JPH0628508B2

JPH0628508B2 - プッシュプル昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0628508B2
Application number: JP63184077A
Authority: JP
Inventors: 智大津; 克彦山本; 隆司山下
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1987-08-21
Filing date: 1988-07-22
Publication date: 1994-04-13
Anticipated expiration: 2009-04-13
Also published as: JPH01157274A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は直流電圧の出力する損失を低減したプッシュ
プル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

〔従来の技術〕

従来のプッシュプル昇降圧コンバータの回路図を第１図
に示す。入力直流電源５の両端に入力コンデンサ６が接
続され、直流電源５の一端はダイオード７、昇圧チョー
クコイル８の各一端に接続され、ダイオード７の他端は
昇圧チョークコイル８を通じて直流電源５の他端に接続
されている。昇圧チョークコイル８は他端のプッシュプ
ル用トランス１１０の一次巻線２，３の接続点に接続さ
れ、一次巻線２，３の他端は主スイッチ用MOSFET９，１
０をそれぞれ通じて直流電源５の他端に接続される。主
スイッチ用 MOSFET ９，１０にはそれぞれ寄生ダイオー
ド１１，１２が存在している。二次巻線４の両端間には
トランス１１０の分布容量を表わすコンデンサ１３が存
在し、また整流用ダイオード１４〜１７のブリッジ回路
の入力側に接続される。このブリッジ回路の出力側に平
滑コンデンサ１８、負荷抵抗器１９が接続される。

第２図は第１図のコンバータの各部動作波形である。ス
イッチ素子９，１０のゲートには同じ周波数ｆ、同じオ
ン・オフ比で互いに１８０゜位相がずれたゲート信号 V
_G1,V_G2が与えられる。時点ｔ₀でスイッチ９が導通して
電流 I_D1が流れると同時にチョークコイル８からトラン
ス１１０の１次側に電流 I_Lが流れ込む。その結果トラ
ンス１１０の一次巻線２，３にそれぞれ同じ向きの電圧
-V_Tが生じ二次巻線４に電流が流れて分布容量１３を
充電し、その両端電圧（一次側電圧 V_Tに対応）が出力
コンデンサ１８の電圧を越えると整流ダイオード１４，
１７がオンとなり電流 I_Drにより出力コンデンサ１８が
充電される。

スイッチ素子９が時点ｔ₃でオフとなるとスイッチ素子
９のみがオンしてい期間（ｔ₀〜ｔ₃）のチョークコイ
ル８を流れていた電流の連続性から、スイッチ素子９，
１０が同時にオフしている期間（ｔ₃〜ｔ₄）にはダイ
オード７がオンし、チョークコイル８の帰還巻線→ダイ
オード７→入力電源５のルートで電流が流れ、チョーク
コイル８の励磁エネルギーを入力電源５に帰還する。同
様にこの期間ｔ₃〜ｔ₄にトランス１１０の励磁電流は
トランスの１次側には流れることができないために、２
次側に流れるようにトランス巻線に電圧が発生する。こ
のトランス１１０の励磁電流は、まず、分布容量１３の
放電電流として動作する。この結果、トランス１１０の
電圧 V_Tは徐々に０に近づく。次にスイッチ素子１０が
時点ｔ₄においてオンになるとその直前にスイッチ素子
１０の両端に印加されていた電圧 V_DS2により電流 I_D2
が流れ、それと同時にチョークコイル８から電流 I_Lが
トランス１１０の一次側に流れ込む。その結果前と同様
に二次巻線４に電流が流れて、分布容量１３と前に逆方
向に充電し、その両端電圧がある値を越えると整流ダイ
オード１５，１６がオンとなり出力コンデンサ１８が充
電される。

このようにしてトランス１１０の二次側には、第２図の
波形 V_Tと同じ形で、トランスの巻線比倍の電圧が得ら
れ、その電圧が整流された電圧がコンバータから出力さ
れる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来、第１図に示すようなプッシュプル昇降圧コンバー
タ用トランス１１０には第３図のようにギャップのない
コア１００を用いており、励磁インダクタンスが大きい
ためトランス一次巻線（２または３）に流れる電流に占
める励磁電流の割合は非常に小さい。この励磁電流の値
は、トランスの励磁インダクタンスに蓄積されるエネル
ギーの値を表わしており、従来のコンバータのトランス
の場合、励磁インダクタンスのエネルギーは主スイッチ
のオン期間で前半で２次側に放出され、主スイッチのオ
ン期間の後半で蓄積される。仮りに励磁電流が大きくて
もそのエネルギーがすべて損失になるわけではないが、
トランス巻線等の銅損の増加として一部消費さるため、
通常、励磁電流の値は小さい方が望ましいとされてい
る。しかし、この従来のコンバータで時に高電圧を出力
するために巻線比の大きいトランスを使った場合には、
トランスの分布容量が大きくなるため、励磁電流が小さ
いことによりコンバータ損失が増加するということが発
明者等の解析の結果わかった。以下にその損失増加のメ
カニズムについて第１図及び第２図を参照して説明す
る。

まず、主スイッチ９がオンしている期間（第２図でｔ₀
〜ｔ₃）にトランスの二次側の分布容量１３はトランス
巻線の・印側が負の電圧で充電される。時刻ｔ₃におい
て主スイッチ９がオフすると、トランスの励磁電流は二
次巻線の・印から流れ出す方向であるため、分布容量の
電荷を減少させ、電圧が低下する。分布容量１３の両端
電圧の変化は一次巻線電圧 V_Tの変化と相似している。
時刻ｔ₄までに分布容量の電荷が零にならない場合、主
スイッチ１０がオンするため、分布容量の電荷はトラン
スの一次側の巻線３→主スイッチ１０→主スイッチ９の
寄生ダイオード１１→巻線２のループで放電される短絡
電流 I_Sとなり、ｔ₄の直前まで分布容量に蓄えられて
いたエネルギーは損失となる。その後、短絡電流期間
（ｔ₄〜ｔ₅）を過ぎると、昇圧チョークコイル８の電
流 I_Lで分布容量１３が充電され、トランス巻線の・印
側が正の電圧となる。このように、励磁電流が小さい場
合ほど時刻ｔ₄直前の分布容量の電圧（ V_T参照）が大
きく残るため、損失が増加する。なお、この分布容量に
よる損失は、一次巻線２（または３）の巻線 N_T1と二次
巻線 N_T2の比 n_r（＝ N_T2／ N_T1）が大きいトランスを
用いた高圧出力用コンバータほど、一次側からみた分布
容量の値が大きくなるため増加し、またスイッチング周
波数即ち動作周波数ｆが高いほど増加する。

以上のような現象は、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのコアとしてＥＩコアやＥＥコフを用いた場合
でも、これまでコアとコアの接合部分にはギャップを設
けない構成としていたため、同様の動作となる。

このような短絡電流による損失に加え、従来ではチョー
クコイル８の励磁インダクタンスを入力電流リプルの条
件からのみ決定していたのでコンバータの動作周波数ｆ
を高くすると損失が急増するという問題もあった。

本発明の目的は、これらの次点を除去し、プッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの分布容量に起
因する損失を低減することにある。

さらに、プッシュプル用トランスの励磁インダクタンス
とチョークコイルの励磁インダクタンスの選択範囲を指
定することにより、プッシュプル用トランスの励磁電流
の増加に伴う損失の増加、および出力リプルの増加を抑
えることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、両方のスイッチ素子が同時にオフしている期
間中に主トランスの分布容量電圧を反転させることがで
きるように、プッシュプル昇降圧コンバータ用トランス
の励磁インダクタンスを設計することに最も主要な特徴
とする。

さらに、プッシュプル昇降圧形コンバータのプッシュプ
ル用トランスの励磁インダクタンスの選択範囲とチョー
クコイルの励磁インダクタンスの選択範囲の一方あるい
は両方を規定することを最も主要な特徴とし、高効率・
低リプルで高周波なプッシュプル昇降圧形コンバータを
実現する。

〔発明の原理〕

トランスの分布容量による損失の増加を軽減するため
に、スイッチ素子９，１０が同時にオフしている期間に
トランスの励磁電流により分布容量電圧の極性を反転さ
せる。よって、同時オフ期間（ｔ₃〜ｔ₄）を励磁電流
の総電荷量が分布容量電圧を反転するために必要とさる
電荷量より大きいという条件が成立する必要がある。

同時オフ期間（ｔ₃〜ｔ₄）に励磁電流から受け取る電
荷量は(1) 式で示される。

Q_cur：期間（ｔ₃〜ｔ₄）に励磁電流から受けとる電
荷量 i_Te(t) ：トランスの励磁電流ここで、期間（ｔ₃〜ｔ₄）の励磁電流 i_Te(t) はほぼ
励磁電流のピークであり、かつこの期間の変化量は小さ
いことから一定とみなして、この期間の励磁電流をその
ピーク値である I_Teと仮定する。この仮定には、励磁電
流から受け取る電荷量 Q_curは(2) 式で表現できる。

Ｄ：スイッチングのデューティ比即ちオン・オフ比（１
周期に対するオンしている期間の割合）ｆ：スイッチング周波数分布容量が必要とする電荷量 Q_cdは(3) 式で示される。

Q_cd＝２・(N_T1/N_T2)・V₀・ C_d …(3) N_T1：トランスの一次巻線の巻数 N_T2：トランスの二次巻線の巻数 Q_cd：分布容量が必要とする電荷量 C_d：１次側換算の分布容量の値 V₀：出力電圧損失を増加させないように動作するためには、(4) 式に
示す関係を満足する必要がある。

Q_cd≦ Q_cur (4) (2)〜(4) 式より、励磁電流は(5) 式の条件を満足する
必要がある。

トランスの励磁電流は巻線の巻回数、コア定数、トラン
スに印加さる電圧により決定される。

トランスの最大起磁力 H_mは(6) 式で、最大磁束密度 B
_mは(7) 式で示される。

ｌ_e：トランスコアの実効磁路長 V_t(t)：トランス１次巻線に印加される電圧 A_e：トランスコアの実効断面積ここで、(7) 式の右辺の分子である電圧の半周期と時間
積分値は分布容量の影響を受けず(8) 式として表現でき
る。

よって、最大磁束密度 B_mは(7),(8) 式から(9) 式とし
て表現できる。

また、最大起磁力 H_mと最大磁束密度 B_m との間には、
(10)式の関係がある。

B_m ＝μ₀・μ・ H_m …(10) μ₀：真空透磁率 μ：比透磁率よって、トランスの材質、構成等で決まる励磁電流 I_Te
は(6),(9),(10)式より(11)式として示すことができる。

(11)式より、励磁電流 I_Teを増加させるためには以下の
方法があり、その損失を示す。

(イ) 実効磁路長…実効磁路長を長くすると、コアの体積
が増加するために鉄損の増加を招く。

(ロ) １次巻線の巻回数…１次巻線の巻回数を低減する
と、最大磁束密度が増加するために、鉄損の増加を招く
ばかりかトランスが飽和する恐れがある。

(ハ) コアの実効断面積…コアの実効断面積を減少する
と、最大磁束密度が増加するために、鉄損の増加を招く
ばかりかトランスが飽和する恐れがある。

(ニ) 比透磁率…比透磁率を低減することはコア材の選定
により容易に可能であり、鉄損は選定したコアの特性で
決まる。

以上の４つの手法を比較した結果、比透磁率の低いコア
を適用することで、損失を増加させることなく励磁電流
を任意に設定することが可能であることがわかった。

(5)と(11)式とから損失を増加させないように動作する
ための分布容量とトランスの比透磁率との関係を(12)式
に示すとともに、第４図に(12)式から得られる計算結果
と実験結果の１例を示す。

実験結果と設計式から得られた結果は良く一致してお
り、本設計式の妥当性を確認することができた。また、
(12)式を励磁インダクタンス L_T1で示すと(13)式とな
る。

L_T1：トランスの１次巻線インダクタンス〔実施例〕第５図はこの発明のいくつかの実施例を代表して表わし
た昇降圧コンバータの構成図である。第５図でプッシュ
プル用トランス１１０は前述のように比透磁率が式(12)
の条件を満足するような低い値となるように設計された
ものかあるいはトランスの１次巻線インダクタンスが式
(13)を満足するように設計されたものであり、それ以外
の回路構成は第１図と全く同じである。

第６図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１０
の具体的構成例を示すものである。このトランス１１０
ではトロイダルコア１１０にギャプ２０を形成すること
によりコア１１０の比透磁率を等価的に小さくしてい
る。その結果トランス１１０の励磁インダクタンスが小
さくなり、第５図の実施例におけるトランスの励磁電流
を大きくすることができる。この場合の第５図に示すコ
ンバータの各部の動作波形を第７図に示す。トランスの
励磁電流が増加するため、分布容量１３を逆方向に充電
してその極性を反転することができる。従ってスイッチ
１０がオンする時点ｔ₄の直前では一次巻線電圧 V_Tも
反転している。この時スイッチ１０がオンになってもス
イッチ９の寄生ダイオード１１には逆方向電圧が印加さ
れているので分布容量13の電荷が寄生ダイオード11を通
して短絡電流として放電することはない。この結果分布
容量に起因する損失を無くすことができる。

なおトランスの励磁電流は、ｔ₄以降に、昇圧チョーク
コイル８の電流 I_Lに重畳してトランスの二次側から負
荷電流として供給されるため、励磁電流が増加しても若
干の銅損増加があるものの、殆どの部分は損失とはなら
ず有効に使用される。

式(12)を満足する比透磁率μのトランスコア 100の実現
するにはギャップ２０の長さｌ₉を次式のように選べば
よい。

ここでμ′はコア材料の比透磁率である。

なおギャップ２０により励磁電流が増加する理由は次の
ように説明することもできる。ギャップ２０を含むコア
１００の比透磁率をμ、真空の透磁率をμ₀、起磁力を
Ｈ、磁束をＢとするとＢ＝μμ₀Ｈとなる。コア１００
にギャップ２０を設けるとギャップを設けない場合より
μは小さくなる。ギャップ２０を設けても磁束Ｂが変化
しないため、Ｈ＝Ｂ／μ／μ₀が大きくなり、そのため
励磁電流が増加することになる。励磁電流の増加により
前述したように主スイッチ用 MOSFET ９，１０が共にオ
フの期間（ｔ₃〜ｔ₄）において分布容量コンデンサ１
３の電圧が急速に低下する。

第８Ａ図に示すようにコア１００のギャップ２０に非磁
性体２１が充填されてもよい非磁性体２１の非透磁率を
μ″とすれば(14)式は次の(14)′式のようになる。

温度変動によりコア１００の径が変化し、ギャップ長が
変化してμが変化するおそれがあるが、非磁性体２１の
充填により温度変動によるμの変化を抑圧することがで
きる。またこの非磁性体２１はトランスの絶縁体による
含浸処理によるストレスを避けるためにも有効に利用さ
れる。

上述ではトランスのコアとしてトロイダルコアを用いた
が、ＥＩコア、ＥＥコアなど他の形状のコアに同様にギ
ャップを設けて低損失化を計ることもできる。またギャ
ップを形成するかわりに第８Ｂ図に示すようにコア１０
０に切れ込み２０′を入れたり、あるいはコアの一部に
穴を空けることにより磁路を形成するコア１００に断面
の小さい部分を設けてもよい。

また、当然のようにギャップがなくても磁性体自身の透
磁率が小さな磁性体を高圧トランスのコアに用いても同
様な効果が得られる。

第９図に等価分布容量に対応する損失がトランスの励磁
インダクタンスにより変化する実測例を示す。ギャップ
２０を設けない時の励磁インダクタンスＬ_T1を１とした
場合に対し、適当な長さのギャップを設けることにより
Ｌ_T1を約 1/3、約1/7 にそれぞれした場合の相対損失を
第９図中に(A)，(B)，(C) で示す。この測定結果よりギ
ャップを設けることにより損失が減少し、特に分布容量
が増加すると損失の減少が大きくなることが実証され
た。高圧を得る場合は巻線比の大きなトランスが使用さ
れ、その分布容量は例えば５ｎＦ程度であるが、この場
合においてはギャップを設けることにより損失を著しく
減少できることが理解される。

第１０図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１
０を別な構成によりその励磁インダクタンスが等価的に
小さくなるようにした例である。即ち、この例ではトラ
ンス１１０の２次側に並列にインダクタ２２を接続して
等価的にトランス１１０の励磁インダクタンスを小さく
している。インダクタ２２のインダクタンスはその１次
側に換算したインダクタンスとトランス１１０自体の励
磁インダクタンスの並列合成値が式(13)を満足すように
選ぶ。

第１１図は第１０図の回路の主スイッチ用MOSFET９，１
０の電圧 V_DS1， V_DS2，トランス１０の一次巻線３の
電圧 V_T及びインダクタ２２の電流 I_L、及びその他各
部動作波形である。

第１０図の回路動作を第１１図に示す各部の動作波形を
従って説明する。

まず、主スイッチ用 MOSFET ９がオンしている期間（第
１１図でｔ₀〜ｔ₃）に、トランス１１０の二次側の分
布容量１３がトランス巻線の・印側が負の電圧で充電さ
れるとともに、インダクタ２２の電流 i_Lが増加する。
時刻ｔ₃において主スイッチ用 MOSFET ９がオフする
と、インダクタ２２の電流によって分布容量１３の電荷
が減少し、分布容量１３に蓄えられていたエネルギーが
インダクタ２２の励磁エネルギーに変換される。従っ
て、時刻ｔ₄において主スイッチ用 MOSFET １０がオン
しても、分布容量１３の電荷が減少しているため、分布
容量１３が起因する損失を減少できる。インダクタ２２
の電流はｔ₄以後に負荷電流として負荷に供給されるた
め、損失にはならない。

従って、トランス１１０の分容量１３が大きくてもプッ
シュプル昇降圧コンバータの損失が小さく抑えられると
いう効果がある。

第１２図は第５図におけるトランス１１０を更に別な構
成により励磁インダクタンスが等価的に小さくなるよう
にした例である。即ち、この例ではトランス１１０の３
次巻線２３に並列にインダクタ２２を接続して等価的ト
ランス１１０の励磁インダクタンスを小さくしている。
この場合のコンバータの動作及び得られる効果は第１０
図の場合と全く同じであるので説明を省略する。

なお、トランス１１０の一次巻線２，３のいずれか、あ
るいは両方に、巻線と並列にインダクタ２２を接続して
も同様な効果が得られる。

次に、第１３図は、第１１図の実施例によるコンバータ
の効率特性を(A) で、第１図の従来回路によるコンバー
タの効率特性を(B) で示したものである。従来のコンバ
ータでは効率が８５％以下であるが、本発明のコンバー
タではインダクタ２２を追加したことによりインダクタ
２２自身の損失が加わったにもかかわらず８６％を越え
る効率が得られた。

上述ではトランスのコア１００の比透磁率μを小さくす
る場合とインダクタをトランスの巻線に並列接続してト
ランスのインダクタンスを小さくする場合を説明したが
これらの両方を組合わせてもよいことは明らかである。

〔改善された発明の原理〕

第５図及び第７図の実施例においてプッシュプル用トラ
ンス１１０の分布容量に起因する損失を低減するため式
(13)を満足するようにトランス１１０を設計することを
説明したが、式(13)を満たすようにトランスの１次巻線
インダクタンスを小さくするとトランスの励磁電流が増
加し、スイッチ素子９がオフする以前にトランスの１次
側を流れる電流が０になってしまう。この場合の第５図
におけるチョークコイル８を流れる電流 I_L とその励磁
電流成分ΔI_Le、トランス１１０の励磁電流ΔI_Te及び整
流用ダイオード１４，１７を流れる電流 I_Dをスイッチ
９，１０のゲート信号 V_G1， V_G2の変化とともに第１４
Ａ図に示す。チョークコイル８の電流 I_L からトランス
の励磁電流ΔI_Teを引算した差がトランスの１次側を流
れる電流であり、これは整流用ダイオード１４〜１８に
流れる電流 I_Drに対応する。従って第１４Ａ図からわか
るようにトランスの励磁電流が I_Teが増加する、即ち I
_Teの振幅が大になるとスイッチ素子９がオフする以前に
トランスの１次側の流れる電流が０になる（ｔ₃′）。
その結果、従来チョークコイル８電流 I_L が流れている
期間ｔ₃′〜ｔ₃）に２次側から負荷に電流 I_Drが流れ
なくなり、整流用ダイオード１４，１７がオンしている
期間が等価的に短く、 T_D′となる。その結果、同じパ
ワーを得るために整流用ダイオードの整流 I_Drの実効値
が増加し、整流用ダイオードのオン期間の損失が増加す
る欠点がある。また、出力リプルも増加する欠点があ
る。そこで、これらの欠点を除くため、昇圧チョークの
インダクタンス値を下げ、出力リプルが従来技術と同程
度になる設計条件について検討する。

出力リプルを小さくするには２次側の整流ダイオードに
流れる電流 I_Drが１次側のスイッチ素子９，１０の電流
の導通幅と同じにしなければならない。

以下では二次側の整流ダイオード１４〜１８を流れる電
流 I_Drが一次側のスイッチ素子９，１０の電流の導通幅
と同じになるためのチョークコイル８のインダクタンス
とトランス１１０のインダクタンスに要求される条件を
降圧モード、昇圧モード、及びこれらの混合モードに分
けて説明する。

(イ) 降圧モード第５図においてスイッチ素子９．１０のオン・オフ比
（デューティ比）Ｄを０．５＞Ｄ≧０に選んで動作した
場合は降圧モードであり、その場合のコンバータの入出
力電圧とデューティ比Ｄの関係を式(15)に、チョークコ
イル８を流れる電流の平均値 I_LAVを式(16)に、チョー
クコイル８の励磁電流の振幅Δ1_Leを式(17)に、トラン
ス１１０の励磁電流の振幅ΔI_Teを式(18)にそれぞれ示
す。

ただし、 E_iは入力直流電圧、 V_cトランス一次側換算
出力電圧、 N_L1及び N_L2はチョークコイル８の主及び帰
還巻線の巻線数、 V_Lは V_L＝（ N_L1／ N_L2）E_iで与
えられるチョークコイル８の主巻線換算電圧、P₀はコ
ンバータの出力電力、 L_L1はチョークコイル８の主巻線
インダクタンス、 L_T1はトランス１１０の一次側巻線イ
ンダクタンスである。またトランス１１０に流れる電流
（チョークコイル８の主巻線を流れる電流 I_Lに対応）
はチョークコイル８からトランス１１０の一次側に流れ
込む方向を正とする。

＜条件１＞スイッチ素子９がオンする時点(t₀)において、トランス
１１０を流れる電流が負にならないためには次式(19)を
満足する必要がある。

式(19)と式(16),(17),(18)より、チョークコイル８の主
巻線のインダクタンス L_L1は次式(20)を満足しなければ
ならない。

式(20)の分母は常に正である（Ｄ＜０．５）ことから分
子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケース１：式(20)の分子が正の場合は次式(21)，(22)
を満足する必要がある。

ケース２：式(20)の分子が負の場合は L_T1は負になるの
で考える必要はない。

＜条件２＞スイッチ素子９がオフする時点(t₃)においてトランス１
１０を流れる電流が負にならないためには次式(23)を満
足する必要がある。

式(23)と式(16)，(17)，(18)より、チョークコイル８の
主巻線のインダクタンス L_L1は次式(24)を満足しなけれ
ばならない。

式(24)の分母は常に正である（Ｄ＜０．５）。したがっ
て分子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケース１：式(24)の分子が正の場合は次式(25)，(26)を
満足する必要がある。

ケース２：式(24)の分子が負の場合は次式(27)，(28)を
満足する必要がある。

ただし式(24)の分子が負であるので式(28)の右辺は常に
負となり L_L1は任意の値でよい。

以上の降圧モード（Ｄ＜０．５）における条件１，２を
まとめると次のようになる。

条件１のケース１と条件２のケース１の式(21)，(25)か
ら式(29)が、及び式(22),(26) から式(30)が得られる。

条件１のケース１と条件２のケース２の式(21)，(27)か
ら式(31)が、及び式(24)から式(32)が得られる。

(ロ) 昇圧モード第５図のスイッチ素子９，１０のオン・オフ比Ｄを１＞
Ｄ≧０．５に選んで動作した場合は昇圧モードであり、
その場合のコンバータの入出力電圧とオン・オフ比Ｄの
関係を式(33)に、チョークコイル８を流れる電流の平均
値 I_Lavを式(34)に、チョークコイル８の励磁電流振幅
ΔI_Leを式(35)に、トランス１１０の励磁電流の振幅ΔI
_Teを式(36)にそれぞれ示す。

＜条件１＞スイッチ素子９がオンする時点(t₀)において、トランス
１１０を流れる電流が負にならないためには次式(37)を
満足する必要がある。

式(37)と式(34),(35),(36)から、チョークコイル８の主
巻線のインダクタンス L_L1は次式(38)を満足しなければ
ならない。

式(38)の分母は１＞Ｄ≧０．５なので正である。従って
分子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケース１：式(38)の分子が正の場合は次式(39)，(40)を
満足する必要がある。

ケース２：式(38)の分子が負の場合は式(38)の右辺は負
となるので式(38)を満足する L_L1は存在しない。

＜条件２＞スイッチ素子９がオフとなる時点(t₃)において、トラン
ス１１０を流れる電流が負にならないためには次式(41)
を満足する必要がある。

電流 I_Lav，ΔI_Le，ΔI_Teは全て正又は０なので式(41)
は常に満足している。

以上の昇圧モード（１＞Ｄ≧０．５）における条件１，
２をまとめると次式(42)，(43)となる。

(ハ) 混合モードスイッチ素子９，１０のオン・オフ比Ｄを０〜１の範囲
で任意に変化させてコンバータを動作させる場合は、ト
ランス１１０の一次巻線インダクタンス L_T1とチョーク
コイル８の主巻線インダクタンス L_L1は式(13),(29),(3
1),(42) を同時に満足する L_T1と式(30),(32),(43)を同
時に満足する L_L1の値をそれぞれ選べばよい。

〔改善した発明の実施例〕

第１４Ｂ図は第５図のコンバータにおいて、式(13),(2
9),(30),(31),(32)を満足するようなトランス１１０の
一次巻線インダクタンス L_T1とチョークコイル８の主巻
線インダクタンス L_L1を選び、降圧モードで動作した場
合の各部の動作波形を示す。

チョークコイル８のインダクタンス L_L1を減少させ、チ
ョークコイル８の励磁電流の振幅ΔI_Leを増加させるこ
とによりスイッチ素子９がオフする以前にトランス１１
０の１次側を流れる電流、従って整流用ダイオードを流
れる電流 I_Drが０にならないように設計できている。こ
の結果、トランス１１０の励磁電流を増加させたことに
伴う整流用ダイオード１４〜１７のオン期間が挟まるこ
とがなくなリ、整流用ダイオードの電流 I_Drの実効値の
増加に伴う損失および出力リプルの増加を防ぐことが可
能となる。

たとえば、降圧モードのみで動作する場合のトランス１
１０のインダクタンス L_T1とチョークコイル８のインダ
クタンス L_L1の選択すべき範囲について１例を以下に示
す。

第１５図は入力電圧E_iとトランス１１０のインダクタ
ンスL_T1の関係を示す。

図中ケース１の L_T1の範囲は式(13)，(31)の条件を同時
に満足する場合である。一方、ケース２の L_T1の範囲は
式(13)，(29)の条件を同時に満足する場合である。

ケース１の条件の下で、分布容量による損失を増加させ
ないためには、 L_L1は(32)式の条件を満足する必要があ
り、その範囲を第１６図に斜線の領域で示す。一方、ケ
ース２の条件の下で、分布容量による損失を増加させな
いためには、 L_L1は(30)式の条件を満足する必要があ
り、その範囲を第１７図に斜線の領域で示す。

〔発明の効果〕

以上説明したように、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのインダクタンスをある範囲で設計することに
よって、分布容量に蓄えられた電荷を放電前に励磁エネ
ルギーに変換するため、トランスの分布容量に起因する
損失を無くする効果がある。

また、トランス１１０の１次巻線のインタグタンスとチ
ョークコイル８の主巻線の励磁インダクタンスを前記の
式を満足するように選択することにより、出力電流のパ
ルス幅を狭めることなく、負荷に電力を供給できる利点
がある。

このように、出力電流のパルス幅を狭めずに動作するこ
とが可能であり、平滑コンデンサ１８から負荷にエネル
ギーを供給する期間が短くなるので、平滑コンデンサ１
８の容量を低減することができ、かつ、トランスの分布
容量に起因する損失を無くすことできるので、プッシュ
プル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを高効率化、小形化、
軽量化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図、第２図は第１図のコンバータの動作を説明するための各
部の波形を示す図、第３図は第１図のコンバータに使われるプッシュプル用
トランスの一例を示す図、第４図はこの発明の原理に従った条件を満足するトラン
スの比透磁率と分布容量の関係を示す図、第５図はこの発明のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路図、第６図はこの発明のコンバータで使われるトランスの例
を示す図、第７図はこの発明のコンバータの動作を説明するための
第５図における各部の波形を示す図、第８Ａ図はこの発明のコンバータで使われるトランスの
他の例を示す図、第８Ｂ図はこの発明のコンバータで使われるトランスの
更に他の例を示す図、第９図はこの発明の原理によりトランスのインダクタン
スを減少させた場合のコンバータの損失とトランスの分
布容量との関係を示すグラフ、第１０図はこの発明のコンバータの他の実施例を示す回
路図、第１１図は第１０図のコンバータの動作を説明するため
の各部の波形を示す図、第１２図はこの発明のコンバータの更に他の実施例を示
す回路図、第１３図は第１２図の実施例によるコンバータの効率を
従来のものと比較したグラフ、第１４Ａ図は第６図においてトランスのインダクタンス
の増加に伴う問題を説明するための各部の波形を示す
図、第１４Ｂ図は第１４Ａ図で示した問題を解決した場合の
動作を説明するための各部の波形を示す図、第１５図は改善した動作を実現する条件を満たすトラン
スのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示すグラ
フ、第１６図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示す
グラフ、及び第１７図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の他の例を
示すグラフである。５：直流電源、７：帰還ダイオード、８：チョークコイ
ル、９，１０：スイッチ素子、１１，１２：スイッチ素
子の寄生ダイオード、１３：トランスの分布容量、１４
〜１７：整流ダイオード、１８：平滑コンデンサ、１１
０：トランス、１００：コア、２０：コアのギャップ、
２０′：コアの切り込み部、２２：インダクタ。

フロントページの続き (56)参考文献実開昭57−12706（ＪＰ，Ｕ) 実開昭58−25582（ＪＰ，Ｕ) 特公昭60−36606（ＪＰ，Ｂ２) 特公昭61−795（ＪＰ，Ｂ２)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧供給手段と、前記直流電圧供給手
段に直列に接続されたチョークコイルと、互いに直列接
続された第１及び第２の一次巻線と二次巻線を有するプ
ッシュプル用トランスと、前記プッシュプル用トランス
の前記二次巻線に接続されその出力を整流するための整
流回路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路
と、直列接続された前記第１及び第２の一次巻線の両端
にそれぞれ一端が接続され他端が互いに接続された第１
及び第２スイッチ素子とを含み、前記第１及び第２スイ
ッチ素子の互いに接続された前記他端と前記第１及び第
２一次巻線の接続点とがそれぞれ直列接続された前記直
流電圧供給手段と前記チョークコイルの両端に接続され
たプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記プッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ
_T1が次式を満たし、ただしＤは前記第１及び第２スイッチ素子の
オン・オフ比、ｆはそのオン・オフ周波数、 C_dは前記
プッシュプル用トランスに寄生する分布容量の１次側換
算値、であるプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【請求項２】前記プッシュプル用トランスのコアはギャ
ップを有する特許請求の範囲第１項記載のプッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記プッシュプル用トランスのコアはその
断面が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第１項
記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】前記プッシュプル用トランスの前記第１及
び第２一次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列に
インダクタが接続された特許請求の範囲第１，２又は３
項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】前記プッシュプル用トランスは三次巻線を
有し、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された特
許請求の範囲第１，２又は３項記載のプッシュプル昇降
圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】前記プッシュプル用トランスのコアの比透
磁率μは次式を満し、ここでAe及びｌ_eは前記コアの実効断面積及び
実効磁路長、μ₀は真空の透磁率、N₁は前記第１及び第
２一次巻線の巻数である特許請求の範囲第１，２又は３
項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】前記ギャップの長さｌ_gは次式を満し、ここでμ′は前記コアの材料の比透磁率，μ″
は前記ギャップをうめる材料の比透磁率である特許請求
の範囲第６項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコン
バータ。
【請求項８】前記オン・オフ比Ｄは０．５≧Ｄ≧０であ
り、前記チョークコイルのインダクタンスＬ_L1と前記プ
ッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ_T1が次
式及び又は次式かつ及びを満足し、ここでＰ₀は前記平滑回路からの出力電力、
V_Lは前記チョークコイルの主巻線換算電圧、 V_cは前
記プッシュプル用トランスの一次側換算出力電圧である
特許請求の範囲第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−
ＤＣコンバータ。
【請求項９】前記オン・オフ比Ｄは１≧Ｄ＞０．５であ
り、前記チョークコイルのインダクタンスＬ_L1と前記プ
ッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ_T1が次
式を満足し、ここでP₀は前記平滑回路からの出力電力、 V
_cは前記プッシュプル用トランスの一次側換算出力電
圧、 E_iは前記直流電圧供給手段からの出力電圧である
特許請求の範囲第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−
ＤＣコンバータ。
【請求項１０】前記チョークコイルのインダクタンスＬ
_L1と前記プッシュプル用トランスの一次側インダクタン
スＬ_T1は次式かつ及びかつ又は次式かつかつ及びかつを満足し、ここでP₀は前記平滑回路からの出力電力、 V
_Lは前記チョークコイルの主巻線換算電圧、 V_cは前記
プッシュプル用トランスの一次側換算出力電圧、 E_iは
前記直流電圧供給手段からの出力電圧である特許請求の
範囲第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
【請求項１１】前記プッシュプル用トランスのコアはギ
ャップを有する特許請求の範囲第８，９又は１０項記載
のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】前記プッシュプル用トランスのコアはそ
の断面が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第
８，９又は１０項記載のプッシュプル昇降圧DC−ＤＣコ
ンバータ。
【請求項１３】前記プッシュプル用トランスの前記第１
及び第２一次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列
にインダクタが接続された特許請求の範囲第８，９又は
１０項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【請求項１４】前記プッシュプル用トランスは三次巻線
を有し、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された
特許請求の範囲第８，９又は１０項記載のプッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】前記プッシュプル用トランスのコアの比
透磁率μは次式を満たし、ここで A_e及びｌ_eは前記コアの実効断面積
及び実効磁路長、μ₀は真空の透磁率、N₁は前記第１及
び第２一次巻線の巻数である特許請求の範囲第８，９又
は１０項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【請求項１６】前記ギャップの長さｌ_gは次式を満たし、ここでμ′は前記コアの材料の比透磁率，
μ″は前記ギャップをうめる材料の比透磁率である特許
請求の範囲第１５項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。