス
イッチング素子の接続点間に、電力変換トランスの一次
コイルとコンデンサの直列回路を接続し、そのトランス
の二次コイルの両端と中点との間にそれぞれ第１、第２
整流回路を接続し、これ等整流回路の出力側の各１端を
第１．第２平滑用チヨークコイルを介して共通のコンデ
ンサの一端に接続し、その共通コンデンサの他端を前記
第１．第２整流回路の出力側の各他端に接続して構成し
である。
前記構成によれば、電力変換トランスの偏磁は生じにく
くなるので、スイッチング素子をより安全に動作させる
ことができ、出力をよシ安定化することができる。また
出力側整流素子、平滑用素子の負担は出力電流の半分に
なるので整流素子等の選定が容易とな９本発明の目的は
完全に達成される。
くなるので、スイッチング素子をより安全に動作させる
ことができ、出力をよシ安定化することができる。また
出力側整流素子、平滑用素子の負担は出力電流の半分に
なるので整流素子等の選定が容易とな９本発明の目的は
完全に達成される。
以下、図面を参照して本発明をさらに詳しく説明する。
第２図は本発明による電源回路の一実施例を示す回路図
である。
である。
図において、直流入力端子１．２と、端子１゜２間に接
続されたコンデンサＯ１と、ブリッジを形成するトラン
ジスタＱｌ 、Ｑ２ 、ＱｚシよびＱ４と、コンデンサ
Ｃ２と、トランジスタとからなるフルブリッジ形Ｄｏ−
ＤＯ：ｙンバータは従来の構成と同じである。トランス
Ｔｌの２次巻線Ｔｌ（Ｓ）の中点にはダイ×−ドＤ２．
Ｄ４のアノードが、両端子にはそれぞれダイオードＤ１
．Ｄ４のアノードが接続されてｂる。ダイオードＤｌと
Ｄ２のカソードおよびダイオードＤ３とＤ４のカソード
はそれぞれ接続されて込る。ダイオードＤｌとＤ２のカ
ソード接続点はチョークコイルＬ１を介して直流出力端
子（正側）３に接続されている。同様にダイオードＤ３
とＤ４のカソード接続点はチ四−り；イルＬ２を介して
直流出力端子（正ＩＩ）３に接続されてｂる。一方、ト
ランスＴ１の２次巻線Ｔｌ（８）の中点は直流出力端子
（負側）４に接続され、熾子３，４間にはコンデンサ０
３が接続されている。入力燗子ｌ＃２間に印加され九直
流電力はトランジスタＱ１とＱ４およびトランジスタＱ
３とＱ６の交互導通、切断により交流電力に変換され、
その交流電力はトランスＴ１の２次巻線Ｔ １（Ｓ）か
ら出力され、ダイオードＤ１〜Ｄ４により整流され、チ
ョークコイルＬｌ。
続されたコンデンサＯ１と、ブリッジを形成するトラン
ジスタＱｌ 、Ｑ２ 、ＱｚシよびＱ４と、コンデンサ
Ｃ２と、トランジスタとからなるフルブリッジ形Ｄｏ−
ＤＯ：ｙンバータは従来の構成と同じである。トランス
Ｔｌの２次巻線Ｔｌ（Ｓ）の中点にはダイ×−ドＤ２．
Ｄ４のアノードが、両端子にはそれぞれダイオードＤ１
．Ｄ４のアノードが接続されてｂる。ダイオードＤｌと
Ｄ２のカソードおよびダイオードＤ３とＤ４のカソード
はそれぞれ接続されて込る。ダイオードＤｌとＤ２のカ
ソード接続点はチョークコイルＬ１を介して直流出力端
子（正側）３に接続されている。同様にダイオードＤ３
とＤ４のカソード接続点はチ四−り；イルＬ２を介して
直流出力端子（正ＩＩ）３に接続されてｂる。一方、ト
ランスＴ１の２次巻線Ｔｌ（８）の中点は直流出力端子
（負側）４に接続され、熾子３，４間にはコンデンサ０
３が接続されている。入力燗子ｌ＃２間に印加され九直
流電力はトランジスタＱ１とＱ４およびトランジスタＱ
３とＱ６の交互導通、切断により交流電力に変換され、
その交流電力はトランスＴ１の２次巻線Ｔ １（Ｓ）か
ら出力され、ダイオードＤ１〜Ｄ４により整流され、チ
ョークコイルＬｌ。
Ｌ２シよびコンデンサＯ３Ｋよ〉平滑され端子３．４か
ら出力される。
ら出力される。
いま、トランジスタＱ１とＱ４の導通時間をｔｌ、トラ
ンジスタＱ３とＱｚの導通時間をｔ２、これらの繰９返
し周期をＴとし、トランジスタＱｌ〜Ｑ４の電圧降下お
よびトッンスＴＩ、ダイオードＤｌ〜Ｄ４．チョークコ
イルＬｌ 、ｌＬ２、配線材の電圧降下を便宜上無視し
、トランスＴｌの２次巻線Ｔｌｒ８）の中点と、ダイオ
ードＤｌ。
ンジスタＱ３とＱｚの導通時間をｔ２、これらの繰９返
し周期をＴとし、トランジスタＱｌ〜Ｑ４の電圧降下お
よびトッンスＴＩ、ダイオードＤｌ〜Ｄ４．チョークコ
イルＬｌ 、ｌＬ２、配線材の電圧降下を便宜上無視し
、トランスＴｌの２次巻線Ｔｌｒ８）の中点と、ダイオ
ードＤｌ。
Ｄ３のアノードとの間の電圧をそれぞれＶＨ。
ｖｓｇ ＃コンデンサＣ３の両端電圧をＶｏとすれば、
チョークコイルＬ１．Ｌ２を流れる１流電流Ｉ１．１．
ＩＬｓの交流会ΔＩＬｔおよびΔ工し！は次式で表わさ
れる。
チョークコイルＬ１．Ｌ２を流れる１流電流Ｉ１．１．
ＩＬｓの交流会ΔＩＬｔおよびΔ工し！は次式で表わさ
れる。
トランジスタＱ２とＱ３が導通の時
ΔＩＬ ｌ−（ｖＩＩ −Ｖｏ ） ｔ １／ Ｌｔ
・”−＝−−（１）トランジスタＱ２とＱ３が非導通の
時 ΔＩＬｓ −Ｖｏ （Ｔ −ｔｔ ）／ Ｌｔ −−
（２）トランジスタＱｌ 、Ｑ４が導通のときΔＩＬ＊
−（ｖ５Ｈ−Ｖｏ ） ｔｓ／Ｌｘ ＝＝ （３）ト
ランジスタＱｌ、Ｑ４が非導通のときΔＩＬａ −Ｖｏ
（Ｔ−Ｕ）／ Ｌｍ ＝−（４）なお、Ｌｓ 、 Ｌ
ｘはチョークコイルＬ１．Ｌ２の各インダクタンス値で
ある。
・”−＝−−（１）トランジスタＱ２とＱ３が非導通の
時 ΔＩＬｓ −Ｖｏ （Ｔ −ｔｔ ）／ Ｌｔ −−
（２）トランジスタＱｌ 、Ｑ４が導通のときΔＩＬ＊
−（ｖ５Ｈ−Ｖｏ ） ｔｓ／Ｌｘ ＝＝ （３）ト
ランジスタＱｌ、Ｑ４が非導通のときΔＩＬａ −Ｖｏ
（Ｔ−Ｕ）／ Ｌｍ ＝−（４）なお、Ｌｓ 、 Ｌ
ｘはチョークコイルＬ１．Ｌ２の各インダクタンス値で
ある。
これ等（１）〜（４）式において、第２図の回路の定常
動作状態では、（１）式と（２）式とは等しく、また（
３）式と（４）式とは等しｂから ｖ、１−ＶｏＴ／ｌｓ ・・・・・・叩・・叫・・叫・
・・・・・・・・・・（５）Ｖｓｓ−ＶｏＴ／ｌｚ
・・・・・・・・・叩・・・・・叫・・・・・・・・・
・・（６）が得られる。これ等（５） 、 （６）式よ
りＶｓｘ ｔｔ ＝ ｊＢ ｔｔ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（７）トｆｋ）ｈ。（７）式ｏＶｓｔ 、Ｖｓｓ
ヲ） ９ｙｘＴ １ノ１次側電圧ＶｐＫ置き代えると ｖｐｌ ＋ １−’Ｉｐｂｉ ！・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（８）となる。Ｖ ｐ ＢはトランジスタＱｚ、Ｑｓ
が導通した時、ｖｐｂはトランジスタＱｌ、Ｑ４が導通
した時のトランスＴｌの１次巻線ＴＩ（Ｐ）の両温電圧
である。
動作状態では、（１）式と（２）式とは等しく、また（
３）式と（４）式とは等しｂから ｖ、１−ＶｏＴ／ｌｓ ・・・・・・叩・・叫・・叫・
・・・・・・・・・・（５）Ｖｓｓ−ＶｏＴ／ｌｚ
・・・・・・・・・叩・・・・・叫・・・・・・・・・
・・（６）が得られる。これ等（５） 、 （６）式よ
りＶｓｘ ｔｔ ＝ ｊＢ ｔｔ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（７）トｆｋ）ｈ。（７）式ｏＶｓｔ 、Ｖｓｓ
ヲ） ９ｙｘＴ １ノ１次側電圧ＶｐＫ置き代えると ｖｐｌ ＋ １−’Ｉｐｂｉ ！・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（８）となる。Ｖ ｐ ＢはトランジスタＱｚ、Ｑｓ
が導通した時、ｖｐｂはトランジスタＱｌ、Ｑ４が導通
した時のトランスＴｌの１次巻線ＴＩ（Ｐ）の両温電圧
である。
ところで、トランスＴｌの磁束密度は、矩形波印加時Ｋ
ｎ印加電圧と印加時間とに比例するので、（８）式よシ
、トランジスタＱｚ、Ｑｉが導通の時のトランスＴｌの
磁束密度と、トランジスタＱｌ、Ｑ４が導通の時のトラ
ンスＴｌの磁束密度が等しくなる点でのみ本発明による
第２図の回路は動作し得るというととくなる。
ｎ印加電圧と印加時間とに比例するので、（８）式よシ
、トランジスタＱｚ、Ｑｉが導通の時のトランスＴｌの
磁束密度と、トランジスタＱｌ、Ｑ４が導通の時のトラ
ンスＴｌの磁束密度が等しくなる点でのみ本発明による
第２図の回路は動作し得るというととくなる。
一方、定常動作状態では、コンデンサＣ２の流入および
流出電荷量は等しくなることより、定常動作状態におけ
るトランジスタＱ２ 、ＱＢおよびＱｌ、Ｑ４の電流を
４１および１８とすれば次の関係が導ひかれる。
流出電荷量は等しくなることより、定常動作状態におけ
るトランジスタＱ２ 、ＱＢおよびＱｌ、Ｑ４の電流を
４１および１８とすれば次の関係が導ひかれる。
ｉＩ Ｊ ＊ｊｌｔ鵞 ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・ （９）（７）式または（８）式は、チョークコ
イルＬｌ、Ｌ２の電流値には無関係であり、し九がって
第２図の回路は、（７）式または（８）式が成り立つよ
うにチョークコイルＬｌ 、Ｌ２の電流値の和が一定と
なる範囲で自由に変化することを意味するが、ｆＭ−ク
コイルＬｌ 、Ｌ２の電流値のｌ／ｎの電流−１，ｉ！
は最終的には（９）式で定まる値をとることが判る。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・ （９）（７）式または（８）式は、チョークコ
イルＬｌ、Ｌ２の電流値には無関係であり、し九がって
第２図の回路は、（７）式または（８）式が成り立つよ
うにチョークコイルＬｌ 、Ｌ２の電流値の和が一定と
なる範囲で自由に変化することを意味するが、ｆＭ−ク
コイルＬｌ 、Ｌ２の電流値のｌ／ｎの電流−１，ｉ！
は最終的には（９）式で定まる値をとることが判る。
ここでｎは、トランスＴｌの巻線比（ｖｐ／ｖ、 ）で
ある。
ある。
なお、コンデンサＣ２の値は１本発明の動作原理を左右
しないが、０２の値が大きすぎると安定動作に致るまで
に時間がかかり、入力電圧または出力電流の急変時にト
ランジスタＱｌ〜Ｑ４に過大な負担がかかる可能性があ
る。ま九Ｃ２の値が小さすぎると、トランスＴ１の１次
電流が正弦波に近づき、ピーク電流が増加してトランジ
スタＱｌ−Ｑ４の負担が大きくなる。
しないが、０２の値が大きすぎると安定動作に致るまで
に時間がかかり、入力電圧または出力電流の急変時にト
ランジスタＱｌ〜Ｑ４に過大な負担がかかる可能性があ
る。ま九Ｃ２の値が小さすぎると、トランスＴ１の１次
電流が正弦波に近づき、ピーク電流が増加してトランジ
スタＱｌ−Ｑ４の負担が大きくなる。
以上詳しく説明したように本発明による電源回路は二次
側に二つの整流平滑回路を独立して構成することにより
、トランジスタの導通時間のバラツキによる電力変換ト
ランスの偏磁を原理的に防止することができる上、二つ
の整流回路には約半分の出力電流しか流れないので、大
電流出力用として使用する場合１部品選定、実装配置が
比較的容島に行えるという効果がある。
側に二つの整流平滑回路を独立して構成することにより
、トランジスタの導通時間のバラツキによる電力変換ト
ランスの偏磁を原理的に防止することができる上、二つ
の整流回路には約半分の出力電流しか流れないので、大
電流出力用として使用する場合１部品選定、実装配置が
比較的容島に行えるという効果がある。
第１図は従来回路を示す回路図、第２図は本発明による
電源回路の一実施例を示す回路図である。 １．２・・・入力端子 ３．４・・・出力１子Ｓ〜８
・・・ゲート端子 Ｏ１〜０３・・・コンデンサ Ｑ１〜Ｑ４・・・トランジスタ Ｔ１・・・トランス ＤＩ −Ｄ４・・・ダイオード
ＬｌｌＬ２・・・チョークコイル 特許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士 井ノ ロ 壽
電源回路の一実施例を示す回路図である。 １．２・・・入力端子 ３．４・・・出力１子Ｓ〜８
・・・ゲート端子 Ｏ１〜０３・・・コンデンサ Ｑ１〜Ｑ４・・・トランジスタ Ｔ１・・・トランス ＤＩ −Ｄ４・・・ダイオード
ＬｌｌＬ２・・・チョークコイル 特許出願人 日本電気株式会社 代理人 弁理士 井ノ ロ 壽
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １対の直流入力端子間に、スイッチング素子２個から成
る直列回路を２回路並列に接続し。 前記２つの直列回路のスイッチング素子の接続点間に電
力変換トランスの一次コイルとコンデンサの直列回路を
接続し、そのトランスの二次コイルの両温と中点との間
にそれぞれ第１．第２整流回路を接続し、これ等整流回
路の出力側の各−喝を第１、第２平滑用チヨークコイル
を介して共通のコンデンサの一端に接続し、その共通フ
ンデンすの油温を前記第１．第２整流回路の出力側の各
他端に接続して構成したことを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57062210A JPS58179162A (ja) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57062210A JPS58179162A (ja) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58179162A true JPS58179162A (ja) | 1983-10-20 |
Family
ID=13193543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57062210A Pending JPS58179162A (ja) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58179162A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0417567A (ja) * | 1990-05-10 | 1992-01-22 | Koufu Nippon Denki Kk | スイッチング電源回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS558239A (en) * | 1978-06-30 | 1980-01-21 | Nec Corp | Power supply circuit |
| JPS5771A (en) * | 1980-05-29 | 1982-01-05 | Fuji Electric Co Ltd | Switching regulator |
-
1982
- 1982-04-13 JP JP57062210A patent/JPS58179162A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS558239A (en) * | 1978-06-30 | 1980-01-21 | Nec Corp | Power supply circuit |
| JPS5771A (en) * | 1980-05-29 | 1982-01-05 | Fuji Electric Co Ltd | Switching regulator |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0417567A (ja) * | 1990-05-10 | 1992-01-22 | Koufu Nippon Denki Kk | スイッチング電源回路 |
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